JPH0918340A - 周波数シンセサイザ及び周波数シンセサイズ方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明は、周波数シンセサイザ及び周波数シン
セサイズ方法において、広帯域の複数周波数の発振出力
を高速に切り換えて出力する際、簡易な構成で不要波の
発生を抑え、かつそれぞれの周波数を高速にＰＬＬロツ
クさせ得るようにする。 【構成】発振出力の第２の分周出力を与えた第２の制御
手段によつて、補正出力による補正期間を発振出力の周
期に正確に比例するように制御して、発振出力の周期に
応じて単位検出期間が増減する位相差検出手段の検出出
力をこの補正期間内で正確に補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【目次】以下の順序で本発明を説明する。 産業上の利用分野 従来の技術（図９） 発明が解決しようとする課題（図９） 課題を解決するための手段（図１） 作用（図１） 実施例（図１〜図８） 発明の効果

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は周波数シンセサイザ及び
周波数シンセサイズ方法に関し、周波数をＰＬＬ（フエ
ーズロツクドループ）回路により安定させた高周波信号
を発生するものに適用し得る。

【０００３】

【従来の技術】従来、この種の周波数シンセサイザに
は、基準となる発振器が出力する周波数の整数倍の周波
数や整数倍以外の狭い間隔の周波数で出力するものがあ
る。図９に示すように、フラクシヨナル・Ｎ方式シンセ
サイザ１は、基準発振器２が出力する基準周波数信号Ｓ
１を位相比較器３に与える。位相比較器３は、論理回路
構成の分周器４が出力する分周信号Ｓ２と基準周波数信
号Ｓ１との位相差を検出し、検出した位相差に基づいた
誤差信号Ｓ３を加算器５に与える。

【０００４】加算器５は、自動位相補間回路６が出力す
る補間信号Ｓ４を誤差信号Ｓ３に加算し、加算された誤
差信号Ｓ５を低域フイルタ７に与える。低域フイルタ７
は、誤差信号Ｓ５の高調波成分を阻止して低域成分信号
Ｓ６をサンプルホールド回路８に与える。サンプルホー
ルド回路８は、低域成分信号Ｓ６をサンプルして波形変
動を抑えた直流信号Ｓ７を電圧制御発振器９に与える。
電圧制御発振器９は、発振信号Ｓ８を出力端子（図示せ
ず）に与えると共に、分周器４及び論理回路構成の分周
制御回路１０に与える。

【０００５】分周器４は、分周制御回路１０の制御信号
Ｓ９によつて制御されて、電圧制御発振器９の発振信号
Ｓ８を分周するときの２つの分周比が所定周期で交互に
切り換えられ、それぞれの分周比に応じた分周信号Ｓ２
を出力する。この２つの分周比は、整数をＮとして１／
Ｎと１／（Ｎ＋１）とでなる。この２つの分周比を周期
的に切り換えることによつて、見かけ上、整数に小数点
を付加した有理数を分母とする分周比で分周するいわゆ
る小数点分周方式で分周できる。分周制御回路１０は、
所定周期毎に制御信号Ｓ１０を自動位相補間回路５に与
えて補間信号Ｓ４を出力させる。

【０００６】これにより、フラクシヨナル・Ｎ方式シン
セサイザ１は、位相比較器３で検出した位相誤差を相殺
するように補間信号Ｓ４で補正して、基準周波数の例え
ば（Ｎ＋0.5 ）倍の周波数の発振信号Ｓ８を出力するこ
とができる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、フラクシヨ
ナル・Ｎ方式シンセサイザ１は、自動位相補間回路６が
生成する補間信号Ｓ４を電圧制御発振器８の発振信号Ｓ
８だけに基づいて生成している。このため、発振信号Ｓ
８の周波数が補間信号Ｓ４の変動に直接影響されて不要
波いわゆるスプリアスが生成されないよう、低域フイル
タ７の後にサンプルホールド回路８が接続されている。

【０００８】ところが、上述の構成ではサンプルホール
ド回路８を高精度の部品で構成したり完全積分回路を接
続する等、実際の構成が複雑であるという問題があつ
た。またサンプルホールドのタイミング制御が難しいと
いう欠点もあつた。さらに、上述のフラクシヨナル・Ｎ
方式シンセサイザ１では、自動位相補間回路６が制御信
号Ｓ１０をアナログレベルに変換するデイジタルアナロ
グ変換器として構成されていた。このため、構成が複雑
となるという問題があつた。

【０００９】ここでサンプルホールド回路８を使用しな
いで、フラクシヨナル・Ｎ方式シンセサイザより複数チ
ヤンネルの高周波信号を高速に切り換えて取り出す場合
を考える。この場合、高周波信号を高速にＰＬＬでロツ
クさせるには、低域フイルタのカツトオフ周波数を高く
して高速化する必要がある。このようにすると、基準周
波数信号が電圧制御発振器へ抜けて、電圧制御発振器の
発振信号が基準周波数で変調されるおそれがある。この
ため、複数チヤンネルの高周波信号を高速に切り換えて
取り出すことが困難であるという問題があつた。この高
速で切り換える複数チヤンネルの高周波信号は、広帯域
で生成されたものであることが所望される。また切り換
えられた任意のチヤンネルの周波数は高速に安定するこ
とが所望される。

【００１０】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、広帯域の複数周波数の発振出力を高速に切り換えて
出力する際、簡易な構成で不要波の発生を抑え、かつそ
れぞれの周波数を高速にＰＬＬロツクさせ得る周波数シ
ンセサイザ及び周波数シンセサイズ方法を提案しようと
するものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、電圧制御発振器と、任意の整数を
Ｎとする分周比１／Ｎ又は１／（Ｎ＋１）によつて、電
圧制御発振器の発振出力を分周する分周手段と、基準と
なる周波数信号を生成する基準信号生成手段と、周波数
信号と分周手段の第１の分周出力との位相差を検出する
位相差検出手段と、位相差検出手段の検出出力と逆相
で、当該検出出力を補正する補正出力を生成する補正出
力生成手段と、分周手段の分周比を周期的に１／Ｎ又は
１／（Ｎ＋１）に制御する第１の制御手段と、検出出力
及び補正出力を加算する加算手段と、加算手段の加算出
力を直流化して電圧制御発振器に与えるフイルタ手段と
を有する周波数シンセサイザにおいて、補正出力による
補正期間を分周手段の第２の分周出力に応じて制御する
第２の制御手段を設ける。

