JPH09186616A - Fm receiver - Google Patents
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- JPH09186616A JPH09186616A JP1709996A JP1709996A JPH09186616A JP H09186616 A JPH09186616 A JP H09186616A JP 1709996 A JP1709996 A JP 1709996A JP 1709996 A JP1709996 A JP 1709996A JP H09186616 A JPH09186616 A JP H09186616A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明はスケルチ回路を備え
たFM受信機に関する。TECHNICAL FIELD The present invention relates to an FM receiver having a squelch circuit.
【0002】[0002]
【従来の技術】受信信号の有無によってFM復調出力の
オン・オフを行うスケルチ回路は、FM復調出力の雑音
レベルによって制御されることが多い。しかし、FM復
調出力の雑音レベルの検出が困難な場合には、受信信号
レベルによって受信信号の有無を判別し、受信信号の有
無に基づいてFM復調出力のオン、オフを行うことが行
われる。2. Description of the Related Art A squelch circuit for turning on / off an FM demodulation output depending on the presence or absence of a received signal is often controlled by the noise level of the FM demodulation output. However, when it is difficult to detect the noise level of the FM demodulation output, the presence or absence of the reception signal is determined based on the reception signal level, and the FM demodulation output is turned on and off based on the presence or absence of the reception signal.
【0003】受信信号レベルの検出方法としては、絶対
値検出と実効値検出との2通りの方法がある。実効値検
出の方法には、受信信号瞬時値の実部と虚部とを求め、
それぞれ2乗してから加算し、加算結果の平方根を求め
ることによって得ている。受信信号瞬時値の実部と虚部
を求める簡易な方法として、ディジタル信号処理による
ときは入出力信号間に90度の位相差を生ぜしめる遅延
器を用いて実部と虚部とを求めることができる。There are two methods of detecting the received signal level: absolute value detection and effective value detection. The method of RMS detection is to find the real and imaginary parts of the received signal instantaneous value,
They are obtained by squaring each of them, then adding up, and obtaining the square root of the addition result. As a simple method for obtaining the real part and the imaginary part of the received signal instantaneous value, when the digital signal processing is used, the real part and the imaginary part are obtained by using a delay device which causes a phase difference of 90 degrees between the input and output signals. You can
【0004】受信信号レベルの検出方法にデジタル信号
処理による方法を用いた場合の従来の例は、図4に示す
ように構成されている。図4において、FM中間周波信
号をA/D変換器1によってA/D変換し、A/D変換
器1から出力されたデジタルFM中間周波信号はバンド
パスフィルタを構成するデジタルフィルタ2に供給して
帯域制限し、帯域制限されたデジタルFM中間周波信号
はデジタルFM復調回路3に供給すると共に受信信号レ
ベル検出回路18に供給する。デジタルFM復調回路3
から出力されるFM復調出力は、スイッチ回路14を介
して送出する。A conventional example in which a method based on digital signal processing is used as a method for detecting a received signal level is configured as shown in FIG. In FIG. 4, the FM intermediate frequency signal is A / D converted by the A / D converter 1, and the digital FM intermediate frequency signal output from the A / D converter 1 is supplied to the digital filter 2 forming a bandpass filter. The band-limited digital FM intermediate frequency signal is supplied to the digital FM demodulation circuit 3 and the reception signal level detection circuit 18. Digital FM demodulation circuit 3
The FM demodulation output output from is output via the switch circuit 14.
【0005】一方、受信信号レベル検出回路18によっ
て検出された受信信号レベルは信号レベル判別回路19
に供給して、信号レベル判別回路19において設定され
ている判定レベル(信号を受信したと判断すべきレベ
ル)と比較し、検出された受信信号レベルが判定レベル
以上のときはスイッチ回路14をオン状態に制御し、判
定レベル未満のときはスイッチ回路14はオフ状態に制
御する。受信レベル検出回路18、信号レベル判別回路
19およびスイッチ回路14はスケルチ回路を構成して
いる。信号レベル判別回路19の判定レベルには所定幅
のヒステリシス(以下、スケルチ回路のヒステリシス幅
とも記す)が設けてある。On the other hand, the received signal level detected by the received signal level detection circuit 18 is the signal level discrimination circuit 19
And compares it with the judgment level (level at which it should be judged that a signal has been received) set in the signal level judgment circuit 19, and when the detected reception signal level is equal to or higher than the judgment level, the switch circuit 14 is turned on. The switch circuit 14 is controlled to the off state when the level is below the determination level. The reception level detection circuit 18, the signal level determination circuit 19, and the switch circuit 14 form a squelch circuit. The determination level of the signal level determination circuit 19 is provided with a hysteresis of a predetermined width (hereinafter, also referred to as a hysteresis width of the squelch circuit).
【0006】ここで、FM中間周波信号の周波数はA/
D変換器1におけるサンプリング周波数fsの1/4に
設定し、バンドパスフィルタを構成するデジタルフィル
タ2の通過帯域の中心周波数はfs/4の周波数に設定
してある。Here, the frequency of the FM intermediate frequency signal is A /
The sampling frequency fs in the D converter 1 is set to 1/4, and the center frequency of the pass band of the digital filter 2 forming the band pass filter is set to fs / 4.
【0007】受信信号レベル検出回路18はシフトレジ
スタ4、乗算器5および6、加算器7および開平演算回
路17から構成されている。デジタルフィルタ2によっ
て帯域制限されたデジタルFM中間周波信号をシフトレ
ジスタ4に供給して、シフトレジスタ4において1サン
プリング期間遅延させて出力させる。シフトレジスタ4
のシフトパルスの周波数も周波数fsに設定されている
ためシフトレジスタ4によるシフトによって、シフトレ
ジスタ4に入力される信号とシフトレジスタ4から出力
される信号との間には90度の位相差が生じている。The received signal level detection circuit 18 is composed of a shift register 4, multipliers 5 and 6, an adder 7 and a square root calculation circuit 17. The digital FM intermediate frequency signal whose band is limited by the digital filter 2 is supplied to the shift register 4, and the shift register 4 outputs the signal with a delay of one sampling period. Shift register 4
Since the frequency of the shift pulse of is also set to the frequency fs, the shift by the shift register 4 causes a phase difference of 90 degrees between the signal input to the shift register 4 and the signal output from the shift register 4. ing.
【0008】シフトレジスタ4から出力信号は乗算器5
によって2乗し、シフトレジスタ4の入力信号は乗算器
6によって2乗し、乗算器5の出力と乗算器6の出力と
は加算器7において加算し、加算器7の出力を開平演算
回路17に供給して開平演算し、開平演算回路17の出
力を信号レベル判別回路19に供給し、開平演算回路1
7から出力された信号の値に基づく信号レベルが判定レ
ベル以上と信号レベル判別回路19において判別された
ときはスイッチ回路14はオン状態に、判定レベル未満
と信号レベル判別回路19において判別されたときはス
イッチ回路14はオフ状態に制御される。The output signal from the shift register 4 is a multiplier 5
, The input signal of the shift register 4 is squared by the multiplier 6, the output of the multiplier 5 and the output of the multiplier 6 are added in the adder 7, and the output of the adder 7 is squared. To the signal level determination circuit 19, and the square root calculation circuit 1 is supplied with the output of the square root calculation circuit 17.
When the signal level determination circuit 19 determines that the signal level based on the value of the signal output from 7 is equal to or higher than the determination level, the switch circuit 14 is in the ON state, and when the signal level determination circuit 19 determines that the signal level is lower than the determination level. The switch circuit 14 is controlled to the off state.
