JPH09172386A

JPH09172386A - 高周波装置

Info

Publication number: JPH09172386A
Application number: JP33000495A
Authority: JP
Inventors: Akira Mishima; 昭三島; Shigeharu Washimi; 重治鷲見; Motoyoshi Kitagawa; 元祥北川
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1995-12-19
Filing date: 1995-12-19
Publication date: 1997-06-30
Anticipated expiration: 2015-12-19
Also published as: JP3111874B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ディジタル変調された高周波信号を受信する
高周波装置において、耐振性を確保すると共に同調調整
が簡単に行え、しかもクリアな発振信号を得る。【解決手段】入力端子１０１と、この入力端子１０１
に入力された信号が一方の入力に供給されるとともに他
方の入力には局部発振器１０３の出力信号が供給される
混合器１０４と、この混合器１０４の出力信号が供給さ
れる出力端子１０７，１０８とを備え、前記局部発振器
１０３を構成する電圧制御発振器は、発振部と同調部を
有し、この同調部は可動導体１１９と、この調整後の状
態を維持させる接着剤１２０とを有するとともに、前記
制御ループは前記局部発振器１０３のノイズが、前記電
圧制御発振器のノイズにより左右されない程度の十分に
大きな高ループバンド幅としたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル変調さ
れた高周波信号を受信する高周波装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】上記従来の高周波装置においては、耐振
性を高めるために電圧制御発振器の同調部のインダクタ
ンスはストリップラインだけで構成されていた。

【０００３】すなわち、インダクタンスを例えばコイル
部品で構成すると、振動によりそのコイル部品が振動
し、それによりインダクタンス値が変動し、その結果と
して同調周波数がずれてしまうので、それをさけるべく
インダクタンスをストリップラインだけで構成してい
た。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、同調部
のインダクタンスをストリップラインだけで構成すると
完成前に局部発振器を構成する電子部品の部品定数や実
装位置によるばらつきを補正する同調調整が容易に行え
ないという問題があった。

【０００５】そこで本発明は、耐振性を始めとして長期
に渡る発振周波数の安定性を確保するとともに、同調調
整が簡単に行え、しかも局部発振器から混合器に位相雑
音の少ないクリアな出力信号を供給することができるよ
うにすることを目的とするものである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】そしてこの目的を達成す
るために本発明は、ディジタル変調された高周波信号が
入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号
が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部
発振器の出力信号が供給される混合器と、この混合器の
出力信号が供給される出力端子とを備え、前記局部発振
器は、電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の制御ル
ープに介在された分周器、位相比較器、ループフィルタ
とを含み、前記電圧制御発振器は、発振部と同調部を有
し、この同調部は周波数調整部と、この周波数調整部の
調整の状態を維持させる維持手段とを有し、前記制御ル
ープは前記局部発振器のノイズが、前記電圧制御発振器
のノイズにより左右されない程度の十分に大きな高ルー
プバンド幅としたものであり、これにより耐振性を始め
として長期に渡る発振周波数の安定性を確保するととも
に、同調調整が簡単に行え、しかも局部発振器から混合
器に位相雑音の少ないクリアな出力信号を供給するとい
う所期の目的を達成することができる。

【０００７】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、ディジタル変調された高周波信号が入力される入力
端子と、この入力端子に入力された信号が一方の入力に
供給されるとともに他方の入力には局部発振器の出力信
号が供給される混合器と、この混合器の出力信号が供給
される出力端子とを備え、前記局部発振器は、電圧制御
発振器と、この電圧制御発振器の制御ループに介在され
た分周器、位相比較器、ループフィルタとを含み、前記
電圧制御発振器は、発振部と同調部を有し、この同調部
は周波数調整部と、この周波数調整部の調整の状態を維
持させる維持手段とを有し、前記制御ループは前記局部
発振器のノイズが、前記電圧制御発振器のノイズにより
左右されない程度の十分に大きな高ループバンド幅とし
た高周波装置である。したがって、以上の構成とすれ
ば、電圧制御発振器の同調部として周波数調整部を設け
ているので容易に同調調整が行え、しかもこの周波数調
整部の調整の状態は維持手段によって維持されるので耐
振性等は十分に確保される。この様に耐振性を始めとし
て長期に渡る発振周波数の安定性を確保するために維持
手段を用いると、その誘電率が空気よりも大きいことか
ら浮遊容量が形成され、それによって浮遊容量の持つ誘
電損失が発生するので、発振特性が悪化するが、本発明
では電圧制御発振器の制御ループを、局部発振器のノイ
ズが電圧制御発振器のノイズにより左右されない程度に
大きな高ループバンド幅としたので、それを広い周波数
幅で矯正することができ、その結果として局部発振器か
ら混合器に出力される出力信号を位相雑音の少ないクリ
アなものとすることができる。

【０００８】請求項２に記載の発明の周波数調整部は、
基板上に可動状態に設けられた導電性部材により構成さ
れ、維持手段として用いた固定部材により固定された請
求項１に記載の高周波装置であって、可動状態に設けら
れた導電性部材は固定部材で固定されるので、振動や経
年変化により調整値が変化することはない。