【００１２】また本発明においては、任意の整数をＮと
する分周比１／Ｎ及び１／（Ｎ＋１）を周期的に制御し
て、電圧制御発振器の発振出力を分周する分周処理と、
基準となる周波数信号と分周処理で得た第１の分周出力
との位相差を検出する位相差検出処理と、位相差検出処
理で得た検出出力と逆相で、当該検出出力を補正する補
正出力を生成する補正出力生成処理と、検出出力及び補
正出力を加算する加算処理と、当該加算処理で得た加算
出力に応じて、電圧制御発振器の発振出力の周波数を制
御する直流成分を生成する直流化処理とによつて発振出
力を生成する際の周波数シンセサイズ方法において、補
正出力による補正期間を分周処理で得た第２の分周出力
に応じて制御する。

【００１３】

【作用】発振出力の第２の分周出力を与えた第２の制御
手段によつて、補正出力による補正期間を発振出力の周
期に正確に比例するように制御して、発振出力の周期に
応じて単位検出期間が増減する位相差検出手段の検出出
力をこの補正期間内で正確に補正することにより、広帯
域の複数周波数の発振出力を高速に切り換えて出力する
際、簡易な構成で不要波の発生を抑え、かつそれぞれの
周波数を高速にＰＬＬロツクさせることができる。

【００１４】

【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。

【００１５】図５との対応部分に同一符号を付して示す
図１において、１１は全体として通信機の搬送波周波数
とする高周波信号を広帯域で複数チヤンネル分発生する
フラクシヨナル・Ｎ方式シンセサイザを示す。フラクシ
ヨナル・Ｎ方式シンセサイザ１１は、複数チヤンネルの
高周波信号を発生する際、基準信号生成手段、例えば基
準発振器２が出力する周波数信号、例えば基準周波数信
号Ｓ１の整数倍の周波数や整数倍以外の狭い間隔の周波
数で発生させ、それぞれの周波数をＰＬＬでロツクす
る。

【００１６】フラクシヨナル・Ｎ方式シンセサイザ１１
は、従来のフラクシヨナル・Ｎ方式シンセサイザ１の構
成のうちサンプルホールド回路８が除かれている。また
フラクシヨナル・Ｎ方式シンセサイザ１１は、従来の自
動位相補間回路６に代えて、補正出力生成手段、例えば
自動位相補間回路１２と、第２の制御手段、例えばパル
ス幅制御回路１３とが配設されている。

【００１７】基準発振器２は、ＴＣＸＯ（Temperature
Compensated Crystal Qscillator、温度補償型水晶発振
器）等の高精度な発振器を使用して構成されている。基
準発振器２は、ＴＣＸＯの出力を分周して正確な期間を
有する基準周波数信号Ｓ１を生成し、この基準周波数信
号Ｓ１を位相差検出手段、例えば位相比較器３に与え
る。位相比較器３は、基準発振器２の基準周波数信号Ｓ
１と分周手段、例えば分周器４の分周出力、例えば分周
信号Ｓ２との位相を比較して位相差を検出し、検出した
位相差に応じて期間が異なる矩形波でなる検出出力、例
えば誤差信号Ｓ３を加算手段、例えば加算器５に与え
る。

【００１８】電圧制御発振器９の発振出力、例えば発振
信号Ｓ８が与えられる第１の制御手段、例えば分周制御
回路１０は、加算器とラツチとで構成されている。分周
制御回路１０は、制御信号Ｓ１０を自動位相補間回路１
２に与えて、小数点分周方式による発振信号Ｓ８の位相
のゆらぎを解消する。

【００１９】パルス幅制御回路１３は、論理回路構成で
なり、分周器４より発振信号Ｓ８を分周した分周信号Ｓ
１１が与えられる。パルス幅制御回路１３は、分周信号
Ｓ１１により1/(1.2〔MHz 〕) の周期を有し、発振信号
Ｓ８の周期に比例した補正幅（すなわち補正期間）を有
するパルス幅制御信号Ｓ１２を生成して自動位相補間回
路１２に与える。自動位相補間回路１２は、大きさが制
御信号Ｓ１０によつて設定されると共に、補正期間がパ
ルス幅制御信号Ｓ１２によつて発振信号Ｓ８の周波数に
応じて設定された矩形波の補正出力、例えば補正信号Ｓ
１３を生成し、この補正信号Ｓ１３を加算器５に与え
る。

【００２０】加算器５は、位相比較器３の誤差信号Ｓ３
と自動位相補間回路１２の補間信号Ｓ１３とを加算し
て、加算出力、例えば誤差信号Ｓ１４をフイルタ手段、
例えば低域フイルタ７に与える。低域フイルタ７は、加
算器５の誤差信号Ｓ１４の高調波成分を取り除いて低域
成分信号Ｓ６を電圧制御発振器９に与える。この低域フ
イルタ７は、ＰＬＬの応答を決定する。これによりフラ
クシヨナル・Ｎ方式シンセサイザ１１は、ＰＬＬが位相
ずれを短期間に繰り返し補正して発振信号Ｓ８の位相を
高速に同期させる。

【００２１】ここで、例えば図２に示すように、基準発
振器２は、19.2〔MHz 〕で発振し、これを分周して 1.2
〔MHz 〕の基準周波数信号Ｓ１を生成する。位相比較器
３は、ＮＡＮＤゲートで構成されており、このＮＡＮＤ
ゲートの出力を第１の選択回路１６及び第２の選択回路
１７に与え、この選択回路１６及び１７によつて誤差信
号用チヤージポンプ１８を制御する。