【0009】[0009]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ようなFM受信機では受信帯域制限のためにバンドパス
フィルタが挿入されているが、目的とされる受信信号の
一部も前記バンドパスフィルタによって減衰される。減
衰されるレベルは受信信号のスペクトルの広がりによっ
て異なり、変調指数が大きいか、変調周波数が高いほど
バンドフィルタによって減衰される信号成分が増加し、
受信信号レベル検出回路によって検出される受信信号レ
ベルが低下するという問題点があった。However, in the FM receiver as described above, a bandpass filter is inserted to limit the reception band. However, a part of the intended reception signal is also generated by the bandpass filter. Attenuated. The level to be attenuated depends on the spread of the spectrum of the received signal, and the larger the modulation index or the higher the modulation frequency, the greater the signal component attenuated by the band filter,
There is a problem that the reception signal level detected by the reception signal level detection circuit is lowered.
【0010】さらに、受信信号レベル検出回路によって
検出される受信信号レベルの変動は、変調指数と変調周
波数の変化のみならず、バンドパスフィルタの通過帯域
の中心周波数とFM中間周波信号の周波数との間の周波
数ずれによっても生ずる。FM中間周波信号の周波数が
バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数にあれば、
バンドパスフィルタによって減衰される信号レベルは最
小となるが、FM中間周波信号の周波数がバンドパスフ
ィルタの通過帯域の中心周波数からずれることによっ
て、FM中間周波信号の周波数の中心に近いレベルの高
い成分がバンドパスフィルタによって減衰されて、検出
された受信信号レベルが低下するという問題点がある。Further, the fluctuation of the reception signal level detected by the reception signal level detection circuit is caused not only by the change of the modulation index and the modulation frequency but also by the center frequency of the pass band of the band pass filter and the frequency of the FM intermediate frequency signal. It is also caused by the frequency shift between them. If the frequency of the FM intermediate frequency signal is at the center frequency of the pass band of the band pass filter,
Although the signal level attenuated by the bandpass filter is minimum, the frequency of the FM intermediate frequency signal deviates from the center frequency of the passband of the bandpass filter, so that the high level component close to the center of the frequency of the FM intermediate frequency signal. Is attenuated by the bandpass filter, and the detected reception signal level is lowered.
【0011】ここで、検出された受信信号レベルを受け
て、検出された受信信号レベルが、雑音レベルぎりぎり
のレベルに設定された判別レベルを超えたときは受信信
号ありと判別し、判別レベル未満のときは受信信号なし
と判別することによって受信信号の有無を判別して、F
M復調出力を選択的に遮断するスケルチ制御を行う場
合、検出された受信信号レベルが変調指数や変調周波数
に基づいて変動が生じる。信号レベル判定回路は前記し
たようにヒステリシス幅を持つが、受信信号レベルの変
動幅が前記ヒステリシス幅を超えると受信中にFM復調
出力がオン/オフされることになって受信に障害が生ず
るという問題を生ずる。Here, when the detected received signal level is received and the detected received signal level exceeds the discrimination level set to a level just near the noise level, it is discriminated that there is a received signal, and is less than the discrimination level. In case of, the presence or absence of the received signal is determined by determining that there is no received signal, and F
When performing squelch control for selectively blocking the M demodulation output, the detected reception signal level fluctuates based on the modulation index and the modulation frequency. Although the signal level determination circuit has the hysteresis width as described above, if the fluctuation width of the reception signal level exceeds the hysteresis width, the FM demodulation output is turned on / off during reception, which causes a trouble in reception. Cause problems.
【0012】本発明は、受信信号の変調度と変調周波数
によっても受信信号レベル検出回路において検出される
受信信号レベルの変動が抑制されるFM受信機を提供す
ることを目的とする。An object of the present invention is to provide an FM receiver in which fluctuations in the received signal level detected by the received signal level detection circuit are suppressed even by the modulation degree and the modulation frequency of the received signal.
【0013】[0013]
【課題を解決するための手段】本発明にかかるFM受信
機は、帯域制限のためのバンドパスフィルタを通過した
A/D変換されたFM中間周波信号を入力信号としてF
M復調するデジタルFM復調回路を備えたFM受信機に
おいて、前記デジタル復調回路内から前記入力信号を9
0度遅相させた遅相信号を取り出し、前記入力信号に基
づく値をX、前記遅相信号に基づく値をY、αを定数と
したとき、An FM receiver according to the present invention uses an A / D-converted FM intermediate frequency signal that has passed through a bandpass filter for band limitation as an input signal.
In an FM receiver equipped with a digital FM demodulation circuit for M demodulation, the input signal from the digital demodulation circuit is
When a delay signal delayed by 0 degree is taken out, a value based on the input signal is X, a value based on the delay signal is Y, and α is a constant,
【0014】[0014]
【数3】 (Equation 3)
【0015】の演算を行う演算手段を備えて、前記FM
中間周波信号の周波数が前記バンドパスフィルタの通過
帯域の中心周波数から予め定めた周波数範囲内で偏倚
し、前記バンドパスフィルタによるFM中間周波信号の
減衰がないときの前記入力信号に基づく値を(Xma
x)とし、かつ前記バンドパスフィルタによるFM中間
周波信号の減衰がないときの前記遅相信号に基づく値を
(Ymax)としたとき、The above-mentioned FM is provided with a calculation means for performing the calculation of
A value based on the input signal when the frequency of the intermediate frequency signal deviates within a predetermined frequency range from the center frequency of the pass band of the band pass filter and there is no attenuation of the FM intermediate frequency signal by the band pass filter ( Xma
x) and the value based on the lag signal when there is no attenuation of the FM intermediate frequency signal by the bandpass filter is (Ymax),
【0016】[0016]
【数4】 (Equation 4)
【0017】を満たすように定数α(0<α)を設定
し、演算手段からの出力信号を受信信号レベルとして出
力し、該受信信号レベルに基づいてFM復調出力をオン
・オフすることを特徴とする。A constant α (0 <α) is set so as to satisfy the condition, the output signal from the calculating means is output as a reception signal level, and the FM demodulation output is turned on / off based on the reception signal level. And
【0018】本発明のFM受信機によれば、帯域制限の
ためのバンドパスフィルタを通過したA/D変換された
FM中間周波信号を入力信号としてFM復調するデジタ
ルFM復調回路を備えたFM受信機において、前記デジ
タル復調回路内から前記入力信号を90度遅相させた遅
相信号が取り出され、前記入力信号に基づく値をX、前
記遅相信号に基づく値をY、αを定数としたとき、
(3)式による演算が行われて、演算出力信号が受信信
号レベルとして出力される。ここで、バンドパスフィル
タから出力されるFM中間周波数信号の周波数がバンド
パスフィルの通過帯域の中心周波数から予め定められた
周波数範囲内で偏倚しているとき(4)式を満たす値に
定数αが設定されている。According to the FM receiver of the present invention, the FM reception is provided with the digital FM demodulation circuit for FM demodulating the A / D-converted FM intermediate frequency signal that has passed through the band pass filter for band limitation as an input signal. In the machine, a delayed signal obtained by delaying the input signal by 90 degrees is taken out from the digital demodulation circuit, a value based on the input signal is X, a value based on the delayed signal is Y, and α is a constant. When
The calculation according to the equation (3) is performed, and the calculation output signal is output as the reception signal level. Here, when the frequency of the FM intermediate frequency signal output from the bandpass filter is deviated from the center frequency of the passband of the bandpass fill within a predetermined frequency range, a constant α Is set.
