JPH09182492A

JPH09182492A - Ｉｇｂｔパワー・トランジスタ用の絶縁ゲート駆動部を持つコンパクトな高効率電子モータ・コントローラおよびその分散型電源

Info

Publication number: JPH09182492A
Application number: JP8144597A
Authority: JP
Inventors: Saso P Vlahu; サソ・ピー・ヴァルフ
Original assignee: Kollmorgen Corp
Current assignee: Kollmorgen Corp
Priority date: 1995-06-07
Filing date: 1996-06-06
Publication date: 1997-07-11
Also published as: EP0748037A3; GB2301958B; IL118264A; EP0748037B1; DE69614320D1; DE69614320T2; EP0748037A2; IL118264A0; GB2301958A; GB9610410D0

Abstract

(57)【要約】【課題】約６，０００Ｈzより高いＰＷＭ（パルス幅
変調）繰返し率で動作可能なモータ・コントローラおよ
びその電源。【解決手段】５ピコファラッドより小さな巻線間キャ
パシタンスを持つ特殊な飽和型変成器を用いて、電子制
御回路を電力段から絶縁する。ＰＷＭパルスの前エッジ
と後エッジとが元のパルスを再構成するシュミット・ト
リガー回路へ通過するように、ＰＷＭパルスを飽和型変
成器へ供給する。パワー・トランジスタと該トランジス
タのゲート・ドライバとに対する電源が、電子制御回路
に対する電源から絶縁される。ＩＧＢＴパワー・トラン
ジスタに対するゲート・ドライバの各々が、別個の電源
により給電される。ディジタル要素とアナログ要素に対
する電源は、別個の接地帰還路を持ち、電源において一
緒に結合される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、コンパクトな高効
率電子モータ・コントローラに関し、特にＩＧＢＴパワ
ー・トランジスタ用の絶縁ゲート・ドライバを持つ電子
モータ・コントローラおよびその電源に関する。

【０００２】

【従来の技術】Ｌａｎｇｌｅｙ等の米国特許第４，６８
６，４３７号「電気機械的エネルギ変換システム（Ｅｌ
ｅｃｔｒｏｍｅｃｈａｎｉｃａｌＥｎｅｒｇｙＣｏ
ｎｖｅｒｓｉｏｎＳｙｓｔｅｍ）」は、電動機の制御
のためマイクロプロセッサまたは類似のエレクトロニッ
クスを使用可能なモータ制御システムについて記載して
いる。高感度なエレクトロニックスが、マイクロプロセ
ッサからの制御信号に従ってモータ巻線に対する電流を
制御するためトランジスタがオン／オフするように動作
するパワー・トランジスタ・スイッチング段を介してモ
ータに接続される。マイクロプロセッサは、ロータ位置
および他の制御可能なパラメータを示すフィードバック
をモータから受取る。このマイクロプロセッサはまた、
サーボ制御のため使用可能な指令信号を受取る。この指
令信号およびフィードバック信号は、巻線の励起のため
周波数、振幅および位相を決定するために比較され、ロ
ータ位置フィードバックは巻線の付勢の適切な計算を決
定するため用いられる。マイクロプロセッサは、それ単
独であるいは他の構成要素と共に、オン／オフ制御信号
を電力段へ提供し、この電力段は更に電流をロータ位置
に従って計算される所望の振幅、周波数および位相で巻
線に対して供給する。大半の今日のサーボモータ制御シ
ステムは、この基本的制御システムを用いている。

【０００３】Ｗｈｉｔｅｄの米国特許第４，４４７，７
７１号およびＢｒｏｗｎ等の米国特許第４，４９０，６
６１号は、それぞれ、モータに対する励起電流がパルス
幅の関数であるように、ディジタル・エレクトロニック
スがパルス幅変調器（ＰＷＭ）を介してパワー・スイッ
チング・トランジスタを制御するモータ制御システムを
開示している。ＷｈｉｔｅｄおよびＢｒｏｗｎ等は、シ
ステムのトルク効率を改善するためロータ位置に関する
励起電流の位相角を制御するための技術を開示してい
る。

【０００４】大半の今日のシステムは、Ｗｈｉｔｅｄお
よびＢｒｏｗｎ等により開示される如きパルス幅変調を
用いて、高感度エレクトロニックスからの制御信号をモ
ータ巻線に対する所望の励起電流へ変換する。大型モー
タを制御するため使用されるこのようなシステムにおい
ては、高感度な電子コントローラとモータを駆動する大
電力段との間に絶縁が必要である。大半の今日のシステ
ムは、約２ＫＨzのＰＷＭスイッチング速度で動作する
現在のコントローラ設計における高度の絶縁を提供する
光結合を用いる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】より小型でよりコスト
の安いコントローラおよび高い全システム効率を持つコ
ントローラを提供するという変わらぬ要望が存在する。
本発明は、どんなサイズのモータに対してもこれらの利
点を提供するものである。しかし、前記利点は、１０な
いし１５０馬力の範囲内の大型モータに対しては更に重
要であり、１５０ないし５００馬力の範囲内の非常に大
型のモータに対しては最も重要である。より高い馬力範
囲では、構成要素の非効率的な使用および非効率的な全
システム設計は、直接的に高いコントローラ・コストや
高い運用コストになる。

【０００６】より小型で安いコストのコントローラに対
する１つの試みは、ＰＷＭ電力段のスイッチング周波数
を増すことである。少なくとも理論的には、より高いス
イッチング周波数は、より小型で安いコストの構成要素
を用いて大型モータに対して必要とされる電力を制御す
ることを可能にするはずである。しかし、電力段をより
高いスイッチング周波数で動作させることと関連する諸
問題が、空間と金銭の双方において解決不能あるいは膨
大なコスト高のいずれかとなることが判ってきた。高周
波ノイズは電力をシステムから消耗してシステム効率に
著しい影響を及ぼし得る。共通モードのバラエティのノ
イズ（並列導体ペアにおいて増減するノイズ）は、検出
が特に困難であり排除は更に困難である。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の１つの目的は、
高感度な電子段と関連する電力段との間の改善された絶
縁を提供することにある。

【０００８】本発明の別の目的は、６，０００Ｈzを越
える範囲のスイッチング速度で電力段が動作し得るモー
タ制御システムにおける電子段（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ
ｓｔａｇｅ）と関連する電力段（ｐｏｗｅｒｓｔａ
ｇｅ）間を結合する有効な絶縁結合を提供することにあ
る。