【００２２】誤差信号用チヤージポンプ１８は、第１の
電源と出力端との間に介挿されたチヤージポンプ用電流
源及び入力スイツチでなる直列回路と、出力端と第２の
電源との間に介挿されたチヤージポンプ用電流源及び出
力スイツチでなる直列回路とで構成されている。図３に
示すように、誤差信号用チヤージポンプ１８は、位相比
較器３の出力に応じて、入力スイツチ及び出力スイツチ
が同時に投入され、ある時刻に一方のスイツチが開かれ
る。

【００２３】また誤差信号用チヤージポンプ１８は、位
相差の有無及び大きさに応じて、他方のスイツチが誤差
期間０、Ｔ₁ 、２Ｔ₁ 又は３Ｔ₁ 後に開かれる。これに
より、誤差信号用チヤージポンプ１８は、誤差期間０、
Ｔ₁ 、２Ｔ₁ 又は３Ｔ₁ と誤差電流Ｉ₁ とでなる矩形波
の入出力電流を生成して、この矩形波電流を誤差信号Ｓ
３として出力端に与える。例えば小数点分周値を0.25
（＝1/4 ）として動作している場合、誤差期間は、０、
Ｔ₁ 、２Ｔ₁ 、３Ｔ₁ 、０、Ｔ₁ 、２Ｔ₁ 、３Ｔ₁ ……
の順となる。

【００２４】図２に示すように、分周制御回路１０は、
ラツチ１９、加算器２０及びラツチ２１で制御信号Ｓ９
及びＳ１０を生成し、この制御信号Ｓ９及びＳ１０をそ
れぞれ分周器４及び自動位相補間回路１２に与える。図
４に示すように、分周器４は、1.6 〔GHz 〕帯で発振す
る発振信号Ｓ８をプリスケーラ２２に与える。プリスケ
ーラ２２は、発振信号Ｓ８を分周比1/32で分周して図５
（Ｅ）に示す50〔MHz 〕帯の分周信号Ｓ１５を生成し、
この分周信号Ｓ１５を図４に示すスワローカウンタ２３
及びプログラムカウンタ２４に与える。

【００２５】プログラムカウンタ２４は、図２に示すシ
フトレジスタ２５より図４に示すラツチ２６を介して、
分周カウント値が例えば42又は43に設定される。これに
より、プログラムカウンタ２４は、分周信号Ｓ１５を分
周比1/42又は分周比1/43で分周して図５（Ａ）又は
（Ｃ）に示す1.2 〔MHz 〕の分周信号Ｓ２を生成する。
従つて、分周器４は、全体の分周カウント値が整数Ｎ、
例えば32×42＝1344に設定されて、発振信号Ｓ８を分周
比1/1344で分周した分周信号Ｓ２を生成することにな
る。

【００２６】分周信号Ｓ２は、分周カウント値が42に設
定されているとき41カウントで論理「０」レベルに立ち
下がり、42カウントで論理「１」レベルに立ち上がる。
同様に、分周信号Ｓ２は、分周カウント値が43に設定さ
れているとき42カウントで論理「０」レベルに立ち下が
り、43カウントで論理「１」レベルに立ち上がる。これ
により、分周信号Ｓ２が論理「０」レベルである期間
は、分周信号Ｓ１５の１周期に等しい。例えば、この論
理「０」レベルである期間は、プリスケーラ２２が1.6
〔GHz 〕の発振信号Ｓ８を分周比1/32で分周するとき50
〔MHz 〕の１周期、即ち20〔ns〕となる。

【００２７】図４に示すプログラムカウンタ２４は、分
周信号Ｓ２をスワローカウンタ２３に与える。スワロー
カウンタ２３は、図２に示すシフトレジスタ２５より図
４に示すラツチ２７、加算器２８及びラツチ２９を介し
て、分周カウント値が例えば32に設定される。これによ
り、スワローカウンタ２３は、分周信号Ｓ２の立ち上が
りのタイミングから分周カウント値32までカウントす
る。

【００２８】またスワローカウンタ２３は、図２に示す
加算器２０のキヤリー信号が制御信号Ｓ９として図４に
示す加算器２８に与えられると、分周カウント値が１つ
インクリメントされる。このとき図５（Ｂ）及び（Ｄ）
に示すように、スワローカウンタ２３は、分周信号Ｓ１
５を１回だけ分周カウント値33までカウントして、カウ
ント信号Ｓ１６をプリスケーラ２２に与える。これによ
り、プリスケーラ２２は、発振信号Ｓ８を１回だけ分周
比1/33で分周する。

【００２９】この後、プリスケーラ２２は、発振信号Ｓ
８を分周比1/32で繰り返し分周してプログラムカウンタ
２４に与える。従つて、分周器４は、全体の分周カウン
ト値が整数Ｎ＋１、例えば32×42+1＝1345に設定され
て、発振信号Ｓ８を分周比1/1345で分周した分周信号Ｓ
２を生成することになる。因みに、図５（Ｂ）及び
（Ｄ）の波形中の×印は、論理「０」又は「１」レベル
となることを示す。

【００３０】分周器４は、このようにして生成した分周
信号Ｓ２を位相比較器３に与えると共に、ラツチ３０を
介して分周制御回路１０に与える。また分周器４は、分
周信号Ｓ２及びＳ１５を分周信号Ｓ１１として、図２に
示すパルス幅制御回路１３に与える。図２に示すよう
に、パルス幅制御回路１３はＤフリツプフロツプでな
り、分周信号Ｓ２及びＳ１５をそれぞれＤ端子及びＴ端
子に入力する。これにより、パルス幅制御回路１３は、
反転出力をパルス幅制御信号Ｓ１２として自動位相補間
回路１２に出力し、補正期間をパルス幅制御信号Ｓ１２
の論理「１」レベルの期間に設定する。