【0019】しかるに、FM中間周波信号の周波数がバ
ンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数からずれてい
るとき、該ずれ量の増加に基づいてバンドパスフィルタ
から出力されるFM中間周波信号のレベルは低下させら
れる。一方、FM中間周波信号の周波数がバンドパスフ
ィルタの通過帯域の中心周波数からずれているとき、該
ずれ量の増加に基づいて|αXY|の値は増加させられ
る。したがってFM中間周波信号の周波数がバンドパス
フィルタの通過帯域の中心周波数からずれているとき、
該ずれに対する(3)式内の第1項と第2項のと和の変
化方向と第3項の変化方向とは互いに逆方向である。However, when the frequency of the FM intermediate frequency signal deviates from the center frequency of the pass band of the band pass filter, the level of the FM intermediate frequency signal output from the band pass filter decreases due to the increase in the deviation amount. To be made. On the other hand, when the frequency of the FM intermediate frequency signal deviates from the center frequency of the pass band of the band pass filter, the value of | αXY | is increased based on the increase of the deviation amount. Therefore, when the frequency of the FM intermediate frequency signal deviates from the center frequency of the pass band of the band pass filter,
The changing direction of the sum of the first term and the second term and the changing direction of the third term in the equation (3) for the shift are opposite to each other.
【0020】FM中間周波信号の周波数が前記バンドパ
スフィルタの通過帯域の中心周波数からの偏倚が予め定
めた周波数範囲内であるとき(4)式が成立し、FM中
間周波信号の周波数がバンドパスフィルタの通過帯域の
中心周波数からずれているときに、検出された受信信号
レベルの変化が補正されることになり、前記中心周波数
から予め定めた所定範囲内におけるFM中間周波信号の
周波数の変動に対する受信信号の検出レベルの変動は所
定範囲内に抑圧される。When the deviation of the frequency of the FM intermediate frequency signal from the center frequency of the pass band of the band pass filter is within a predetermined frequency range, formula (4) is established, and the frequency of the FM intermediate frequency signal is band pass. When the frequency deviates from the center frequency of the pass band of the filter, the detected change in the received signal level is corrected, and the variation of the frequency of the FM intermediate frequency signal within a predetermined range from the center frequency is corrected. The fluctuation of the detection level of the received signal is suppressed within a predetermined range.
【0021】本発明にかかるFM受信機において、演算
手段の演算において値Xと値Yとの乗算値はデジタルF
M復調回路からの出力としたことを特徴とする。このよ
うにしたことによって、演算手段中における値Xと値Y
との乗算器は不要となって、乗算器の数は1つ減少する
ことになる。In the FM receiver according to the present invention, the multiplication value of the value X and the value Y in the calculation of the calculating means is the digital F
The output from the M demodulation circuit is characteristic. By doing so, the value X and the value Y in the calculation means are
The multipliers 1 and 2 are unnecessary, and the number of multipliers is reduced by one.
【0022】本発明にかかるFM受信機において、デジ
タルFM復調回路はクオドラチュア型デジタル復調回
路、またはアークタンゼント型デジタル復調回路である
ことを特徴とする。In the FM receiver according to the present invention, the digital FM demodulation circuit is a quadrature type digital demodulation circuit or an arc tangent type digital demodulation circuit.
【0023】本発明にかかるFM受信機において、デジ
タルFM復調回路に入力されるA/D変換されたFM中
間周波数信号は、FM中間周波数の4倍の周波数でサン
プリングされていることることを特徴とする。In the FM receiver according to the present invention, the A / D-converted FM intermediate frequency signal input to the digital FM demodulation circuit is sampled at a frequency four times the FM intermediate frequency. And
【0024】[0024]
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかるFM受信機
の実施の一形態について説明する。図1は本発明にかか
る実施の一形態のFM受信機の主要部の構成を示すブロ
ック図である。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION An embodiment of an FM receiver according to the present invention will be described below. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the main part of an FM receiver according to an embodiment of the present invention.
【0025】本実施の一形態にかかるFM受信機は、リ
ミッタ12を介して振幅がリミットされたFM中間周波
信号をA/D変換器1によってA/D変換し、A/D変
換器1から出力されたディジタルFM中間周波信号はバ
ンドパスフィルタを構成するデジタルフィルタ2に供給
して帯域制限し、帯域制限されたデジタルFM中間周波
信号はクオドラチュア型デジタルFM復調回路31に供
給すると共に受信信号レベル検出回路11に供給する。
デジタルFM復調回路31から出力されるFM復調出力
は、スイッチ回路14を介して送出する。In the FM receiver according to the present embodiment, the FM intermediate frequency signal whose amplitude is limited via the limiter 12 is A / D converted by the A / D converter 1, and then the A / D converter 1 outputs the FM intermediate frequency signal. The output digital FM intermediate frequency signal is supplied to a digital filter 2 which constitutes a bandpass filter to limit the band, and the band limited digital FM intermediate frequency signal is supplied to a quadrature type digital FM demodulation circuit 31 and received signal level. It is supplied to the detection circuit 11.
The FM demodulation output output from the digital FM demodulation circuit 31 is transmitted via the switch circuit 14.
【0026】一方、受信信号レベル検出回路11によっ
て検出された受信信号レベルは信号レベル判別回路13
に供給して、信号レベル判別回路13において設定され
ている判定レベル(信号を受信したと判断すべきレベル
に基づくレベル)と比較し、検出された受信信号レベル
が判定レベル以上のときはスイッチ回路14をオン状態
に制御し、判定レベル未満のときはスイッチ回路14は
オフ状態に制御する。受信レベル検出回路11、信号レ
ベル判別回路13およびスイッチ回路14はスケルチ回
路を構成している。信号レベル判別回路13の判定レベ
ルには所定幅のヒステリシス(以下、スケルチ回路のヒ
ステリシス幅とも記す)が設けてある。On the other hand, the received signal level detected by the received signal level detection circuit 11 is the signal level discrimination circuit 13
And compares it with the determination level (level based on the level at which a signal should be determined to have been received) set in the signal level determination circuit 13, and when the detected reception signal level is equal to or higher than the determination level, the switch circuit 14 is turned on, and when it is below the determination level, the switch circuit 14 is turned off. The reception level detection circuit 11, the signal level determination circuit 13, and the switch circuit 14 form a squelch circuit. The determination level of the signal level determination circuit 13 is provided with a hysteresis of a predetermined width (hereinafter, also referred to as a hysteresis width of the squelch circuit).
【0027】ここで、A/D変換器1におけるサンプリ
ング周波数fsはFM中間周波信号の周波数の4倍に設
定し、デジタルフィルタ2の通過帯域の中心周波数はf
s/4の周波数に設定してある。また、クオドラチュア
型FM復調回路31はデジタルフィルタ2によって帯域
制限されたディジタルFM中間周波信号が供給されてデ
ジタルFM中間周波信号を1サンプリング周期ずらすシ
フトレジスタ32とシフトレジスタ32の出力とデジタ
ルフィルタ2によって帯域制限されたデジタルFM中間
周波信号とを乗算する乗算器33とから構成されてい
る。Here, the sampling frequency fs in the A / D converter 1 is set to 4 times the frequency of the FM intermediate frequency signal, and the center frequency of the pass band of the digital filter 2 is f.
The frequency is set to s / 4. Further, the quadrature type FM demodulation circuit 31 is supplied with the digital FM intermediate frequency signal whose band is limited by the digital filter 2 and shifts the digital FM intermediate frequency signal by one sampling period, the output of the shift register 32 and the digital filter 2. And a multiplier 33 for multiplying the band-limited digital FM intermediate frequency signal.