【０００９】本発明の更に別の目的は、小さな高周波電
力損失および無視し得るノイズ生成で６ＫＨzを越える
範囲の高い電力スイッチング速度で動作するモータ・コ
ントローラを提供することにある。

【００１０】更に他の目的は、コントローラへ加えられ
るエネルギに関して、より高いシステム効率、即ち、最
大トルクを持つモータ・コントローラを提供することに
ある。

【００１１】低いスイッチング速度、例えば約２，００
０ヘルツの有効な結合絶縁を提供する光結合は、６，０
００Ｈzを越えるの範囲の有効動作に対してあまりにも
大きな時間的遅れを生じる。更にまた、６，０００Ｈz
の速度におけるスイッチングは、光装置では有効に遮断
できない１００メガヘルツもの高い過渡状態を生じ得
る。既知の高い周波数の電子変成器結合は、あまりにも
高価でありかつモータ・コントローラで有効に使用する
には複雑過ぎる。

【００１２】本発明による動的結合インダクタンスの形
態におけるパルス変成器は、共通の高い透磁率コアの周
囲に巻付けられた離間された一次巻線と二次巻線とを含
む。コアを通る磁束に対する磁束帰還路は、巻線を包囲
するように構成される。このコアは、コアが通常の動作
において飽和し得るように構成される。巻線は、巻線間
のキャパシタンスを最小化するようにできるだけ遠く隔
てられている。巻線は、巻線の表面積を最小化すること
により、巻きをシェル・キャパシタンスまで、かつ巻き
を巻線キャパシタンスまで低減するため少数の巻き小さ
なワイヤを用いて巻付けられる。

【００１３】矩形状パルスがパルス変成器の一次巻線に
印加されるならば、正のスパイク（ｓｐｉｋｅ）が立上
がり時間と対応して二次巻線に現れ、負のスパイクが立
下がり時間と対応して現れる。正のスパイクの立上がり
時間は、コアが飽和まで駆動されつつあり、巻線が相互
に結合される間に生じる。一旦飽和に達すると、巻線は
遮断される。立上がり時間中にも、同様な動作が生じ
る。本発明の概念に従って慎重に設計することにより、
パルス変成器を通過するパルスに対するターンオン時間
およびターンオフ時間は、１００ナノ秒ほどの短かさで
あり、これは光結合を用いて達成され得るよりも約１０
倍早い。

【００１４】マイクロプロセッサおよび他の電子段から
の矩形状パルスは、パワー・トランジスタの制御のため
矩形状パルスを再構成するシュミット・トリガーへ供給
される正と負のスパイク・ペアとして飽和可能パルス変
成器を通過する。本発明による構成によれば、パルスの
前エッジと後エッジのみがパルス変成器を通過する。そ
の結果、電力段のスイッチングは１０Ａ／１００ナノ秒
の速度で得ることができる。従来の構成要素を用いる
と、大型モータ制御システム用のスイッチングは、モー
タ・サイズに応じて約２５０ナノ秒ないし４５０ナノ秒
程度でよい。１５０ナノ秒程度のより早いスイッチング
速度は、特殊な高速度構成要素を用いることにより達成
可能である。２倍のパルス動作の問題（電力段が完全に
ターンオンされ前にターンオフ指令が受取られる）は、
本発明による高速度スイッチングによって実質的に排除
される。

【００１５】本発明による電子段と電力段間の結合は、
共通モード・ノイズの非常に高い阻止および関連するエ
ネルギの吸収の排除を結果として生じる。従来の設計と
は対照的に、一次巻線と二次巻線とは、フェライト・コ
ア上に配置され、巻線間のキャパシタンスを最小化する
ためできるだけ遠く隔てられる。導電表面積を最小化す
るため、巻線に対しては最小の巻き数および小径のワイ
ヤが用いられる。この構造は巻線間に比較的劣った磁気
結合を提供するが、パルスの前エッジと後エッジのみが
実際に変成器を通過するので充分である。

【００１６】本発明の１つの目的は、高感度な電子段と
関連する電力段との間の改善された電源絶縁を提供する
ことにある。

【００１７】本発明の別の目的は、６，０００Ｈzを越
える範囲のスイッチング速度で電力段が動作し得るモー
タ制御システムにおける電子段（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ
ｓｔａｇｅ）と関連する電力段（ｐｏｗｅｒｓｔａ
ｇｅ）間を結合する有効な電源絶縁を提供することにあ
る。

【００１８】本発明の更に別の目的は、小さな高周波電
力損失および無視し得るノイズ生成で６ＫＨzを越える
範囲の高い電力スイッチング速度で動作するモータ・コ
ントローラに対する分散された電源を提供することにあ
る。

【００１９】共通の高い透磁率コアの周囲に巻付けられ
た離間された一次巻線と二次巻線とを含む動的結合イン
ダクタンスの形態におけるパルス変成器が用いられる。

【００２０】電子段と電力段間の絶縁結合は、共通モー
ド・ノイズの非常に高い阻止と関連するエネルギの吸収
の排除を結果としてもたらす。

【００２１】本発明による高周波制御システムに対する
電源もまた、高感度のエレクトロニックス段を電力段か
ら絶縁しなければならない。これは、パワー・トランジ
スタのそれぞれに対する駆動段（ｄｒｉｖｅｓｔａｇ
ｅ）の各セット毎に別の浮動電源を使用することにより
達成される。典型的な３相システムは、合計６つのパワ
ー・トランジスタに対する各位相に対して１対のＩＧＢ
Ｔ（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）パワー・
トランジスタを含む。パワー・トランジスタの各々は別
個のゲート駆動回路を持ち、ゲート駆動回路の各々は別
個の浮動電源を持つ。浮動電源は、変成器サイズを減じ
るため６０，０００Ｈzの如き高い周波数で動作するこ
とが望ましい。これらの浮動電源は、ノイズを伝達して
好ましからざる調整時間遅延を生じる傾向がある調整器
を用いることなく、電源電圧を制限する開ループ制御部
用に設計される。別個の変成器を用いて（絶縁パルス変
成器の二次側で）浮動電源に、また（絶縁パルス変成器
の一次側で）アナログ制御エレクトロニックスに給電し
て、エレクトロニックス段と電力段との間の絶縁を維持
する。ディジタル・エレクトロニックスとアナログ・エ
レクトロニックスとは別個の変成器から給電され、それ
ぞれが電源において一緒に結合された接地を持つ別個の
帰還路を有する。