【００３１】図５（Ａ）及び（Ｃ）に示すように、分周
信号Ｓ２は、論理「０」レベルの期間が分周信号Ｓ１５
の１周期に等しい。これにより、図５（Ｆ）及び（Ｇ）
に示すように、パルス幅制御信号Ｓ１２は、分周信号Ｓ
２と同時に論理「１」レベルに立ち上がり、論理「１」
レベルである期間が分周信号Ｓ１５の１周期に等しい。
また分周信号Ｓ１５の１周期は、発振信号Ｓ８の周期に
比例して増減する。これにより、パルス幅制御信号Ｓ１
２は、論理「１」レベルである期間が発振信号Ｓ８の周
期に比例して増減することになる。因みに、位相比較器
３に与えられる分周信号Ｓ２の論理「０」レベルの期間
が分周信号Ｓ１５の１周期に等しいことにより、発振信
号Ｓ８の周期に応じて誤差期間Ｔ₁ は増減する。

【００３２】図２に示すように、自動位相補間回路１２
は、大きさ及び補正期間がそれぞれ制御信号Ｓ１０及び
パルス幅制御信号Ｓ１２で設定された補正電流を生成す
る。自動位相補間回路１２は、この補正電流を補正信号
Ｓ１３として加算器５に出力して、位相ゆらぎを起こす
誤差信号Ｓ３を相殺する。自動位相補間回路１２は、こ
の補正電流の大きさを第１〜第４系統の補正用チヤージ
ポンプ３１〜３４によつて設定する。

【００３３】第１〜第４系統の補正用チヤージポンプ３
１〜３４は、第１の電源と出力端との間に介挿されたチ
ヤージポンプ用電流源及び入力スイツチでなる直列回路
と、出力端と第２の電源との間に介挿されたチヤージポ
ンプ用電流源及び出力スイツチでなる直列回路とでそれ
ぞれ構成されている。第１〜第４系統の補正用チヤージ
ポンプ３１〜３４は、それぞれの電流源に暗電流が流さ
れ、誤差信号Ｓ３を打ち消す際、それぞれ入力スイツチ
及び出力スイツチが同時に投入される。これにより、第
１の電源側のチヤージポンプ用電流源の電流と、第２の
電源側のチヤージポンプ用電流源の電流との差分電流が
入力電流又は出力電流として生成される。

【００３４】即ち、第１系統の補正用チヤージポンプ３
１は、第２の電源側のチヤージポンプ用電流源が第１の
電源側のチヤージポンプ用電流源に比してＩ₀ だけ小さ
い電流を流して入力電流Ｉ₀ を生成する。第２系統の補
正用チヤージポンプ３２は、第２の電源側のチヤージポ
ンプ用電流源が第１の電源側のチヤージポンプ用電流源
に比してＩ₀ だけ大きい電流を流して出力電流−Ｉ₀ を
生成する。

【００３５】第３系統の補正用チヤージポンプ３３は、
第２の電源側のチヤージポンプ用電流源が第１の電源側
のチヤージポンプ用電流源に比して２Ｉ₀ だけ小さい電
流を流して入力電流２Ｉ₀ を生成する。第４系統の補正
用チヤージポンプ３４は、第２の電源側のチヤージポン
プ用電流源が第１の電源側のチヤージポンプ用電流源に
比して２Ｉ₀ だけ大きい電流を流して出力電流−２Ｉ₀
を生成する。

【００３６】自動位相補間回路１２は、第１及び第３の
補正用チヤージポンプ３１及び３３又は第２及び第４の
チヤージポンプ３２及び３４を所定の周期で選択的に組
み合わせる。これにより、図６に示すように、位相差の
有無及び大きさに応じた補正電流、０、Ｉ₀ 、２Ｉ₀ 又
は３Ｉ₀ と補正期間Ｔ₀ とを有する入力電流又は出力電
流でなる補正信号Ｓ１３が生成される。例えば小数点分
周値を0.25（＝1/4 ）として動作している場合、自動位
相補間回路１２が生成する補正電流は、０、Ｉ₀ 、２Ｉ
₀ 、３Ｉ₀ 、０、Ｉ₀ 、２Ｉ₀ 、３Ｉ₀ ……の大きさ順
に生成される。

【００３７】誤差信号Ｓ３の誤差電流Ｉ₁ 及び誤差期間
Ｔ₁ と、補正信号Ｓ１３の補正電流Ｉ₀ 及び補正期間Ｔ
₀ との間には、Ｉ₁ ×Ｔ₁ ＝Ｉ₀ ×Ｔ₀ の関係が成り立
つ。電圧制御発振器９が 1.6〔ＧHz〕帯で発振している
ことにより、例えば、小数点分周値を0.25（＝1/4 ）と
し、Ｉ₁ ＝1.45〔mA〕、Ｔ₁ ＝ 603〔ps〕×（1/4）及
びＴ₀ ＝20〔ns〕とする場合には、Ｉ₀ ＝11〔μＡ〕に
設定される。

【００３８】加算器５は、誤差信号用チヤージポンプ１
８と、補正用チヤージポンプ３１〜３４とより出力され
た電流をワイアード加算して低域フイルタ７に与える。
低域フイルタ７は、受動回路、能動回路が任意に選択さ
れる。自動位相補間回路１２は、リセツト回路４１によ
つてそれぞれの回路をリセツトする。

【００３９】因みに、誤差信号用チヤージポンプ１８の
入力スイツチ及び出力スイツチは、第１及び第２の選択
回路１６及び１７によつて、低域フイルタ７で任意に選
択した受動回路又は能動回路に応じて、一方のスイツチ
が先に開放される。同様に、第１〜第４系統の補正用チ
ヤージポンプ３１〜３４の入力スイツチ及び出力スイツ
チは、アンド回路３５及び３６でそれぞれ制御される第
３及び第４の選択回路３７及び３８によつて、低域フイ
ルタ７で任意に選択した受動回路又は能動回路に応じ
て、一方のスイツチが使用される。

【００４０】以上の構成において、分周器４は分周カウ
ント値の整数Ｎとして例えば1376を設定されて、発振信
号Ｓ８をそれぞれＮ＋(1/4) 分周、Ｎ＋(1/2) 分周、Ｎ
＋(3/4) 分周及びＮ＋(0/4) 分周し、電圧制御発振器９
の発振周波数は、それぞれの分周比に応じてＰＬＬでロ
ツクされて安定しているとする。また補正用チヤージポ
ンプ３１〜３４のうち補正用チヤージポンプ３２及び３
４を選択して組み合わせるとする。