【0028】受信信号レベル検出回路11は、乗算器
5、6および9、加算器7および10、絶対値演算回路
8から構成されている。シフトレジスタ32からの出力
信号は乗算器5によって2乗し、シフトレジスタ4の入
力信号は乗算器6によって2乗し、乗算器5の出力と乗
算器6の出力とは加算器7において加算する。FM復調
出力は絶対値演算回路8に供給してFM復調出力の絶対
値を求め、絶対値演算回路の出力は乗算器9において定
数α(α>0)と乗算し、乗算器9の出力と加算器7の
出力とは加算器10によって加算し、加算器10の出力
を信号レベル判別回路13に供給し、加算器10の出力
に基づく信号レベルが判定レベル以上と信号レベル判別
回路13において判別されたときはスイッチ回路14を
オン状態に、判定レベル未満と信号レベル判別回路13
において判別されたときはスイッチ回路14をオフ状態
に制御する。The received signal level detection circuit 11 is composed of multipliers 5, 6 and 9, adders 7 and 10, and an absolute value calculation circuit 8. The output signal from the shift register 32 is squared by the multiplier 5, the input signal of the shift register 4 is squared by the multiplier 6, and the output of the multiplier 5 and the output of the multiplier 6 are added by the adder 7. . The FM demodulation output is supplied to the absolute value calculation circuit 8 to obtain the absolute value of the FM demodulation output, and the output of the absolute value calculation circuit is multiplied by a constant α (α> 0) in the multiplier 9 to obtain the output of the multiplier 9. The output of the adder 7 is added by the adder 10, the output of the adder 10 is supplied to the signal level determination circuit 13, and the signal level determination circuit 13 determines that the signal level based on the output of the adder 10 is at or above the determination level. Then, the switch circuit 14 is turned on and the signal level determination circuit 13 determines that the level is lower than the determination level.
When it is determined in step S1, the switch circuit 14 is controlled to the off state.
【0029】上記のように構成された本実施の一形態に
かかるFM受信機において、FM中間周波信号はリミッ
タによってその振幅がリミットされ、FM中間周波信号
はA/D変換器1によってA/D変換される。A/D変
換器1におけるFM中間周波信号のサンプリング周波数
fsはFM中間周波数の4倍の周波数に設定されている
ことは前記のとおりである。A/D変換されたデジタル
FM中間周波信号はデジタルフィルタ2に供給されて帯
域制限される。In the FM receiver according to the present embodiment configured as described above, the amplitude of the FM intermediate frequency signal is limited by the limiter, and the FM intermediate frequency signal is A / D converted by the A / D converter 1. To be converted. As described above, the sampling frequency fs of the FM intermediate frequency signal in the A / D converter 1 is set to a frequency four times the FM intermediate frequency. The A / D converted digital FM intermediate frequency signal is supplied to the digital filter 2 and band-limited.
【0030】一方、シフトレジスタ32のシフトパルス
の周波数も周波数fsに設定されていて、シフトレジス
タ32によるシフトによって、シフトレジスタ4に入力
される信号すなわちデジタルフィルタ2によって帯域制
限されたデジタルFM中間周波信号(に基づくFM中間
周波信号)とシフトレジスタ32から出力されるデジタ
ルFM中間周波信号(に基づくFM中間周波信号)との
間には90度の位相差が生じている。そこで、乗算器3
3におけるシフトレジスタ32の入出力の乗算によって
デジタルフィルタ2によって帯域制限されたデジタルF
M中間周波信号信号がFM復調される。On the other hand, the frequency of the shift pulse of the shift register 32 is also set to the frequency fs, and the signal input to the shift register 4 by the shift by the shift register 32, that is, the digital FM intermediate frequency band-limited by the digital filter 2 is set. There is a 90-degree phase difference between the signal (based on the FM intermediate frequency signal) and the digital FM intermediate frequency signal output from the shift register 32 (based on the FM intermediate frequency signal). Therefore, the multiplier 3
Digital F band-limited by the digital filter 2 by multiplication of input and output of the shift register 32 in FIG.
The M intermediate frequency signal signal is FM demodulated.
【0031】上記において、シフトレジスタ4の入力信
号に基づく値をX(以下単に、入力信号Xとも記す)、
シフトレジスタ4の出力信号に基づく値をY(以下単
に、出力信号Yとも記す)とすると、乗算器5の出力は
Yの2乗であり、乗算器6の出力はXの2乗であり、絶
対値演算回路8の入力はXYであり、絶対値演算回路8
の出力は|XY|となり、乗算器9の出力はα|XY|
となる。したがって、加算器10の出力は下記の(5)
式に示すとおりであり、この出力が受信信号レベルとし
て信号レベル判別回路13へ送出される。ここで、αは
α>0のために、α|XY|は|αXY|と等しい。In the above description, the value based on the input signal of the shift register 4 is X (hereinafter also simply referred to as the input signal X),
If the value based on the output signal of the shift register 4 is Y (hereinafter also simply referred to as the output signal Y), the output of the multiplier 5 is Y squared, and the output of the multiplier 6 is X squared, The input of the absolute value calculation circuit 8 is XY, and the absolute value calculation circuit 8
Output is | XY |, and the output of the multiplier 9 is α | XY |
Becomes Therefore, the output of the adder 10 is (5) below.
As shown in the equation, this output is sent to the signal level determination circuit 13 as the received signal level. Here, since α is α> 0, α | XY | is equal to | αXY |.
【0032】[0032]
【数5】 (Equation 5)
【0033】受信信号レベルをMAGと表示し、90度
位相差を有するレベルの等しい信号Xと信号Yによって
受信信号レベルMAGを実効値で求めると、受信信号レ
ベルMAGは下記の(6)式によって求めることができ
る。When the received signal level is expressed as MAG and the received signal level MAG is obtained as an effective value by the signals X and Y having the same level having a 90-degree phase difference, the received signal level MAG is calculated by the following equation (6). You can ask.
【0034】[0034]
【数6】 (Equation 6)
【0035】ここで、XをAsin(2πωx)とする
と、実効値で求めた受信信号レベルMAGは下記の
(7)式に示すごとくになる。Here, when X is Asin (2πωx), the received signal level MAG obtained by the effective value is as shown in the following equation (7).
【0036】[0036]
【数7】 (Equation 7)
【0037】また、受信信号レベルの検出には絶対値で
なく相対値が判ればよいので平方根を求めずに、下記の
(8)式の値を受信信号レベルMAGとしてもよい。Further, since the relative value, not the absolute value, can be known for detecting the reception signal level, the value of the following expression (8) may be used as the reception signal level MAG without obtaining the square root.
【0038】[0038]
【数8】 (Equation 8)
【0039】この場合は開平演算処理を省略することが
できることになる。本実施の一形態に戻って、加算器7
の出力は(8)式の値に対応しており、加算器7の出力
にさらに加算器10によって補正値として乗算器9の出
力α|XY|が加算されるが、開平演算が不要であるこ
とには変わりがない。In this case, the square root calculation process can be omitted. Returning to this embodiment, the adder 7
Corresponds to the value of the equation (8), and the output α | XY | of the multiplier 9 is added to the output of the adder 7 as a correction value by the adder 10, but the square root calculation is unnecessary. There is no change.
【0040】また、正弦波の絶対値|Asin(2πω
x)|によって受信信号レベルMAGを求めると、受信
信号レベルMAGの平均値は(2A/π)となる。The absolute value of the sine wave | Asin (2πω
When the received signal level MAG is obtained by x) |, the average value of the received signal level MAG is (2A / π).
【0041】絶対値を求める方法は処理が簡単である
が、デジタル信号処理において、信号の周波数に対して
サンプリング点が少ないときは入力される信号のピーク
値をサンプリングできる確率が低くなる。また、FM中
間周波信号の周波数がサンプリング周波数fsの1/4
の周波数に近いとき、サンプリングパルスとFM中間周
波信号の位相関係がFM中間周波信号のピークに近い値
を連続してサンプルできる位相関係の場合と、ピークに
近い値を連続してサンプルできる位相から最大45°離
れる位相関係の場合とが生じ、後者の位相関係のときは
振幅が最大で(1/√2)低くなる。本実施の一形態で
はFM中間周波信号の周波数をサンプリング周波数の1
/4にとっているので、レベルが不安定に変動すること
のない実効値検出のほうがデジタル信号処理に適してい
る。Although the method of obtaining the absolute value is simple in processing, in digital signal processing, when the number of sampling points is small with respect to the frequency of the signal, the probability that the peak value of the input signal can be sampled becomes low. The frequency of the FM intermediate frequency signal is 1/4 of the sampling frequency fs.