【００２２】

【発明の実施の形態】上記および他の目的は、図面を含
む以降の記述において述べられる如き実施例によった達
成される。

【００２３】図１に示されるモータ・コントローラは、
巻線位相Ａ、ＢおよびＣを持つ３相ステータ巻線を有す
るブラシ無しモータ２０を制御する。巻線の位相はそれ
ぞれ電気的に１２０度だけずらされている。本発明はど
んな形式のブラシ無しモータでも用いることができる
が、２，０００ヘルツ以上の電流パルス範囲、望ましく
は６，０００ないし２０，０００ヘルツ以上の範囲で動
作する３相ステータ巻線を有するモータにおいて特に有
効である。本発明はどんな大きさのモータでも有効であ
るが、その利点は大型モータおよび非常に大型のモータ
の制御において特に重要となる。

【００２４】当該モータ・コントローラは、モータの励
起電流の周波数、位相および振幅と対応する正弦波信号
を生成するため制御指令とモータ・フィードバック信号
とを受取るマイクロプロセッサの如き中央処理手段（Ｃ
ＰＵ）を含むディジタル・セクション２２を含んでい
る。このディジタル・セクションからの信号は、正弦波
信号を変動幅を持つ対応するパルス列へ変換するＰＷＭ
（パルス幅変調器）を含むアナログ・セクション２４を
通過する。このパルス列は、ゲート・ドライバ２６を経
て主パワー・トランジスタ２８へ通過する。

【００２５】前記ディジタル・セクションは、３相モー
タの励起のための２つの正弦波信号を生成し、３番目の
信号がアナログ・セクション２４において他の２つの位
相の和として得られる。アナログ・セクションは、３つ
の位相の各々に対する相補的なパルス列、即ち合計６つ
のパルス列を生成し、その１つのみが図１に示される。
６つのパルス列はそれぞれ別個のゲート・ドライバを通
って（１つのみが示される）、６つのパワー・トランジ
スタ（その２つのみが示される）の通電状態を制御す
る。

【００２６】マイクロプロセッサは、同期モータ、誘導
モータあるいはリラクタンス・モータ（ｒｅｌｕｃｔａ
ｎｃｅｍｏｔｏｒ）を含むほとんどの形式のモータに
対する所望の位相、振幅および周波数の正弦波状の励起
電流を生じるようにプログラムすることができる。当該
システムはまた、前掲のＷｈｉｔｅｄおよびＢｒｏｗｎ
等の特許に従って効率を生じる最大トルクに対する励起
位相角を計算するようにプログラムすることもできる。

【００２７】コントローラの動作においては、ゲート・
ドライバ２６およびパワー・トランジスタ段２８を含む
電力段が高感度の電子段２２および２４から絶縁される
ことが不可欠である。約２，０００ヘルツのＰＷＭ速度
で動作する従来のコントローラの場合は、必要な絶縁は
光結合器によって達成できる。しかし、構成要素の大き
さを低減しかつ他の利点を達成するためには、６，００
０ないし２０，０００ヘルツの範囲内の比較的高いＰＷ
Ｍパルス繰返し率が用いられる。

【００２８】禁止的なほどの漏れ損およびノイズ問題も
なく必要な絶縁を達成するためには、非常に低い巻線間
キャパシタンスを持つ特に構成されたフェライト・コア
変成器３４が、ゲート・ドライバ２６に配置されたシュ
ミット・トリガーと組合わせて用いられる。ＰＷＭパル
スがパルス変成器へ印加されると、パルスの前エッジが
コアを飽和状態になるように駆動する。飽和に駆動され
ても、一次巻線４０は二次巻線４２に結合されて、二次
巻線に鋭いスパイクを生じる。印加されたパルスの後エ
ッジも同様に、コアを飽和状態から駆動して鋭い負のス
パイクを生じる。コンパレータ３５および抵抗３６、３
７がシュミット・トリガー形態で接続されている。正の
スパイクはトリガーをターンオンし、負のスパイクはト
リガーをターンオフする。このように、前エッジおよび
後エッジを変成器３４を経て矩形状パルスを再構成する
シュミット・トリガーに通すことによって、矩形状ＰＷ
Ｍパルスがゲート・ドライバへ送られる。

【００２９】高感度のエレクトロニックス段から電力段
を絶縁することが必要であるばかりでなく、種々の段に
対する電源にも同様な絶縁を達成することも必要であ
る。ディジタル・セクション２２のＣＰＵおよび他の構
成要素は、＋５ボルト電源５０および接地帰還路５１を
必要とする。アナログ・セクション２４におけるＰＷＭ
装置２３および他の構成要素は、＋１５ボルト電源５２
および接地帰還路５３を必要とする。６つのゲート・ド
ライバ２６の各々は、浮動接地（ｆｌｏａｔｉｎｇｇ
ｒｏｕｎｄ）５５を持つ別個の浮動＋１６ボルト電源５
４を必要とする。モータを駆動するための電力は、＋バ
ス５６および−バス５８からパワー・トランジスタへ供
給される。種々の電源の構造については以下に記述す
る。

【００３０】しかし、重要な点は、絶縁パルス変成器３
４の出力に接続された電力段がパルス変成器の一次側に
接続された電子セクション２２および２４に対する電源
から絶縁された別個の電源を持つことである。

【００３１】パルス変成器３４は、図２において断面で
詳細に示されている。この変成器は、一次巻線と二次巻
線が充分に分離されるようにボビン６４に巻付けられた
一次巻線４０と二次巻線４２とを含む。フェライト・コ
ア６６は、巻線の中心を貫通して両方の巻線の外側へ戻
る。換言すれば、このコアは巻線を完全に囲むように構
成されている。望ましくは、コアは、図２に示されるよ
うに、コアの帰還路が巻線を完全に包囲して閉込めて放
射ノイズからの自己遮蔽（ｓｅｌｆｓｈｉｅｌｄｉｎ
ｇ）を提供する２部分構造である。コアの材料は、所要
の巻き数を最小化する高い透磁率材料であるべきであ
る。粉末フェライト材料タイプＷが、良好な結果を提供
する。スーパーメロイ（Ｓｕｐｅｒｍｅｌｏｙ）あるい
はスクウエア（Ｓｑｕａｒｅ）８０の如き材料が良好な
結果を提供するが、ほとんどの用途には高価に過ぎる。