【００４１】まずＮ＋(1/4) 分周する場合、図７（Ａ）
に示すように、時刻ｔ₀ において、基準周波数信号Ｓ１
及び分周信号Ｓ２の位相が合うと、位相比較器３の誤差
信号Ｓ３は０となる。また図７（Ｂ）に示すように、自
動位相補間回路１２は、補正用チヤージポンプ３２及び
３４が開放されて、補正信号Ｓ１３を０とする。さらに
図７（Ｃ）に示すように、この時刻ｔ₀ において、分周
カウント値はＮ＋１からＮに切り換えられる。

【００４２】続いて、時刻ｔ₀ より期間1/(1.2〔MHz
〕) だけ経過した時刻ｔ₁ において、所望するＮ＋(1/
4) 分周に比して1/4 分周分早く分周器４がカウントを
終了することにより、1/4 分周分の位相ずれが発生す
る。このため、位相比較器３はこの位相ずれを検出し
て、1/4 分周分のずれに応じた矩形波の誤差信号Ｓ３を
出力する。図７（Ａ）に示すように、このときの誤差信
号Ｓ３は、電流の大きさ及び継続時間を紙面上の高さ及
び幅にそれぞれ対応させた面積Ａ₁ の矩形として表示さ
れる。

【００４３】一方、時刻ｔ₁ の少し前に、自動位相補間
回路１２は、大きさが補正用チヤージポンプ３２だけで
決まる矩形波の補正信号Ｓ１３を出力する。この補正信
号Ｓ１３による補正期間Ｔ₀ は、時刻ｔ₁ を中心として
例えば20〔ns〕となる。図７（Ｂ）に示すように、この
ときの補正信号Ｓ１３は、電流の大きさ及び継続時間20
〔ns〕を紙面上の高さ及び幅にそれぞれ対応させた面積
Ａ₁ の矩形として表示される。

【００４４】この誤差信号Ｓ３及び補正信号Ｓ１３を加
算すると、20〔ns〕の期間での誤差信号Ｓ１４は、実質
的に０となり、Ｎ＋(1/4) 分周した状態にＰＬＬロツク
していることになる。因みに、図中に示すＳは、チヤー
ジポンプの電流のうち暗電流として相殺される部分であ
る。

【００４５】続いて、時刻ｔ₁ より期間1/(1.2〔MHz
〕) だけ経過した時刻ｔ₂ において、1/2 分周分早く
分周器４がカウントを終了することにより、1/2 分周分
の位相ずれが発生する。このため、位相比較器３はこの
位相ずれを検出して、1/2 分周分のずれに応じた矩形波
の誤差信号Ｓ３を出力する。図７（Ａ）に示すように、
このときの誤差信号Ｓ３は、面積２Ａ₁ の矩形として表
示される。

【００４６】一方、時刻ｔ₂ の少し前に、自動位相補間
回路１２は、大きさが補正用チヤージポンプ３４だけで
決まる矩形波の補正信号Ｓ１３を出力する。この補正信
号Ｓ１３による補正期間Ｔ₀ は、時刻ｔ₂ を中心として
20〔ns〕となる。図７（Ｂ）に示すように、このときの
補正信号Ｓ１３は、面積２Ａ₁ の矩形として表示され
る。この誤差信号Ｓ３及び補正信号Ｓ１３を加算する
と、20〔ns〕の期間での誤差信号Ｓ１４は、実質的に０
となる。

【００４７】続いて、時刻ｔ₂ より期間1/(1.2〔MHz
〕) だけ経過した時刻ｔ₃ において、3/4 分周分早く
分周器４がカウントを終了することにより、3/4 分周分
の位相ずれが発生する。このため、位相比較器３はこの
位相ずれを検出して、3/4 分周分のずれに応じた矩形波
の誤差信号Ｓ３を出力する。図７（Ａ）に示すように、
このときの誤差信号Ｓ３は、面積３Ａ₁ の矩形として表
示される。また図７（Ｃ）に示すように、この時刻ｔ₃
において、分周カウント値はＮからＮ＋１に切り換えら
れる。

【００４８】一方、時刻ｔ₃ の少し前に、自動位相補間
回路１２は、大きさが補正用チヤージポンプ３２及び３
４で決まる矩形波の補正信号Ｓ１３を出力する。この補
正信号Ｓ１３による補正期間Ｔ₀ は、時刻ｔ₃ を中心と
して20〔ns〕となる。図７（Ｂ）に示すように、このと
きの補正信号Ｓ１３は、面積３Ａ₁ の矩形として表示さ
れる。この誤差信号Ｓ３及び補正信号Ｓ１３を加算する
と、20〔ns〕の期間での誤差信号Ｓ１４は、実質的に０
となる。

【００４９】続いて、時刻ｔ₃ より期間1/(1.2〔MHz
〕) だけ経過した時刻ｔ₄ において、基準周波数信号
Ｓ１及び分周信号Ｓ２の位相が合つて、位相比較器３の
誤差信号Ｓ３は０となり、時刻ｔ₀ のときと同様に、誤
差信号Ｓ１４は０となる。このようにして期間1/(1.2
〔MHz 〕) の４倍分の期間、即ち期間1/(300〔KHz〕)
を１周期として上述の動作が繰り返されて、電圧制御発
振器９は、中心周波数に比して 300〔KHz 〕分高い周波
数にＰＬＬロツクさせた発振信号Ｓ８を出力できる。ま
た誤差信号Ｓ３及び補正信号Ｓ１３の波形面積を同一と
して互いに相殺すると共に、互いに相殺するタイミング
がほぼ一致することにより、電圧制御発振器９に加わる
不要波の生成を一段と小さく抑えることができる。