When the phase relationship between the sampling pulse and the FM intermediate frequency signal is such that the value close to the peak of the FM intermediate frequency signal can be continuously sampled when it is close to the frequency of In the case of the phase relationship of being separated by a maximum of 45 °, the amplitude becomes maximum (1 / √2) lower in the case of the latter phase relationship. In the present embodiment, the frequency of the FM intermediate frequency signal is set to 1 of the sampling frequency.
Since it is set to / 4, effective value detection in which the level does not fluctuate unstable is more suitable for digital signal processing.
【0042】受信信号レベル検出回路11において、加
算器10からの出力は(5)式に示すとおりであり、F
M中間周波信号の周波数がデジタルフィルタ2の通過帯
域の中心周波数fs/4からら予め定めた周波数範囲内
で偏倚し、デジタルフィルタ2によるFM中間周波信号
の減衰がないときにおけるシフトレジスタ32の入力信
号に基づく値を(Xmax)とし、デジタルフィルタ2
によるFM中間周波信号の減衰がないときにおけるシフ
トレジスタ32からの出力信号に基づく値を(Yma
x)としたとき、定数αは下記の(9)式を満たすよう
に設定してある。In the received signal level detection circuit 11, the output from the adder 10 is as shown in the equation (5), and F
Input of the shift register 32 when the frequency of the M intermediate frequency signal is deviated within a predetermined frequency range from the center frequency fs / 4 of the pass band of the digital filter 2 and there is no attenuation of the FM intermediate frequency signal by the digital filter 2. The value based on the signal is (Xmax), and the digital filter 2
The value based on the output signal from the shift register 32 when there is no attenuation of the FM intermediate frequency signal due to (Yma
x), the constant α is set so as to satisfy the following expression (9).
【0043】[0043]
【数9】 [Equation 9]
【0044】一方、デジタルフィルタ2の通過帯域の中
心周波数fs/4とFM中間周波信号の周波数とが一致
しているときは、デジタルフィルタ2を通過したFM中
間周波信号の減衰量は最小であって、受信信号レベルの
補正は不要である。FM中間周波信号の周波数がデジタ
ルフィルタ2の通過帯域の中心周波数fs/4からずれ
るにしたがって図2(a)に示すようにデジタルフィル
タ2を通過したFM中間周波信号の減衰量は増加して行
き、受信信号レベルの補正が必要になる。On the other hand, when the center frequency fs / 4 of the pass band of the digital filter 2 and the frequency of the FM intermediate frequency signal match, the attenuation amount of the FM intermediate frequency signal passing through the digital filter 2 is the minimum. Therefore, it is not necessary to correct the received signal level. As the frequency of the FM intermediate frequency signal deviates from the center frequency fs / 4 of the pass band of the digital filter 2, the attenuation amount of the FM intermediate frequency signal passing through the digital filter 2 increases as shown in FIG. It is necessary to correct the received signal level.
【0045】また、FM中間周波信号の周波数がデジタ
ルフィルタ2の通過帯域の中心周波数fs/4からずれ
るにしたがい、図2(b)に示すようにシフトレジスタ
32による遅相量にも影響が生じ、FM中間周波信号の
周波数がデジタルフィルタ2の通過帯域の中心周波数f
s/4に等しいときはシフトレジスタ32による遅相量
は90度であり、受信信号レベルの補正は不要である。
FM中間周波信号の周波数がデジタルフィルタ2の通過
帯域の中心周波数fs/4より減少方向にずれたときは
遅相量は90度より減少して0度の方に移相させられ、
FM中間周波信号の周波数がデジタルフィルタ2の通過
帯域の中心周波数fs/4より増加方向にずれたときは
遅相量は90度より増加して180度の方に移相させら
れて、受信信号レベルの補正が必要となる。Further, as the frequency of the FM intermediate frequency signal deviates from the center frequency fs / 4 of the pass band of the digital filter 2, the delay amount by the shift register 32 is affected as shown in FIG. 2 (b). , The frequency of the FM intermediate frequency signal is the center frequency f of the pass band of the digital filter 2.
When it is equal to s / 4, the delay amount by the shift register 32 is 90 degrees, and the correction of the received signal level is unnecessary.
When the frequency of the FM intermediate frequency signal deviates from the center frequency fs / 4 of the pass band of the digital filter 2 in the decreasing direction, the delay amount decreases from 90 degrees and is shifted to 0 degrees,
When the frequency of the FM intermediate frequency signal deviates in the increasing direction from the center frequency fs / 4 of the pass band of the digital filter 2, the delay amount increases from 90 degrees and is shifted to 180 degrees, and the received signal Level correction is required.
【0046】すなわち、デジタルフィルタ2の通過帯域
の中心周波数fs/4とFM中間周波信号の周波数との
間の周波数偏倚が増加したとき、FM中間周波信号がデ
ジタルフィルタ2を通過することによって減衰する減衰
量が増加していき、加算器7からの出力信号はFM中間
周波信号の周波数がデジタルフィルタ2の通過帯域の中
心周波数数fs/4からの偏倚量にしたがって減少す
る。FM中間周波信号の周波数がサンプリング周波数の
1/4から離れるにしたがって大きな補正値による受信
信号レベルの補正が必要となる。That is, when the frequency deviation between the center frequency fs / 4 of the pass band of the digital filter 2 and the frequency of the FM intermediate frequency signal increases, the FM intermediate frequency signal is attenuated by passing through the digital filter 2. The attenuation amount increases, and the frequency of the FM intermediate frequency signal in the output signal from the adder 7 decreases in accordance with the amount of deviation from the center frequency number fs / 4 of the pass band of the digital filter 2. As the frequency of the FM intermediate frequency signal deviates from 1/4 of the sampling frequency, it becomes necessary to correct the received signal level with a large correction value.
【0047】また、デジタルフィルタ2の通過帯域の中
心周波数fs/4とFM中間周波信号の周波数とが一致
しているときにおいて、受信信号にFM変調がなされて
いないか、または変調指数が小さいときには、FM中間
周波信号の占有帯域の広がりは少なく、デジタルフィル
タ2を通過することによる減衰量は最小となり、受信信
号レベルの補正は不要である。変調指数が増加するにし
たがってFM中間周波信号の占有帯域が広がり、デジタ
ルフィルタ2を通過することによる減衰量も増加して、
受信信号レベルの補正は必要となる。Further, when the center frequency fs / 4 of the pass band of the digital filter 2 and the frequency of the FM intermediate frequency signal match, when the received signal is not FM-modulated or the modulation index is small. , The spread of the occupied band of the FM intermediate frequency signal is small, the attenuation amount by passing through the digital filter 2 is minimum, and the correction of the received signal level is unnecessary. As the modulation index increases, the occupied band of the FM intermediate frequency signal expands, and the amount of attenuation due to passing through the digital filter 2 also increases,
It is necessary to correct the received signal level.
【0048】すなわち、受信信号にFM変調がかかって
いないか、または変調度が低いときには、受信信号レベ
ルの補正は不要であり、受信信号に変調がかかると、変
調度に比例して大きな補正値による受信信号レベルの補
正が必要となる。That is, when the received signal is not FM-modulated or the degree of modulation is low, it is not necessary to correct the received signal level. When the received signal is modulated, a large correction value is proportional to the degree of modulation. It is necessary to correct the received signal level by.