【００３２】パルス変成器は、１ＭＨzないし１００Ｍ
Ｈzの範囲内の高周波過渡状態を含む６，０００ないし
２０，０００ヘルツの範囲内の繰返し率を持つ矩形状パ
ルスを通すように設計される。これらの高周波の過渡状
態は、ひどい電力損失とノイズの諸問題を生じ得る。巻
線の形態は、電力損失およびノイズの諸問題を受入れ得
るレベルまで低減するために重要である。第一に、一次
巻線および二次巻線は、巻線間キャパシタンスＣＷＷを
最小化するため充分に分離されて、できるだけ離して配
置される。図２に示されるように、巻線幅の８倍程度の
２００〜３００約５，０８〜７．６２ｍｍ（２００〜３
００ミル）の間隔が望ましい。巻線間のこの間隔は、巻
線間キャパシタンス（ＣＷＷ）を低減する。ゲージ３７
の如きより高いワイヤ・ゲージ・サイズ（即ち、最小径
のワイヤ）を用いて巻線表面積を最小化し、これが更に
巻線対コアのキャパシタンス（ＣＷＣＣ）および（ＣＷ
ＣＳ）を最小化する。巻線の巻き数は、約１ｍＨのイン
ダクタンスを生じるように選定される。１０ないし１３
の巻き数が、所望の結果を生じることが判った。より大
きな巻き数は、キャパシタンスとインダクタンス間の比
率関係を増して、望ましくない自己発振を生じる。１０
より少ない巻き数が、印加された信号を望ましくない程
度まで減衰するキャパシタンス対漏れインダクタンスの
比率を提供する。本発明の設計による総合漏れキャパシ
タンスは、０．０８ないし０．２ピコファラッドで測定
され、これが非常に低いノイズおよび非常に低い高周波
電力損を生じる結果となる。有効にするためには、パル
ス変成器は、５ピコファラッド、望ましくは１ピコファ
ラッドより低い総合漏れキャパシタンスを持たねばなら
ない。従来の設計では、３２〜４３ピコファラッドの範
囲内で測定され、効率が悪いことが判った。

【００３３】矩形パルスがパルス変成器へ印加される
と、高透磁率コアは飽和状態になり、印加パルスの前エ
ッジと対応する二次巻線に短い正のスパイクを生じる。
同様に、印加パルスの後エッジは、二次巻線に鋭い負の
スパイクを生じる。スパイクの立上がり時間は１００ナ
ノ秒程度である。これらの短い時間的遅延により、本発
明によるパルス変成器は、最小限の放射およびノイズ損
失で６，０００ないし２０，０００Ｈzの範囲内のパル
スに対して情報を通すのに使用することができる。

【００３４】図３は、パルス変成器３４の一次巻線に給
電するよう接続されたモータ・コントローラの電子セク
ションを示す概略図である。これらセクションは、ディ
ジタル・セクション２２に中央処理手段（ＣＰＵ）２１
および他のディジタル構成要素を含む。また、アナログ
・エレクトロニックス・セクション２４には、パルス幅
変調器（ＰＷＭ）２３および他のアナログ構成要素も含
まれる。

【００３５】中央処理手段は、マイクロプロセッサまた
は他の種類のディジタル処理エレクトロニックスでよ
い。ＣＰＵは、ロータ位置情報を提供するレゾルバまた
は位置エンコーダ１７を介して制御されるモータからロ
ータ位置情報を受取る。ロータ位置情報は、レゾルバ／
ディジタル・コンバータ２０によってディジタル形態へ
変換される。この位置情報は、ロータ位置に従ってＣＰ
Ｕにより計算される巻線励起を計算するために用いられ
る。この位置情報はまた、モータ軸のサーボ・ループ位
置決めのために用いることができる。また、ＣＰＵは、
ロータ位置の変化率からモータ速度を計算することがで
きる。ＣＰＵは、制御されるパラメータに対する状態情
報を提供しモータの励起を計算する際に有効である状態
モニター１８からデータを受取る。顧客インターフェー
ス１９が、所望の速度、所望のトルクあるいは所望の位
置の如き指令情報を提供する。

【００３６】モータ・コントローラが例えば速度サーボ
として動作させられるならば、ＣＰＵは、速度指令を実
際の速度を示すフィードバック信号と比較して、所望の
速度を得るため要求されるトルクを決定する。同様に、
サーボ位置制御は、所望の位置に達するのに要するモー
タ・トルクを決定するため所望の位置を実際の位置に比
較することによって達成できる。ＣＰＵは、モータに対
して与えられるべきその時の励起の周波数、位相および
振幅を含む増分的に合成される励起信号を計算する。Ｃ
ＰＵは、モータの１つ位相における励起を制御するため
このような正弦波信号をディジタル／アナログ（Ｄ／
Ａ）・コンバータ７０へ供給する。電気的に１２０度だ
け変位した第２のこのような信号は、別のＤ／Ａコンバ
ータ７１へ与えられて第２のモータ位相に対する励起を
制御する。第３の位相は、他の２つの位相の和であり、
従ってＣＰＵにより計算される必要はない。

【００３７】Ｄ／Ａコンバータ７０および７１は、パル
ス幅が瞬間的な信号振幅に比例するパルス列へ励起信号
を変換するＰＷＭ段２３に対して正弦波励起信号を与え
る。パルス幅は、モータ巻線に対する電流を制御するパ
ワー・トランジスタに対するターンオンおよびターンオ
フ時間を決定する。

【００３８】以下に述べるように、対応する電圧フィー
ドバック信号７７および８１を与えるため、電流センサ
がモータ巻線に対する電流を検出するために設けられ
る。このフィードバック信号の電圧は、ＣＰＵにより計
算された所望の励起信号値と比較される。位相Ａに対す
る計算値と電流の実際のフィードバック値との比較が比
較され、この比較の結果が増幅器７４の出力として現れ
る。同様に、フィードバック信号８１は、抵抗７９に与
えられる計算信号との比較のため増幅器７８の加算接合
点に加えられて、比較の結果が増幅器７８の出力に現れ
るようにする。増幅器７４および７８の出力における位
相ＡおよびＣに対する信号は、それぞれ演算増幅器８２
と加算抵抗８３、８４において加算される。増幅器７４
および７８が電気的に１２０度だけ変位した信号を生じ
るので、残りの位相Ｂは増幅器８２において位相Ａおよ
びＣを加算することによって得られる。