【００５０】次に、Ｎ＋(1/2) 分周する場合、図７
（Ｄ）に示すように、時刻ｔ₀ において、基準周波数信
号Ｓ１及び分周信号Ｓ２の位相が合うと、位相比較器３
の誤差信号Ｓ３は０となる。また図７（Ｅ）に示すよう
に、自動位相補間回路１２は、補正用チヤージポンプ３
２及び３４が開放されて、補正信号Ｓ１３を０とする。
さらに図７（Ｆ）に示すように、この時刻ｔ₀ におい
て、分周カウント値はＮ＋１からＮに切り換えられる。

【００５１】続いて、時刻ｔ₁ において、所望するＮ＋
(1/2) 分周に比して1/2 分周分早く分周器４がカウント
を終了することにより、1/2 分周分の位相ずれが発生す
る。このため、位相比較器３はこの位相ずれを検出し
て、1/2 分周分のずれに応じた矩形波の誤差信号Ｓ３を
出力する。図７（Ｄ）に示すように、このときの誤差信
号Ｓ３は、面積２Ａ₂ の矩形として表示される。また図
７（Ｆ）に示すように、この時刻ｔ₁ において、分周カ
ウント値はＮからＮ＋１に切り換えられる。

【００５２】一方、時刻ｔ₁ の少し前に、自動位相補間
回路１２は、大きさが補正用チヤージポンプ３４だけで
決まる矩形波の補正信号Ｓ１３を出力する。この補正信
号Ｓ１３による補正期間Ｔ₀ は、時刻ｔ₁ を中心として
20〔ns〕となる。図７（Ｅ）に示すように、このときの
補正信号Ｓ１３は、面積２Ａ₂ の矩形として表示され
る。この誤差信号Ｓ３及び補正信号Ｓ１３を加算する
と、20〔ns〕の期間での誤差信号Ｓ１４は、実質的に０
となり、Ｎ＋(1/2) 分周した状態にＰＬＬロツクしてい
ることになる。

【００５３】続いて、時刻ｔ₂ において、基準周波数信
号Ｓ１及び分周信号Ｓ２の位相が合つて、位相比較器３
の誤差信号Ｓ３は０となる。これにより、Ｎ＋(1/2) 分
周した状態にＰＬＬロツクしていることになる。また図
７（Ｆ）に示すように、この時刻ｔ₂ において、分周カ
ウント値はＮ＋１からＮに切り換えられる。

【００５４】続いて、時刻ｔ₃ においての動作は、上述
の時刻ｔ₁ のときと同一である。続いて、時刻ｔ₄ にお
いての動作は、上述の時刻ｔ₀ のときと同一である。こ
れにより、Ｎ＋(1/2) 分周した状態にそれぞれＰＬＬロ
ツクしていることになる。このようにして期間1/(1.2
〔MHz 〕) の２倍分の期間、すなわち1/(600〔KHz〕）
を１周期として上述の動作が繰り返されて、電圧制御発
振器９は、中心周波数に比して 600〔KHz 〕分高い周波
数にＰＬＬロツクさせた発振信号Ｓ８を出力できる。

【００５５】次に、Ｎ＋(3/4) 分周する場合、図８
（Ａ）に示すように、時刻ｔ₀ において、基準周波数信
号Ｓ１及び分周信号Ｓ２の位相が合うと、位相比較器３
の誤差信号Ｓ３は０となる。また図８（Ｂ）に示すよう
に、自動位相補間回路１２は、補正用チヤージポンプ３
２及び３４が開放されて、補正信号Ｓ１３を０とする。
さらに図８（Ｃ）に示すように、この時刻ｔ₀ におい
て、分周カウント値はＮ＋１からＮに切り換えられる。

【００５６】続いて、時刻ｔ₁ において、所望するＮ＋
(3/4) 分周に比して3/4 分周分早く分周器４がカウント
を終了することにより、3/4 分周分の位相ずれが発生す
る。このため、位相比較器３はこの位相ずれを検出し
て、3/4 分周分のずれに応じた矩形波の誤差信号Ｓ３を
出力する。図８（Ａ）に示すように、このときの誤差信
号Ｓ３は、面積３Ａ₃ の矩形として表示される。また図
８（Ｃ）に示すように、この時刻ｔ₁ において、分周カ
ウント値はＮからＮ＋１に切り換えられる。

【００５７】一方、時刻ｔ₁ の少し前に、自動位相補間
回路１２は、大きさが補正用チヤージポンプ３２及び３
４で決まる矩形波の補正信号Ｓ１３を出力する。この補
正信号Ｓ１３による補正期間Ｔ₀ は、時刻ｔ₁ を中心と
して20〔ns〕となる。図８（Ｂ）に示すように、このと
きの補正信号Ｓ１３は、面積３Ａ₃ の矩形として表示さ
れる。この誤差信号Ｓ３及び補正信号Ｓ１３を加算する
と、20〔ns〕の期間での誤差信号Ｓ１４は、実質的に０
となり、Ｎ＋(3/4) 分周した状態にＰＬＬロツクしてい
ることになる。

【００５８】続いて、時刻ｔ₂ において、1/2 分周分早
く分周器４がカウントを終了することにより、1/2 分周
分の位相ずれが発生する。このため、位相比較器３はこ
の位相ずれを検出して、1/2 分周分のずれに応じた矩形
波の誤差信号Ｓ３を出力する。図８（Ａ）に示すよう
に、このときの誤差信号Ｓ３は、面積２Ａ₃ の矩形とし
て表示される。

【００５９】一方、時刻ｔ₂ の少し前に、自動位相補間
回路１２は、大きさが補正用チヤージポンプ３４だけで
決まる矩形波の補正信号Ｓ１３を出力する。この補正信
号Ｓ１３による補正期間Ｔ₀ は、時刻ｔ₂ を中心として
20〔ns〕となる。図８（Ｂ）に示すように、このときの
補正信号Ｓ１３は、面積２Ａ₃ の矩形として表示され
る。この誤差信号Ｓ３及び補正信号Ｓ１３を加算する
と、20〔ns〕の期間での誤差信号Ｓ１４は、実質的に０
となる。