【0049】一方、シフトレジスタ32の位相特性は図
2(b)に示す特性であり、乗算器33の出力信号の絶
対値を採ったときは補正値|xy|の信号となり、該補
正値に定数αを乗算することによって図2(c)におい
て矢印に示すように定数αの増加によって周波数fs/
4からの周波数偏倚に基づく補正値が増加することにな
る。乗算器9からの出力信号は|αXY|であり、絶対
値演算回路8からの出力信号は(9)式の右辺に示すご
とくである。図2(b)において破線は減衰がないとき
の|αxy|を示し、実線は減衰があるときの|αxy
|を示している。On the other hand, the phase characteristic of the shift register 32 is the characteristic shown in FIG. 2B, and when the absolute value of the output signal of the multiplier 33 is taken, it becomes a signal of the correction value | xy | By multiplying the constant α by increasing the constant α as shown by the arrow in FIG. 2C, the frequency fs /
The correction value based on the frequency deviation from 4 will increase. The output signal from the multiplier 9 is | αXY |, and the output signal from the absolute value calculation circuit 8 is as shown on the right side of the equation (9). In FIG. 2B, the broken line shows | αxy | when there is no attenuation, and the solid line shows | αxy when there is attenuation.
| Is shown.
【0050】しかるに、乗算器33の出力、すなわちF
M復調出力は変調指数が大きいほど大きくなり、デジタ
ルフィルタ2の通過帯域の中心周波数fs/4とFM中
間周波信号の周波数との周波数偏倚量に対する加算器7
からの出力信号の変化の方向と乗算器9からの出力信号
の変化の方向とは互いに逆であり、加算器10によって
加算器7からの出力信号と乗算器9からの出力信号とを
加算することによって受信信号レベルの補正が行えるこ
とになる。However, the output of the multiplier 33, that is, F
The larger the modulation index, the larger the M demodulation output, and the adder 7 for the frequency deviation amount between the center frequency fs / 4 of the pass band of the digital filter 2 and the frequency of the FM intermediate frequency signal.
The direction of change of the output signal from the multiplier 9 and the direction of change of the output signal from the multiplier 9 are opposite to each other, and the adder 10 adds the output signal from the adder 7 and the output signal from the multiplier 9. As a result, the received signal level can be corrected.
【0051】ここで、FM中間周波信号の周波数がデジ
タルフィルタ2の通過帯域の中心周波数から予め定めた
周波数範囲内で偏倚しているとき、(9)式を満たすよ
うに定数α(0<α)を設定することによって、FM中
間周波信号の周波数がデジタルフィルタの通過帯域の中
心周波数から予め定めた周波数範囲内で偏倚していると
きに補正され、前記偏倚した周波数から所定範囲内にお
けるFM中間周波信号の周波数の変動に対する受信信号
の検出レベルの変動は図2(d)に示すようにスケルチ
回路のヒステリシス範囲内に抑圧されることになる。し
たがって、受信信号の検出レベル変動幅がスケルチ回路
のヒステリシス範囲内であれば、受信信号出力が周波数
偏倚によってオン/オフされることがない。Here, when the frequency of the FM intermediate frequency signal deviates from the center frequency of the pass band of the digital filter 2 within a predetermined frequency range, a constant α (0 <α ) Is set, the frequency of the FM intermediate frequency signal is corrected when the frequency is deviated within a predetermined frequency range from the center frequency of the pass band of the digital filter, and the FM intermediate frequency within the predetermined range from the deviated frequency is set. The fluctuation of the detection level of the received signal with respect to the fluctuation of the frequency of the frequency signal is suppressed within the hysteresis range of the squelch circuit as shown in FIG. Therefore, if the detection level fluctuation width of the reception signal is within the hysteresis range of the squelch circuit, the reception signal output is not turned on / off due to the frequency deviation.
【0052】予め定めた所定周波数範囲内におけるFM
中間周波信号の周波数変動に対する受信信号の検出レベ
ルの変動が小さく0に近いときには、定数αの値は小さ
い値となる。予め定めた所定周波数範囲内におけるFM
中間周波信号の周波数変動に対する受信信号の検出レベ
ルの変動が大きいときには、変動幅に比例して定数αの
値は大きい値となる。FM within a predetermined frequency range
When the fluctuation of the detection level of the received signal with respect to the frequency fluctuation of the intermediate frequency signal is small and close to 0, the value of the constant α becomes a small value. FM within a predetermined frequency range determined in advance
When the fluctuation of the detection level of the received signal with respect to the frequency fluctuation of the intermediate frequency signal is large, the value of the constant α becomes a large value in proportion to the fluctuation width.
【0053】以下、定数αの値について説明する。受信
信号の検出レベルの変動が20dBあるようなときに
は、デジタルフィルタ2の通過帯域の中心周波数fs/
4に対するFM中間周波信号の偏倚が大きいか、変調指
数が大きいか、および/または変調周波数が高いために
FM復調出力の歪みが実用にならない程大きくなって正
常な受信音とはならない。したがって、受信信号の検出
レベルの変動が20dBを超えているようなときには、
受信信号の検出レベルを補正することは必要なく、定数
αの最大値は受信信号の検出レベルの変動が20dBの
ときであるとすることができる。The value of the constant α will be described below. When the detection level of the received signal fluctuates by 20 dB, the center frequency fs / of the pass band of the digital filter 2
Since the deviation of the FM intermediate frequency signal with respect to 4 is large, the modulation index is large, and / or the modulation frequency is high, the distortion of the FM demodulation output becomes so large that it cannot be practically used, and a normal reception sound cannot be obtained. Therefore, when the fluctuation of the detection level of the received signal exceeds 20 dB,
It is not necessary to correct the detection level of the received signal, and it can be assumed that the maximum value of the constant α is when the variation of the detected level of the received signal is 20 dB.
【0054】デジタルフィルタ2を通過したFM中間周
波信号の入力信号Xを、X=Asin(2πωx)と
し、かつデジタルフィルタ2を通過したFM中間周波信
号がデジタルフィルタ2によって減衰を受けないときの
振幅Aを〃A=1〃、20dBの減衰を受けたときの振
幅Aを〃A=0.1〃とすると、(9)式の左辺の値は
0.09となり、右辺の値(αXY)は0.05αであ
って、(9)式から(0.99=0.005α)となっ
て、α≒198となる。これが定数αの取りうる最大値
となる。The amplitude when the input signal X of the FM intermediate frequency signal that has passed through the digital filter 2 is X = Asin (2πωx), and the FM intermediate frequency signal that has passed through the digital filter 2 is not attenuated by the digital filter 2. If A is 〃A = 1〃 and the amplitude A when it is attenuated by 20dB is 〃A = 0.1〃, the value on the left side of equation (9) is 0.09 and the value on the right side (αXY) is It is 0.05α and becomes (0.99 = 0.005α) from the equation (9), and α≈198. This is the maximum value that the constant α can take.
【0055】上記した本発明にかかる受信信号レベル検
出回路の実施の一形態において、例えば、周波数偏移が
5kHz、変調周波数が1kHzで、デジタルフィルタ
2の通過帯域の中心周波数fs/4が455kHz、帯
域幅が12kHzのときに、周波数偏倚を1kHzとし
定数αを〃2〃に設定し、例えば受信信号検出レベルが
0V〜1Vであるとき、FM中間周波信号の周波数範囲
内において受信信号の検出レベルの変化0.02Vがス
ケルチ回路のヒステリシス幅の範囲0.01V以内の
0.0089Vに抑制されたため、受信信号出力が周波
数偏倚によってオン/オフされることがなくなった。In one embodiment of the received signal level detection circuit according to the present invention described above, for example, the frequency deviation is 5 kHz, the modulation frequency is 1 kHz, and the center frequency fs / 4 of the pass band of the digital filter 2 is 455 kHz. When the bandwidth is 12 kHz, the frequency deviation is set to 1 kHz and the constant α is set to “2”. For example, when the reception signal detection level is 0 V to 1 V, the detection level of the reception signal within the frequency range of the FM intermediate frequency signal. Change of 0.02V was suppressed to 0.0089V within the hysteresis width range of 0.01V of the squelch circuit, so that the received signal output was not turned on / off due to frequency deviation.