【００３９】ＰＷＭパルス列は、増幅器７４、７８およ
び８２の１つからの励起信号値を三角波形発生器（ｔｒ
ｉａｎｇｌｅｇｅｎｅｒａｔｏｒ）８４により生成さ
れる三角波形値に比較することによって生成される。こ
の信号値の比較は、それぞれ位相Ａ、ＢおよびＣに対し
てコンパレータ８５、８６および８７によって行われ
る。特に、位相Ａに対する励起信号値は、励起信号値が
三角波形値より低い時コンパレータ８５の出力がオンで
あるように、また前記信号値が三角波形値より高い時コ
ンパレータ８５の出力がオフとなるように、三角波形発
生器８４によって比較される。励起信号値が大きいほ
ど、コンパレータ８５からのパルスは幅が広く、従って
モータ巻線に与えられる電流は大きくなる。信号値が小
さいほど、パルス幅は狭くなり、モータ巻線に与えられ
る電流は小さくなる。位相ＢおよびＣに対するＰＷＭパ
ルス列も同じように生成される。

【００４０】大半の現在のシステムにおける三角波形に
対する基本周波数は、２，０００Ｈz以下の程度であ
る。本発明によるモータ・コントローラにおいては、三
角波形の繰返し率は、６，０００ないし２０，０００Ｈ
zの範囲内にあり得る。ＰＷＭパルスにおける周波数が
高いほど、制御は円滑になり、構成要素のサイズは小さ
くなる。より高速なシュミット・トリガーおよびゲート
・ドライバを用いることによって、同じパルス変成器を
用いてより高いＰＷＭ周波数を採用することができる。

【００４１】図示を簡単にするため、「無駄（ｄｅａ
ｄ）」時間生成装置９０およびパルス変成器ドライバ９
２のみが図３に示される。実際のシステムは、３つの位
相の各々に対して同様な回路９０および９２を含むこと
になる。

【００４２】最小のオン時間および「無駄」時間発生器
９０は、ＰＷＭ信号を受取るコンパレータ９４を含む。
コンデンサ９５が、ダイオード９６を介する充電経路
（ｃｈａｒｇｉｎｇｐａｔｈ）とダイオード９７を介
する放電経路（ｄｉｓｃｈａｒｇｉｎｇｐａｔｈ）と
によりコンパレータ出力に接続される。増幅器９４によ
り与えられるパルス信号が正になる時、コンデンサ９５
は順方向バイアスされたダイオード９６を介して非常に
急速にこの値に充電される。その後、増幅器９４の出力
がゼロまで低下する時、コンデンサ９５がダイオード９
７を介して放電する。コンデンサ９５に蓄えられた電圧
は、分圧器９９における電圧と共にシュミット・トリガ
ーの比較のためコンパレータ９８の１つの入力へ与えら
れる。この回路のパラメータは、相補的ペアの両方のパ
ワー・トランジスタが同時に通電状態になる「シュート
・スルー（ｓｈｏｏｔｔｈｒｏｕｇｈ）」が存在しな
いことを保証するためターンオン遅延を生じるように調
整される。この回路はまた、トランジスタが単に部分的
にターンオンされる時にターンオフ・パルスを受取る
「２重パルス発振（ｄｏｕｂｌｅｐｕｌｓｉｎｇ）」
に対して保護する。このような２重パルス発振を避ける
ため、ターンオン・パルス後２マイクロ秒まで回路はそ
の後のターンオフ・パルスを遅れさせる。

【００４３】増幅器９８は、パルス変成器に対するドラ
イバとして機能する増幅器１００を介してパルス変成器
３４の一次巻線４０へＰＷＭパルス列を与える。一次巻
線４０は、抵抗１０２を介して正の電源に接続される。
ダイオード１０１は、抵抗１０２および巻線４０の直列
組合わせに跨がって接続される。このダイオードの目的
は、誘導スパイクをバイパスすることである。

【００４４】パルス変成器３４の二次巻線４２に接続さ
れた電力段は、図４に略図的に示される。この電力段
は、ＰＷＭパルスを再構成するため用いられるシュミッ
ト・トリガー１１０と、ＰＷＭパルスを増幅するための
前置ドライバ段と、主パワー・トランジスタ３０のゲー
トに対する駆動信号を提供する共通ベース電力段１１４
とを含む。

【００４５】パワー・トランジスタ３０は、絶縁ゲート
・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）である。この
ようなトランジスタは、飽和「オン」状態あるいは閉塞
モード「オフ」状態のいずれかで動作するためのもので
ある。ＩＧＢＴトランジスタは、ゲートへのパルスの印
加によりターンオンされ、その後反対方向にパルスが与
えられるまで導通状態を維持する。

【００４６】シュミット・トリガー１０は、抵抗１２２
が出力からコンパレータ１２０のプラス入力に接続され
たコンパレータを含む。このプラス入力もまた、抵抗１
２４を介して接地される。パルス変成器の二次巻線４２
は、コンパレータ１２０の負の入力と接地との間に接続
される。１対の背中合わせ（ｂａｃｋ−ｔｏ−ｂａｃ
ｋ）ツェナー・ダイオードが二次巻線４２に跨がって接
続されている。抵抗１２２および１２４の比率は、プラ
ス／マイナス８ボルトでトリガー点を持つようにセット
することができる。しかし、このトリガー点は厳密では
なく、１ボルトないし１４ボルトの範囲内におくことが
できる。

【００４７】シュミット・トリガーの動作において、コ
ンパレータ１２０の出力が最初は負であること、従って
正の入力がマイナス８ボルトにセットされることを仮定
しよう。正のパルスが変成器の二次巻線に現れてプラス
８ボルトの値を越える時、この回路は「オン」状態へト
リガーする。コンパレータ出力がプラス１５ボルトであ
る「オン」状態では、プラス入力はプラス８ボルトへシ
フトする。負のパルスが二次巻線４２に現れてマイナス
８ボルトを越えるような時まで、コンパレータ出力は正
の状態にとどまる。この時、トリガー回路は初期の「オ
フ」状態へ戻る。このように、ＰＷＭパルスの前エッジ
および後エッジと対応するパルス変成器を通過するスパ
イク・パルスは、ＰＷＭパルスを再構成する上で有効で
ある。

【００４８】最大立上がり時間を得るためには、パルス
変成器が１５ボルトを越えるスパイク・パルスを生じる
ことが望ましい。ツェナー・ダイオード１２６および１
２８はコンパレータ入力に現れる電圧を制限して、回路
構成要素を保護する。