【０００９】請求項３に記載の発明は、同調部を構成す
るインダクタンス素子としてパターンインダクタンス線
路を用い、このパターンインダクタンス線路の近傍に可
動導体を植設し、この可動導体を可動させて調整すると
ともに、維持手段として用いた固定部材で固定した請求
項１に記載の高周波装置であって、インダクタンスを一
部パターン化することで部品点数と組立て工数の合理化
が図れる一方、局部発振器の同調部を可動導体で調整す
ることができるので、たとえ電圧制御発振器を構成する
部品の値のばらつきや実装位置がばらついたとしても、
入力信号のすべてに渡って受信することができる。ま
た、可動導体が長時間の温度サイクル等によりその形状
が変化してインダクタンス値が変化しないように、可動
導体を調整するとともに、維持手段である固定部材で固
定しているので、長期的な形状変動に対して安定であ
る。

【００１０】請求項４に記載の発明の可動導体は、パタ
ーンインダクタンス線路幅の略中心上方であって、この
パターンインダクタンス線路と略平行に設けられた請求
項３に記載の高周波装置であって、結合度が小さいため
調整範囲が狭く、より微妙な調整が容易にできる。

【００１１】請求項５に記載の発明の可動導体は、パタ
ーンインダクタンス線路の開放端近傍に植設した請求項
３に記載の高周波装置であって、結合度が大きく変わる
ため比較的大きな発振周波数の調整範囲が得られる。

【００１２】請求項６に記載の発明は、同調部を構成す
るインダクタンス素子として、空芯コイルまたは平板ラ
インを植設し、この空芯コイルまたは平板ラインを調整
するとともに、維持手段として用いた固定部材で固定し
た請求項１に記載の高周波装置であって、インダクタン
ス素子として、空芯コイルまたは平板ラインを用いてい
るので、大きなインダクタンスが取りやすいため比較的
周波数が低く小型の電圧制御発振器を得ることができ
る。

【００１３】請求項７に記載の発明は、維持手段として
用いた巻芯の外周に巻き付けた導体により構成された請
求項１に記載の高周波装置であって、巻芯に導電性部材
であるコイルを巻き付けているので、たとえ外力がコイ
ルに加わったとしてもコイルが変形して、インダクタン
ス値が変わることはない。

【００１４】請求項８に記載の発明の同調部を構成する
インダクタンス素子は、筒形をした絶縁体と、この絶縁
体の外周に巻き付けられた導体と、前記絶縁体内に設け
られた凹ネジと、この凹ネジに嵌合する凸ネジが外周に
設けられた可動芯とで構成された請求項１に記載の高周
波装置であって、この可動芯を回転させることによりイ
ンダクタンス値を可変できるので、調整の自動化が容易
である。また、導体は絶縁体に巻き付けられているの
で、たとえ外力が加わったとしても変形してインダクタ
ンス値が変わることはない。さらに可動芯もネジによる
摩擦力で絶縁体に固定されることになり、調整された可
動芯の位置が変わることはないので、長期間に渡ってイ
ンダクタンス値は維持される。

【００１５】請求項９に記載の発明は、同調部を構成す
るインダクタンス素子として、パターンインダクタンス
線路と可動導体を直列に接続し、この可動導体を調整す
るとともに、維持手段として用いた固定部材にて固定し
た請求項１に記載の高周波装置であって、パターンイン
ダクタンス線路と直列に設けられた可動導体はインダク
タンスが共用されるので、基板占有面積も低減でき、小
型化が図れる。

【００１６】請求項１０に記載の発明は、同調部を構成
するインダクタンス素子として、パターンインダクタン
ス線路を用い、このパターンインダクタンス線路上に設
けられた調整部をトリミング調整するとともに、このト
リミング箇所を被覆材で被覆した請求項１に記載の高周
波装置であって、パターンインダクタンス線路のトリミ
ング調整は、２次元上での調整であり調整の自動化が容
易である。また、このトリミング箇所の吸水、酸化等に
よる化学変化を防止するため被覆材で被覆するので長期
間に渡り調整値を維持することができる。

【００１７】請求項１１に記載の発明は、パターンイン
ダクタンス線路と直列に可動導体を接続し、この可動導
体を調整するとともに、維持手段として用いた固定部材
で固定した請求項１０に記載の高周波装置であって、パ
ターンインダクタンス線路のトリミング調整と、可動導
体の調整と２つの周波数調整部を有しているので、容易
に、しかも正確な調整ができる。

【００１８】請求項１２に記載の発明は、局部発振器
と、混合器とを金属製のケース内に収納するとともに、
前記局部発振器の同調部の一部を構成する基板上に敷設
されたパターンインダクタンス線路を金属製のケース、
または仕切板の近傍に設けた請求項１に記載の高周波装
置であって、パターンインダクタンス線路の近傍に安定
した電位を有する金属製のケース、または仕切板が設け
られており、外部からの信号の影響を受けないので、安
定した発振周波数が得られる。