【0056】上記した受信レベル検出のために、クオド
ラチュア型デジタル復調回路31を構成するシフトレジ
スタ32の出力およびFM復調出力を利用することがで
きて、受信レベル検出のために、シフトレジスタおよび
(XY)の乗算器を独立して設ける必要がない。The output of the shift register 32 and the FM demodulation output constituting the quadrature type digital demodulation circuit 31 can be used for detecting the reception level, and the shift register and (XY) can be used for detecting the reception level. ) It is not necessary to separately provide a multiplier.
【0057】次に、本発明にかかるFM受信機の実施の
他の形態を説明する。図3は本発明の実施の他の形態に
かかるFM受信機の主要部の構成を示すブロック図であ
る。Next, another embodiment of the FM receiver according to the present invention will be described. FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the main part of an FM receiver according to another embodiment of the present invention.
【0058】本発明の実施の他の形態は図3に示すよう
に、クオドラチュア型FMデジタル復調回路31に変わ
って、アークタンゼント型デジタルFM復調回路35を
用いた場合の例である。本形態においてはアークタンゼ
ント型デジタルFM復調回路35は、デジタルフィルタ
2の出力を1サンプリング期間遅延させるシフトレジス
タ36、デジタルフィルタ2の出力とシフトレジスタ3
6の出力を受けて(デジタルフィルタ2の出力/シフト
レジスタ36の出力)に基づくアークタンゼント値を出
力するメモリ37と、メモリ37からの出力を1サンプ
リング期間遅延させるシフトレジスタ38と、メモリ3
7からの出力とシフトレジスタ38の出力とを加算する
加算器39とで構成してある。Another embodiment of the present invention is an example in which an arc tangent type digital FM demodulation circuit 35 is used instead of the quadrature type FM digital demodulation circuit 31, as shown in FIG. In the present embodiment, the arctangent type digital FM demodulation circuit 35 includes a shift register 36 that delays the output of the digital filter 2 for one sampling period, an output of the digital filter 2 and the shift register 3.
6, a memory 37 that outputs an arctangent value based on the output of the digital filter 2 (the output of the digital filter 2 / the output of the shift register 36), the shift register 38 that delays the output from the memory 37 for one sampling period, and the memory 3
It is composed of an adder 39 for adding the output from 7 and the output of the shift register 38.
【0059】本発明の実施の他の形態においては、受信
信号レベル検出回路16において、シフトレジスタ32
の入力および出力に代わってシフトレジスタ36の入力
および出力を用いてそれぞれを乗算器5および6によっ
て2乗し、クオドラチュア型FMデジタル復調回路31
の出力に代わってシフトレジスタ36の入力とシフトレ
ジスタ36の出力を乗算する乗算器15を設けて、乗算
器15の出力を乗算器9へ送出するようにしてあり、そ
の他の構成は受信信号レベル検出回路11と同一であ
る。In another embodiment of the present invention, the shift register 32 in the reception signal level detection circuit 16 is used.
Of the quadrature type FM digital demodulation circuit 31 using the inputs and outputs of the shift register 36 instead of the inputs and outputs of
Is provided with a multiplier 15 for multiplying the input of the shift register 36 and the output of the shift register 36, and the output of the multiplier 15 is sent to the multiplier 9. It is the same as the detection circuit 11.
【0060】本発明の実施の他の形態にかかるFM受信
機の作用は本発明の実施の一形態にかかるFM受信機の
場合と同様であり、その詳細な説明は重複を避けるため
に省略する。アークタンゼント型デジタルFM復調回路
35はAM抑圧比が大きいため、リミッタ12は省略す
ることができて、本実施の他の形態においては省略して
ある。The operation of the FM receiver according to another embodiment of the present invention is similar to that of the FM receiver according to one embodiment of the present invention, and the detailed description thereof will be omitted to avoid duplication. . Since the arc tangent type digital FM demodulation circuit 35 has a large AM suppression ratio, the limiter 12 can be omitted and is omitted in other embodiments of the present embodiment.
【0061】上記したクオドラチュア型デジタル復調回
路31に代わってアークタンゼント型デジタル復調回路
35を用いた場合においても、乗算器15の出力に代わ
ってアークタンゼント型デジタル復調回路35の出力を
用いて、アークタンゼント型デジタル復調回路35の出
力を乗算器9に供給することによって、乗算器15を省
略することができて、(XY)の乗算器を独立して設け
必要はなくなる。Even when the arc tangent type digital demodulation circuit 35 is used in place of the quadrature type digital demodulation circuit 31, the output of the arc tangent type digital demodulation circuit 35 is used in place of the output of the multiplier 15. By supplying the output of the arctangent type digital demodulation circuit 35 to the multiplier 9, the multiplier 15 can be omitted, and it is not necessary to separately provide the (XY) multiplier.
【0062】[0062]
【発明の効果】以上説明したように本発明のFM受信機
によれば、受信信号の変調度や変調周波数の変化および
FM中間周波信号の周波数のずれによる信号検出レベル
が補正されて、該受信信号レベルに基づいて受信信号の
有無を判別することによってスケルチ動作を安定化させ
ることができる。As described above, according to the FM receiver of the present invention, the signal detection level is corrected by the change of the modulation degree or the modulation frequency of the received signal and the frequency shift of the FM intermediate frequency signal, and the reception is performed. The squelch operation can be stabilized by determining the presence or absence of the received signal based on the signal level.
【図1】本発明にかかるFM受信機の実施の一形態の構
成を示す主要部のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a main part showing a configuration of an embodiment of an FM receiver according to the present invention.
【図2】本発明のにかかるFM受信機の実施の一形態の
作用の説明に供する説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining the operation of the embodiment of the FM receiver according to the present invention.
【図3】本発明にかかるFM受信機の実施の他の形態の
構成を示す主要部のブロック図である。FIG. 3 is a block diagram of a main part showing a configuration of another embodiment of an FM receiver according to the present invention.
【図4】従来のFM受信機の主要部の構成を示すブロッ
ク図である。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a main part of a conventional FM receiver.
1 A/D変換器 2 デジタルフィルタ 5、6、9および15 乗算器 7および10 加算器 8 絶対値演算回路 11および16 受信信号レベル検出回路 13 信号レベル判別回路 14 スイッチ回路 31 クオドラチュア型デジタルFM復調回路 35 アークタンゼント型デジタルFM復調回路 1 A / D converter 2 Digital filter 5, 6, 9 and 15 Multiplier 7 and 10 Adder 8 Absolute value calculation circuit 11 and 16 Received signal level detection circuit 13 Signal level determination circuit 14 Switch circuit 31 Quadrature digital FM demodulation Circuit 35 Arc Tangent Digital FM Demodulation Circuit
─────────────────────────────────────────────────────
─────────────────────────────────────────────────── ───
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成8年5月31日[Submission date] May 31, 1996
【手続補正1】[Procedure amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】特許請求の範囲[Correction target item name] Claims
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【特許請求の範囲】[Claims]
【請求項4】請求項1記載のFM受信機において、デジ
タルFM復調回路に入力されるA/D変換されたFM中
間周波数信号は、FM中間周波数の4倍の周波数でサン
プリングされていることを特徴とするFM受信機。 4. The FM receiver according to claim 1, wherein the A / D-converted FM intermediate frequency signal input to the digital FM demodulation circuit is sampled at a frequency four times the FM intermediate frequency. Characteristic FM receiver.