【００６０】続いて、時刻ｔ₃ において、1/4 分周分早
く分周器４がカウントを終了することにより、1/4 分周
分の位相ずれが発生する。このため、位相比較器３はこ
の位相ずれを検出して、1/4 分周分のずれに応じた矩形
波の誤差信号Ｓ３を出力する。図８（Ａ）に示すよう
に、このときの誤差信号Ｓ３は、面積Ａ₃ の矩形として
表示される。

【００６１】一方、時刻ｔ₃ の少し前に、自動位相補間
回路１２は、大きさが補正用チヤージポンプ３２だけで
決まる矩形波の補正信号Ｓ１３を出力する。この補正信
号Ｓ１３による補正期間Ｔ₀ は、時刻ｔ₃ を中心として
20〔ns〕となる。図８（Ｂ）に示すように、このときの
補正信号Ｓ１３は、面積Ａ₁ の矩形として表示される。
この誤差信号Ｓ３及び補正信号Ｓ１３を加算すると、20
〔ns〕の期間での誤差信号Ｓ１４は、実質的に０とな
る。

【００６２】続いて、時刻ｔ₃ より期間1/(1.2〔MHz
〕) だけ経過した時刻ｔ₄ において、基準周波数信号
Ｓ１及び分周信号Ｓ２の位相が合つて、位相比較器３の
誤差信号Ｓ３は０となり、時刻ｔ₀ のときと同様に、誤
差信号Ｓ１４は０となる。このようにして期間1/(1.2
〔MHz 〕) の４倍分の期間を１周期として上述の動作が
繰り返されて、電圧制御発振器９は、中心周波数に比し
て 900〔KHz 〕分高い周波数にＰＬＬロツクさせた発振
信号Ｓ８を出力できる。

【００６３】次に、Ｎ＋(0/4) 分周する場合、図８
（Ｄ）〜（Ｆ）に示すように、整数Ｎで分周することに
より、位相比較器３の誤差信号Ｓ３は０となる。これに
より、電圧制御発振器９は、整数Ｎの倍数の周波数にＰ
ＬＬロツクさせた発振信号Ｓ８を出力できる。

【００６４】このようにして、誤差信号Ｓ３の誤差期間
Ｔ₁ が発振信号Ｓ８の周期に応じて増減しても、発振信
号Ｓ８を分周した分周信号Ｓ２及びＳ１５によつて、補
正期間Ｔ₀ を発振信号Ｓ８の周期に応じて正確に設定さ
れた補正信号Ｓ１３が期間1/(1.2〔MHz 〕) 毎に生成さ
れて、誤差信号Ｓ３を一段と正確に補正できる。これに
より、不要波の発生を有効に減少させることができると
共に、発振信号Ｓ８の周波数が広帯域であつても、帯域
の上端から下端まで誤差信号Ｓ３を一段と正確に補正で
きる。

【００６５】またＮ＋(1/4) 分周、Ｎ＋(1/2) 分周、Ｎ
＋(3/4) 分周及びＮ＋(0/4) 分周に共通な１周期である
期間1/(300〔KHz 〕) で位相誤差を検出及び補正してＰ
ＬＬロツクすることに加えて、1/4 の周期である期間1/
(1.2〔MHz 〕) 毎に補正タイミングを合わせて位相誤差
を検出及び補正してＰＬＬロツクできる。これにより、
複数チヤンネルの発振信号Ｓ８を高速に切り換える際
に、それぞれのチヤンネルの周波数を一段と高速にＰＬ
Ｌロツクさせて出力できることになる。

【００６６】さらに発振信号Ｓ８の周波数が変更された
過渡期の補正期間Ｔ₀ は、発振信号Ｓ８の周期の増減に
応じて分周中でも増減する。これにより、変更後の周波
数に対応した補正期間Ｔ₀ を一段と高速に設定できるこ
とになる。従つて、発振信号Ｓ８の周波数が広帯域であ
つても、帯域の上端から下端までそれぞれのチヤンネル
の周波数を一段と高速にＰＬＬロツクさせて出力でき
る。

【００６７】以上の構成によれば、発振信号Ｓ８の分周
信号Ｓ２及びＳ１５を与えたパルス幅制御回路１３によ
つて、補正信号Ｓ１３による補正期間Ｔ₀ を発振信号Ｓ
８の周期に正確に比例するように制御して、発振信号Ｓ
８の周期に応じて誤差期間Ｔ₁ が増減する位相比較器３
の誤差信号Ｓ３をこの補正期間Ｔ₀ 内で正確に補正する
ことにより、広帯域の複数チヤンネルの高周波信号を高
速に切り換えて出力する際、簡易な構成で不要波の発生
を抑え、かつそれぞれの周波数を高速にＰＬＬロツクさ
せることができる。

【００６８】また自動位相補間回路１２を簡易に構成で
きる。さらにサンプルホールド回路８が不要となり、全
体を簡易に構成できる。

【００６９】なお上述の実施例においては、通信機の搬
送波周波数とする高周波信号を複数チヤンネル分発生す
る場合について述べたが、本発明はこれに限らず、任意
の周波数の信号を複数チヤンネル分発生する場合に広く
適用し得る。この場合にも上述と同様の効果を得ること
ができる。

【００７０】また上述の実施例においては、Ｎの倍数の
周波数間を４つに分割するように分周する場合について
述べたが、本発明はこれに限らず、Ｎの倍数の周波数間
を３つ以下や５つ以上に分割するように分周する場合に
も適用できる。

【００７１】さらに上述の実施例においては、誤差信号
用チヤージポンプ１８が生成する誤差信号に応じた補正
信号の大きさを設定する際、４系統の補正用チヤージポ
ンプ３１〜３４を組み合わせる場合について述べたが、
本発明はこれに限らず、５系統以上の補正用チヤージポ
ンプを組み合わせて補正する場合にも適用できる。