【００４９】前置ドライバ回路１１２は、１つのＰＮＰ
バイポーラ・トランジスタと、トーテムポール（ｔｏｔ
ｅｍ−ｐｏｌｅ）状に相互に接続された２つのトランジ
スタ１３６、１３８とを含む。トランジスタ１３４のベ
ースは、プラス電源とコンパレータ１２０の出力との間
に接続された抵抗１３０、１３２の接合点に接続され
る。トランジスタ１３４のエミッタは、＋１６Ｖ電源に
接続され、コレクタは直列抵抗１４０、１４２を介して
−１６Ｖ電源に接続されている。抵抗１４０、１４２の
接合点は、トランジスタ１３６、１３８のベースに接続
される。トランジスタ１３４、１３６および１３８は、
パルス電流をＭＯＳＦＥＴ電力段を駆動するよう充分に
増加し、この電力段が更にＩＧＢＴトランジスタ３０の
ゲートを駆動する。＋１６Ｖ電源と−１６Ｖ電源間に接
続されたＭＯＳＦＥＴトランジスタ１４４が、トランジ
スタ３０を飽和状態で完全に通電状態にするのに充分な
大きさの電圧パルスを生成する。

【００５０】電力段１４４は更に、プラス電源とパワー
・トランジスタ３０のゲートとの間にトランジスタ１４
６を含む。トランジスタ１４６は、通電状態にある時低
いコレクタ−エミッタ電圧を持ち、従って、トランジス
タ１４６が通電状態にある時パワー・トランジスタ３０
をハードな飽和状態（ｓａｔｕｒａｔｉｏｎｓｔａｔ
ｅ）に駆動するよう働く。トランジスタ１４６のエミッ
タ−ベース接合点に跨がって接続されたダイオード１４
８は、「オフ」状態にある時、逆バイアスから保護し、
パワー・トランジスタ３０をブロッキング・モード（ｂ
ｌｏｃｋｉｎｇｍｏｄｅ）に保持する。

【００５１】本発明によるモータ・コントローラは、
６，０００ないし２０，０００ＨzのＰＷＭスイッチン
グ速度の範囲内で動作するよう設計される。これらの周
波数における動作を達成するためには、ＰＷＭパルスに
対する非常に早い「オン／オフ」スイッチングを持つこ
とが必要である。パルス変成器３４は、いずれの方向に
も１００ナノ秒より小さな伝搬時間遅れを持つパルスを
伝送することができる。パルス変成器、シュミット・ト
リガーおよびゲート・ドライバは共に、「ターンオン」
に対して７００ナノ秒より短く、「ターンオフ」に対し
ては３５０ナノ秒より短い時間でＰＷＭパルスを伝送す
ることができる。これらの「ターンオン」および「ター
ンオフ」速度で、２０，０００ＨzのＰＷＭパルス速度
が達成可能である。より高速なシュミット・トリガー回
路とより高速な前置ドライバおよびドライバ段を用いる
ことにより、更に高いＰＷＭスイッチング速度を合理的
に達成することが可能である。このような高速の構成要
素は現在の技術の範囲内に含まれるが、現在では比較的
コスト高である。

【００５２】モータ・コントローラに対する電力は、図
５に略図的に示される４つの電源によって供給される。
この４つの電源は、パワー・トランジスタを介してモー
タの巻線に電力を供給する主電源２００を含む。また、
アナログ電源２０２、ディジタル電源２０４および浮動
電源２０６も含まれ、この浮動電源は各々のゲート・ド
ライバへ電力を提供するために用いられる。

【００５３】コントローラに対する電力は、導体Ｕ、Ｖ
およびＷ上の３相電源から供給される。コンデンサ２４
０は、導体とシャシー接地間に接続されて、さもなけれ
ば電源へ戻ることになるノイズを濾波する。

【００５４】アナログ電源は、電源の導体の２つに跨が
って接続された一次巻線２２２と、中心タップ付二次巻
線２２４〜２２５とを含む変成器２２０を介して電源に
接続されている。二次巻線２２４〜２２５は、アナログ
電源に接続されて導体５２（図１に示される）上に＋／
−１５ボルトを生じる。巻線２２４〜２２５の中心タッ
プは、アナログ接地５３に接続される。

【００５５】ディジタル電源２０４は、変成器２１０を
介して電源に接続される。この変成器は、３相電源から
の２本の導体に接続された一次巻線２１２を含む。この
変成器はまた、ディジタル電源２０４に接続された二次
巻線２１４を含む。このディジタル電源は、ディジタル
接地５１に対する導体５０上に＋５ボルトを生じる。

【００５６】ディジタル電源は、図１に示されるように
ディジタル要素２２に給電するため接続され、アナログ
電源はアナログ要素２４に給電するために接続されてい
る。ディジタル電源は、アナログ電源とは別の接地帰還
路を有する。２つの接地帰還路が、結線２２６などによ
り電源に対して一緒に結合されている。また、ディジタ
ル電源とアナログ電源とは、別個の変成器２１０と２２
０とを介して電源に接続されている。電源において接地
帰還を相互に接続することにより、また別個の変成器を
用いることによって、２つの電源が相互に絶縁される。

【００５７】浮動電源２０６は、変成器２１０において
二次巻線２１６を介して電源に接続される。電源２０６
は、ツェナー電力クランプ回路におけるコンデンサ２３
６に全波整流電流を提供し、このコンデンサに蓄えられ
た電力がプッシュプル発振器２０８へ供給される。

【００５８】前記ツェナー電力クランプ回路は、電源か
らの電流がトランジスタのコレクタ−エミッタ回路を介
してコンデンサ２３６を充電するように接続されたＮＰ
Ｎトランジスタ２３０を含む。ツェナー・ダイオード２
３３は、トランジスタ２３０のベースと接地との間に接
続され、ツェナー・ダイオードを流れる電流は前記トラ
ンジスタのコレクタ−ベースに跨がって接続された抵抗
２３４により供給される。ダイオード２３２は、トラン
ジスタのコレクタ−エミッタ回路に跨がって接続されて
いる。このツェナー・ダイオードは、１４．５ボルトの
電圧閾値を持つように選定される。動作において、前記
ツェナー・クランプ回路は、電源２０６からトランジス
タ２３０に電流を流れさせるが、コンデンサの両端の電
位は１５ボルトより低い。コンデンサ両端の電位がツェ
ナー電位とトランジスタのベース−エミッタ電圧降下と
を越えると、トランジスタは非通電状態になる。その結
果、この回路は、コンデンサにおける電位をツェナー電
位より僅かに高い電位にクランプする。