【手続補正2】[Procedure amendment 2]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】0004[Correction target item name] 0004
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【0004】受信信号レベルの検出方法にデジタル信号
処理による方法を里いた場合の従来の例は、図3に示す
ように構成されている。図3において、FM中間周波信
号をA/D変換器1によってA/D変換し、A/D変換
器1から出力されたデジタルFM中間周波信号はバンド
・パスフィルタを構成するデジタルフィルタ2に供給し
て帯域制限し、帯域制限されたデジタルFM中間周波信
号はデジタルFM復調回路3に供給すると共に受信信号
レベル検出回路18に供給する。デジタルFM復調回路
3から出力されるFM復調出力は、スイッチ回路14を
介して送出する。Conventional example of a method according to the digital signal processing was Satoi the detection method of the received signal level is configured as shown in FIG. In FIG. 3 , the FM intermediate frequency signal is A / D converted by the A / D converter 1, and the digital FM intermediate frequency signal output from the A / D converter 1 is supplied to the digital filter 2 forming a band pass filter. Then, the band is limited, and the band-limited digital FM intermediate frequency signal is supplied to the digital FM demodulation circuit 3 and the reception signal level detection circuit 18. The FM demodulation output output from the digital FM demodulation circuit 3 is sent out via the switch circuit 14.
【手続補正3】[Procedure 3]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】0022[Correction target item name] 0022
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【0022】本発明にかかるFM受信機において、デジ
タルFM復調回路はクオドラチュア型デジタル復調回路
であることを特徴とする。[0022] In FM receiver according to the present invention, the digital FM demodulation circuit Kuodorachua digital demodulation circuits
And characterized in that.
【手続補正4】[Procedure amendment 4]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】0057[Name of item to be corrected] 0057
【補正方法】削除[Correction method] Deleted
【手続補正5】[Procedure Amendment 5]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】0058[Correction target item name] 0058
【補正方法】削除[Correction method] Deleted
【手続補正6】[Procedure correction 6]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】0059[Correction target item name] 0059
【補正方法】削除[Correction method] Deleted
【手続補正7】[Procedure amendment 7]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】0060[Correction target item name] 0060
【補正方法】削除[Correction method] Deleted
【手続補正8】[Procedure amendment 8]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】0061[Correction target item name] 0061
【補正方法】削除[Correction method] Deleted
【手続補正9】[Procedure amendment 9]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】図3[Correction target item name] Figure 3
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【図3】従来のFM受信機の主要部の構成を示すブロッ
ク図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a main part of a conventional FM receiver.
【手続補正10】[Procedure amendment 10]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】図4[Correction target item name] Fig. 4
【補正方法】削除[Correction method] Deleted
【手続補正11】[Procedure amendment 11]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】符号の説明[Correction target item name] Explanation of sign
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【符号の説明】 1 A/D変換器 2 デジタルフィルタ 5、6および9 乗算器 7および10 加算器 8 絶対値演算回路 11 受信信号レベル検出回路 13 信号レベル判別回路 14 スイッチ回路 31 クオドラチュア型デジタルFM復調回路[Description of Reference Signs] 1 A / D converter 2 Digital filter 5, 6 and 9 Multiplier 7 and 10 Adder 8 Absolute value calculation circuit 1 1 Received signal level detection circuit 13 Signal level determination circuit 14 Switch circuit 31 Quadrature digital FM demodulation circuit
【手続補正12】[Procedure amendment 12]
【補正対象書類名】図面[Document name to be amended] Drawing
【補正対象項目名】図3[Correction target item name] Figure 3
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【図 3】 [Fig. 3]
【手続補正13】[Procedure amendment 13]
【補正対象書類名】図面[Document name to be amended] Drawing
【補正対象項目名】図4[Correction target item name] Fig. 4
【補正方法】削除[Correction method] Deleted
Claims (5)
過したA/D変換されたFM中間周波信号を入力信号と
してFM復調するデジタルFM復調回路を備えたFM受
信機において、前記デジタル復調回路内から前記入力信
号を90度遅相させた遅相信号を取り出し、前記入力信
号に基づく値をX、前記遅相信号に基づく値をY、αを
定数としたとき、 【数1】 の演算を行う演算手段を備えて、前記FM中間周波信号
の周波数が前記バンドパスフィルタの通過帯域の中心周
波数から予め定めた周波数範囲内で偏倚し、前記バンド
パスフィルタによるFM中間周波信号の減衰がないとき
の前記入力信号に基づく値を(Xmax)とし、かつ前
記バンドパスフィルタによるFM中間周波信号の減衰が
ないときの前記遅相信号に基づく値を(Ymax)とし
たとき、 【数2】 を満たすように定数α(0<α)を設定し、演算手段か
らの出力信号を受信信号レベルとして出力し、該受信信
号レベルに基づいてFM復調出力をオン・オフすること
を特徴とするFM受信機。1. An FM receiver comprising a digital FM demodulation circuit for performing FM demodulation using an A / D converted FM intermediate frequency signal that has passed through a band pass filter for band limitation as an input signal, in the digital demodulation circuit. From the following, a delayed signal obtained by delaying the input signal by 90 degrees is taken out, where X is a value based on the input signal, Y is a value based on the delayed signal, and α is a constant: The frequency of the FM intermediate frequency signal is deviated within a predetermined frequency range from the center frequency of the pass band of the band pass filter, and the FM intermediate frequency signal is attenuated by the band pass filter. When the value based on the input signal when there is no noise is (Xmax), and the value based on the delayed signal when there is no attenuation of the FM intermediate frequency signal by the bandpass filter is (Ymax), ] A constant α (0 <α) is set to satisfy the above condition, the output signal from the calculating means is output as a reception signal level, and the FM demodulation output is turned on / off based on the reception signal level. Receiving machine.
手段の演算において値Xと値Yとの乗算値はデジタルF
M復調回路からの出力としたことを特徴とするFM受信
機。2. The FM receiver according to claim 1, wherein the multiplication value of the value X and the value Y in the calculation of the calculating means is a digital F.
An FM receiver characterized in that it is an output from an M demodulation circuit.
て、デジタルFM復調回路はクオドラチュア型デジタル
復調回路であることを特徴とするFM受信機。3. The FM receiver according to claim 1 or 2, wherein the digital FM demodulation circuit is a quadrature type digital demodulation circuit.
て、デジタルFM復調回路はアークタンゼント型デジタ
ル復調回路であることを特徴とするFM受信機。4. The FM receiver according to claim 1 or 2, wherein the digital FM demodulation circuit is an arc tangent type digital demodulation circuit.
タルFM復調回路に入力されるA/D変換されたFM中
間周波数信号は、FM中間周波数の4倍の周波数でサン
プリングされていることを特徴とするFM受信機。5. The FM receiver according to claim 1, wherein the A / D-converted FM intermediate frequency signal input to the digital FM demodulation circuit is sampled at a frequency four times the FM intermediate frequency. Characteristic FM receiver.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP01709996A JP3225257B2 (en) | 1996-01-05 | 1996-01-05 | FM receiver |
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Publication Number | Publication Date |
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JPH09186616A true JPH09186616A (en) | 1997-07-15 |
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ID=11934572
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JP (1) | JP3225257B2 (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6664849B1 (en) | 1999-07-12 | 2003-12-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Digital FM demodulator performing amplitude compensation |
JP2007124438A (en) * | 2005-10-31 | 2007-05-17 | Kenwood Corp | Intermediate frequency circuit and intermediate frequency signal processing method of radio communication apparatus |
-
1996
- 1996-01-05 JP JP01709996A patent/JP3225257B2/en not_active Expired - Fee Related
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US6664849B1 (en) | 1999-07-12 | 2003-12-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Digital FM demodulator performing amplitude compensation |
JP2007124438A (en) * | 2005-10-31 | 2007-05-17 | Kenwood Corp | Intermediate frequency circuit and intermediate frequency signal processing method of radio communication apparatus |
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JP3225257B2 (en) | 2001-11-05 |
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