【００７２】さらに上述の実施例においては、誤差信号
Ｓ３の期間に係わらず、誤差信号Ｓ３が立ち上がるタイ
ミングと補正信号Ｓ１３の期間の中心とが一致する場合
について述べたが、本発明はこれに限らず、誤差信号Ｓ
３の期間に応じて補正信号Ｓ１３の期間の中心を調節し
ても良い。

【００７３】

【発明の効果】上述のように本発明によれば、発振出力
の第２の分周出力を与えた第２の制御手段によつて、補
正出力による補正期間を発振出力の周期に正確に比例す
るように制御して、発振出力の周期に応じて単位検出期
間が増減する位相差検出手段の検出出力をこの補正期間
内で正確に補正することにより、広帯域の複数周波数の
発振出力を高速に切り換えて出力する際、簡易な構成で
不要波の発生を抑え、かつそれぞれの周波数を高速にＰ
ＬＬロツクさせ得る周波数シンセサイザ及び周波数シン
セサイズ方法を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による周波数シンセサイザ及び周波数シ
ンセサイズ方法の一実施例によるフラクシヨナル・Ｎ方
式シンセサイザを示すブロツク図である。

【図２】フラクシヨナル・Ｎ方式シンセサイザの詳細な
構成を示す接続図である。

【図３】誤差信号用チヤージポンプの出力生成方法の説
明に供する波形図である。

【図４】分周器の構成を示すブロツク図である。

【図５】分周信号及びパルス幅制御信号のタイミングを
示すタイミング図である。

【図６】補正用チヤージポンプの出力生成方法の説明に
供する波形図である。

【図７】Ｎ＋(1/4) 分周、及びＮ＋(1/2) 分周のときの
位相比較器の誤差信号、自動位相補間回路の補正信号及
び分周器のカウント値切換のそれぞれのタイミングを示
すタイミング図である。

【図８】Ｎ＋(1/4) 分周、及びＮ＋(1/2) 分周のときの
位相比較器の誤差信号、自動位相補間回路の補正信号及
び分周器のカウント値切換のそれぞれのタイミングを示
すタイミング図である。

【図９】従来のフラクシヨナル・Ｎ方式シンセサイザを
示すブロツク図である。

【符号の説明】

１、１１……フラクシヨナル・Ｎ方式シンセサイザ、２
……基準発振器、３……位相比較器、４……分周器、
５、２０、２８……加算器、６、１２……自動位相補間
回路、７……低域フイルタ、８……サンプルホールド回
路、９……電圧制御発振器、１０……分周制御回路、１
３……パルス幅制御回路、１５……カウンタ、１６、１
７、３７、３８……選択回路、１８……誤差信号用チヤ
ージポンプ、１９、２１、２６、２７、２９、３０……
ラツチ、２２……プリスケーラ、２３……スワローカウ
ンタ、２４……プログラムカウンタ、２５……シフトレ
ジスタ、３１〜３４……補正用チヤージポンプ、３５、
３６……アンド回路、４１……リセツト回路。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電圧制御発振器と、任意の整数をＮとする
   分周比１／Ｎ又は１／（Ｎ＋１）によつて、上記電圧制
   御発振器の発振出力を分周する分周手段と、基準となる
   周波数信号を生成する基準信号生成手段と、上記周波数
   信号と上記分周手段の第１の分周出力との位相差を検出
   する位相差検出手段と、上記位相差検出手段の検出出力
   と逆相で、当該検出出力を補正する補正出力を生成する
   補正出力生成手段と、上記分周手段の分周比を周期的に
   上記１／Ｎ又は上記１／（Ｎ＋１）に制御する第１の制
   御手段と、上記検出出力及び上記補正出力を加算する加
   算手段と、上記加算手段の加算出力を直流化して上記電
   圧制御発振器に与えるフイルタ手段とを有する周波数シ
   ンセサイザにおいて、 上記補正出力による補正期間を上記分周手段の第２の分
   周出力に応じて制御する第２の制御手段を具えることを
   特徴とする周波数シンセサイザ。
2. 【請求項２】上記第１の制御手段は、 上記分周比の制御に応じて、上記補正出力の大きさを周
   期的に制御することを特徴とする請求項１に記載の周波
   数シンセサイザ。
3. 【請求項３】上記第２の制御手段は、 上記第２の分周出力に応じて、上記補正出力による補正
   タイミングを制御することを特徴とする請求項１に記載
   の周波数シンセサイザ。
4. 【請求項４】上記補正出力生成手段は、 電流値が異なる複数の電流源を有し、 上記電流源を上記分周比の制御に応じて選択して、上記
   補正出力を生成することを特徴とする請求項１に記載の
   周波数シンセサイザ。
5. 【請求項５】任意の整数をＮとする分周比１／Ｎ及び１
   ／（Ｎ＋１）を周期的に制御して、電圧制御発振器の発
   振出力を分周する分周処理と、基準となる周波数信号と
   上記分周処理で得た第１の分周出力との位相差を検出す
   る位相差検出処理と、上記位相差検出処理で得た検出出
   力と逆相で、当該検出出力を補正する補正出力を生成す
   る補正出力生成処理と、上記検出出力及び上記補正出力
   を加算する加算処理と、当該加算処理で得た加算出力に
   応じて、上記電圧制御発振器の発振出力の周波数を制御
   する直流成分を生成する直流化処理とによつて上記発振
   出力を生成する際の周波数シンセサイズ方法において、 上記補正出力による補正期間を上記分周処理で得た第２
   の分周出力に応じて制御することを特徴とする周波数シ
   ンセサイズ方法。
6. 【請求項６】上記分周比の制御に応じて、上記補正出力
   の大きさを周期的に制御することを特徴とする請求項５
   に記載の周波数シンセサイズ方法。
7. 【請求項７】上記第２の分周出力に応じて、上記補正出
   力による補正タイミングを制御することを特徴とする請
   求項５に記載の周波数シンセサイズ方法。
8. 【請求項８】電流値が異なる複数の電流源を上記分周比
   の制御に応じて選択して、上記補正出力を生成すること
   を特徴とする請求項５に記載の周波数シンセサイズ方
   法。