【００５９】浮動電源２０６は、電力をゲート・ドライ
バ回路へ供給する。このゲート・ドライバ回路に対する
供給は、絶縁変成器（図６に示される）の大きさを減じ
るため比較的高い周波数であることが望ましい。従っ
て、約６０ＫＨzで動作するプッシュプル発振器の本質
であるプッシュプル開ループ制御回路２０８が用いられ
る。ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２３８および２３９は、
トランジスタが交互に通電状態になるようにプッシュプ
ル状に動作するように前記発振器に接続される。その結
果は、交互に正となる６０ＫＨz方形波であるＰＰＬ
（プッシュプル左方）とＰＰＲ（プッシュプル右方）と
して示される１対の出力電流となる。導体ＰＰＬ、ＰＰ
ＲおよびＶ_clampが変成器と接続し、この変成器が独立
的な浮動電力を図６に示される如きモータに給電してい
るパワー・トランジスタに対する６つのゲート・ドライ
バの各々へ提供する。

【００６０】主電源２００は、３相全波整流ブリッジを
形成するよう接続された３つのダイオード２４６〜２４
８と３つのＳＣＲ２４２〜２４４とを含む。整流された
出力は、＋バス５６と−バス５８との間で相互に直列を
なすコンデンサ２５０および２５１へ供給される。抵抗
２５２がコンデンサ２５０に跨がって接続され、抵抗２
５３はコンデンサ２５１に跨がって接続される。これら
コンデンサは、給電が遮断される時放電経路を提供する
電源および抵抗２５２、２５３からのリップルを除波す
る。

【００６１】変成器２６０は、供給導体Ｖ_clamp、ＰＰ
ＲおよびＰＰＬに接続されて全波ブリッジ整流回路２６
２を介してコンデンサ２６３を充電する。コンデンサ２
６３に跨がる電位は、適切な分圧器を介してＳＣＲ２４
２〜２４４のゲート要素へ供給される。コンデンサ２６
３は、高周波リップルを除波するためのＤＣフィルタを
提供する。主電源に対する緩やかな始動は、プッシュプ
ル開ループ制御回路２０８お初期動作を遅れさせること
により達成し得る。

【００６２】ゲート・ドライバ回路を給電するものであ
りかつパルス変成器３４の二次巻線に接続される浮動電
源が変成器２１０を介して電源に接続されることが重要
である。アナログ電源２０２は、パルス変成器３４の一
次巻線に接続される電子的アナログ回路２４に対して電
力を供給する。浮動電源２０６およびアナログ電源２０
２は、別個の変成器２１０および２２０を介して電源に
接続されることにより、パルスｂ変成器の両側の回路間
の絶縁を提供する。

【００６３】別の浮動電源が、６つのＩＢＧＴパワー・
トランジスタと関連するゲート・ドライバ回路の各々と
共に用いられる。位相Ａに対する相補的パワー・トラン
ジスタ対３０および３２が図６に示される。特に、上部
トランジスタ３０のコレクタが＋バスに接続され、エミ
ッタは位相Ａのモータ巻線に接続される。下部トランジ
スタ３２のコレクタは、位相Ａモータ巻線ならびにトラ
ンジスタ３０のエミッタに接続される。トランジスタ３
２のエミッタは−バスに接続される。パルスがエミッタ
に対するゲートにおいて正であるトランジスタ３０へパ
ルスが印加されると、トランジスタ３０は通電状態にな
り、飽和状態になってモータ巻線を＋バスに効果的に接
続する。一方、パルスがトランジスタ３２のエミッタに
関連してそのゲートに印加されるならば、このトランジ
スタは飽和状態に駆動され、モータ巻線を−バスに接続
する。

【００６４】トランジスタ３０に対する駆動パルスは＋
バス電圧から−バス電圧へ変動し得るエミッタに関連す
るので、駆動回路および電源は共に浮動型でなければな
らない。上部のパワー・トランジスタにおいては、位相
Ａに対するＰＷＭ−上半部信号が前置ドライバ９２ａで
印加され、このドライバ９２ａは更に図２に関して先に
述べたパルス変成器３４の一次巻線４０ａに結合され
る。パルス変成器の二次巻線４２ａは、シュミット・ト
リガーに接続され、更に装置２６８ａのゲート・ドライ
バに接続される。

【００６５】上部ゲート・ドライバ回路に対する浮動電
源は、中間タップのある一次巻線２７２ａを持つ変成器
２７０ａを含む。一次巻線の中間タップは、Ｖ
_clamp（図５参照）に接続され、この巻線の終端はそれ
ぞれ「ＰＰＬ」および「ＰＰＲ」に接続されている。二
次巻線２７４ａの一端部は、ゲート・ドライバ駆動に対
してそれぞれプラス１６ボルトおよびマイナス１６ボル
トを提供するようにダイオード２７６ａおよび２７７ａ
を介して接続される。二次巻線の他端部は、トランジス
タ３０のエミッタに接続された浮動接地を提供する。コ
ンデンサ２７８ａは、浮動接地とダイオード２７６ａ、
２７７ａとの間に接続される。従って、ゲート・ドライ
バおよび電源が共に接続された変成器であるので、ゲー
ト・ドライバと浮動電源とは共にトランジスタ３０のエ
ミッタに現れる電位に従って浮動し得る。コンデンサ２
７８Ａは、供給された電圧を濾波し、またノイズをバイ
パスする。変成器２７０ａの変成器結合の故に、共通モ
ード・ノイズが除波される。共通モード・ノイズは更
に、図５に示されるように浮動電源を電源に結合する変
成器２１０によって除波される。

【００６６】下部のゲート駆動トランジスタ３２に対し
て別個の浮動電源が提供される。このゲート・ドライバ
は、トランジスタ３２のベースとエミッタ間に接続され
る。変成器２７０ｂを含む浮動電源は、変成器２７０ａ
を含むものと実質的に同じものである。プラスとマイナ
スの１６ボルトの浮動電力は、ゲート・ドライバ２６８
ｂに供給され、浮動接地がトランジスタ３２のエミッタ
に接続される。

【００６７】図６に示されるように、モータの位相Ａに
接続する導体２８０は、ＬＥＭ電流センサ２８２を通過
する。このＬＥＭセンサは、アナログ要素電源から給電
される。ＬＥＭ２８２の出力は、モータへ流れる電流と
比例する電圧である。同様なＬＥＭセンサを、モータの
３相巻線を励起する導体の各々に配置することができ
る。電流フィードバックが、導体７７および８１を介し
て図３のコンパレータ２７４、２７８へ供給される。

【００６８】以上の記述は、本発明の望ましい実施例を
含んでいる。当業者には、本発明の範囲内で多くの変更
その他の実施態様が着想されることが明らかであろう。
本発明は、特に頭書の特許請求の範囲に記載される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるモータ・コントローラの全体的レ
イアウトを示すブロック図である。

【図２】本発明による高周波パルス変成器を示す断面図
である。

【図３】パルス変成器の一次側に接続された電子段を示
す概略図である。

【図４】パルス変成器の二次側に接続されたパルス変成
器およびシュミット・トリガー回路を含むゲート・ドラ
イバを示す概略図である。

【図５】モータ・コントローラに対する電源を示す概略
図である。

【図６】ゲート・ドライバに対する独立的浮動接地電源
を示す概略図である。

【符号の説明】

１０シュミット・トリガー１７位置エンコーダ２０ブラシ無しモータ２２ディジタル・セクション２３パルス幅変調器（ＰＷＭ）２４アナログ・セクション２６ゲート・ドライバ２８主パワー・トランジスタ３０主パワー・トランジスタ３２トランジスタ３４フェライト・コア変成器３５コンパレータ４０一次巻線４２二次巻線５０＋５ボルト電源５１接地帰還路５２＋１５ボルト電源５３アナログ接地５４浮動＋１６ボルト電源５５浮動接地５６＋バス５８ −バス６４ボビン６６フェライト・コア７０Ｄ／Ａコンバータ７１Ｄ／Ａコンバータ７４増幅器７７電圧フィードバック信号７８増幅器７９抵抗８１電圧フィードバック信号８２演算増幅器８３加算抵抗８４三角波形発生器８５コンパレータ８６コンパレータ８７コンパレータ９０「無駄」時間生成装置９４増幅器９５コンデンサ９６ダイオード９７ダイオード９８コンパレータ９９分圧器１００増幅器１１０シュミット・トリガー１１２前置ドライバ回路１１４共通ベース電力段１２０コンパレータ１２２抵抗１２４抵抗１２６ツェナー・ダイオード１２８ツェナー・ダイオード１３０抵抗１３２抵抗１３４トランジスタ１３６トランジスタ１３８トランジスタ１４０抵抗１４２抵抗１４４ＭＯＳＦＥＴトランジスタ１４６トランジスタ１４８ダイオード２００主電源２０２アナログ電源２０４ディジタル電源２０６浮動電源２０８プッシュプル開ループ制御回路２１０変成器２１２一次巻線２１４二次巻線２２０変成器２２２一次巻線２２４二次巻線２２５二次巻線２３０ＮＰＮトランジスタ２３２ダイオード２３３ツェナー・ダイオード２３４抵抗２３６コンデンサ２４０コンデンサ２４２〜２４４シリコン制御整流器（ＳＣＲ）２４６〜２４８ダイオード２５０コンデンサ２５１コンデンサ２６０変成器２６２全波ブリッジ整流回路２６３コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ブラシ無し電動機に印加された１つ以上
の位相に対して正弦波状励起電流を生成するため、６，
０００ヘルツより大きいパルス繰返し速度を持つ１つ以
上のパルス列に対するパルス幅を表わす信号を生じる電
子パルス幅変調器と、パルス幅変調器からパルス列を受取り、パルス幅を表わす前エッジと後エッジとを通過するよう
に接続された飽和型パルス変成器と、前記ブラシ無し電動機に接続されて、通電状態に従って
前記電動機に対する電流を制御する１つ以上のパワー・
トランジスタと、前記パワー・トランジスタの通電状態を制御するため接
続されたゲート駆動部とを備え、前記ゲート駆動部が、前記前エッジと後エッジとを受取
るため前記飽和型パワー・トランジスタに接続され、前記ゲート駆動部が、前記前エッジと後エッジとに対応
する幅を有する矩形状パルスを生成することが可能であ
るブラシ無し電動機に対するコントローラ。
【請求項２】前記ゲート駆動部が、前記前エッジと後
エッジとに対応する幅を有する矩形状パルスを生成する
シュミット・トリガーを含む請求項１記載のコントロー
ラ。
【請求項３】前記飽和型パワー・トランジスタが１ピ
コファラッドより小さな巻線間キャパシタンスを有する
請求項１記載のコントローラ。
【請求項４】モータ励起電流の振幅、位相および周波
数を決定するディジタル電子セクションと、前記モータ
に対する正弦波電流励起と対応するパルス幅を持つ１つ
以上のパルス列を提供する高周波ＰＷＭアナログ電子セ
クションと、モータ巻線の励起をオン／オフで制御する
パワー・トランジスタと、該パワー・トランジスタの各
々に対する前記パルス列の１つに応答して通電状態を制
御する別個のゲート駆動部とを含む形式のブラシ無しモ
ータ・コントローラに対する電源であって、前記ゲート
駆動部とパワー・トランジスタとがパルス変成器により
前記ディジタル電子セクションとアナログ電子セクショ
ンとから絶縁される該電源において、前記パワー・トランジスタに対して電流を供給するよう
に接続されて、前記ＰＷＭセクションにより決定される
パルス列に従ってモータ巻線を励起する主電源と、第１の変成器を介して前記電源に接続された前記ゲート
駆動部の各々に対する別個の浮動電源と、前記第１の変成器とは別個の第２の変成器を介して電源
に接続された前記ＰＷＭアナログ要素に対する電源と、
を備え、これにより前記アナログ要素と前記ゲート駆動
要素との間の前記絶縁がそれぞれの電源において維持さ
れる電源。
【請求項５】前記浮動電源の各々が高周波発振器ソー
スから給電される請求項４記載の電源。
【請求項６】前記ディジタル電子セクションに対する
電源を更に備え、該ディジタル電子セクションに対する
前記電源と前記ＰＷＭアナログ要素に対する前記電源と
が別個の変成器を介して電源に接続する請求項４記載の
電源。
【請求項７】前記ディジタル・セクションと前記アナ
ログ要素とが、電源において一緒に結合された別個の接
地帰還路を介して帰還する請求項６記載の電源。