【００１９】請求項１３に記載の発明は、ループフィル
タのキャパシタンスとして、フィルムコンデンサを用い
た請求項１に記載の高周波装置であって、このフィルム
コンデンサは振動によって生ずる圧力がフィルムコンデ
ンサに加わって生ずる圧電効果が少なく、振動に対して
安定した性能が得られ、高性能な電圧制御発振器が得ら
れる。

【００２０】請求項１４に記載の発明は、フィルムコン
デンサを基板の表面側に実装し、そのリード線を前記基
板に設けられた貫通孔に挿入するとともに、この基板裏
面側において導体パターンと半田付けし、前記貫通孔内
は非電極形成部とした請求項１３に記載の高周波装置で
あって、基板裏面側において半田付けされたリード線に
半田付けが施されたとしても、リード線が貫通される貫
通孔は電極が形成されていないので、必ず基板厚以上の
非加熱距離が得られ、この非加熱距離のため溶融半田が
フィルムコンデンサのリード線のつけね迄は到達しにく
く、フィルムコンデンサが半田溶融熱で破壊されること
はない。

【００２１】請求項１５に記載の発明は、ループフィル
タと電圧制御発振器を仕切板で仕切るとともに、この仕
切板には前記ループフィルタと前記電圧制御発振器間を
接続する導体パターンを通すための開口を設け、この開
口の近傍にこの開口を覆うようにフィルムコンデンサを
実装した請求項１３に記載の高周波装置であって、フィ
ルムコンデンサの一方の電極には、安定したアース電位
となっているので、開口がフィルムコンデンサでシール
ドされることになり、ループフィルタと電圧制御発振器
とは電気的に分離される。

【００２２】請求項１６に記載の発明のループフィルタ
は、２段のトランジスタで構成された請求項１に記載の
高周波装置であって、この２段のトランジスタにより、
安価で適正な増幅度が得られ、ループフィルタの広帯域
化が図れる。

【００２３】請求項１７に記載の発明は、同調部を構成
する可動導体と、バラクタダイオードと、パターンイン
ダクタンス線路とを順に直列接続するとともに、発振部
側に前記パターンインダクタンス線路側が接続された請
求項１に記載の高周波装置であって、発振部側には固定
されたインダクタンスを持つパターンインダクタンス線
路が設けられているので、高周波モードによる不安定な
結合は生ぜず、調整は容易である。また、バラクタダイ
オードは、可動導体とパターンインダクタンス線路の間
に設けられているので、バラクタダイオードと可動導体
による適切な発振周波数範囲が得られるとともに、同調
感度の値を必要以上に上げることはないので、ループフ
ィルタへのノイズ飛び込みがあっても位相雑音が増える
のを抑えることができる。

【００２４】請求項１８に記載の発明は、同調部を構成
するバラクタダイオードとパターンインダクタンス線路
との直列接続間に、小容量のチップコンデンサが前記パ
ターンインダクタンス線路に近接して装着された請求項
１に記載の高周波装置であって、この小容量のチップコ
ンデンサの装着により、線路のインピーダンスを高めて
いる。これは、バラクタダイオードのリード線の長さ
が、半田付けによって実質的に変わったとしても、チッ
プコンデンサで高インピーダンスにしているのでその影
響を少なくするためである。すわわち、バラクタダイオ
ードはチップコンデンサに比べて重さが重く、リフロー
半田付けにおいてセルフアライメント効果が期待でき
ず、リード線等を含む実質的な長さがばらつき、インピ
ーダンスが一定とならない。一方、チップコンデンサは
重さが軽いので、リフロー半田付けにおいて、セルフア
ライメント効果が働き、その取付位置が一定となる。し
たがって、パターンインダクタンス線路のインダクタン
ス値は一定となる。なお、チップコンデンサとバラクタ
ダイオード間のインダクタンスは、ばらつく可能性が有
るが、チップコンデンサによって高インピーダンスと成
っているので、電圧制御発振器の発振周波数のばらつき
は少ない。

【００２５】請求項１９に記載の発明は、同調部を構成
するバラクタダイオードとインダクタンスとの間に第１
の小容量チップコンデンサを挿入するとともに、前記バ
ラクタダイオードと発振部との間に第２のコンデンサを
挿入し、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサ
は温度補正コンデンサを用いた請求項１８に記載の高周
波装置であって、第１のコンデンサと第２のコンデンサ
と２つのコンデンサのそれぞれの温度補正特性を組み合
わせることにより、より適切な温度補正特性が得られ、
温度に対して安定した電圧制御発振器となる。

【００２６】請求項２０に記載の発明は、基準周波数信
号が入力される基準分周器を設け、この基準分周器の分
周比を可変できるようにした請求項１に記載の高周波装
置であって、基準周波数信号が入力される入力に可変で
きる基準分周器が設けられているので、高ループバンド
幅を維持しつつ制御ループの分周器の分周比をより小さ
くでき、応答速度を速めることができるとともに、意図
する同調周波数範囲を得ることができる。

【００２７】請求項２１に記載の発明の基準分周器の分
周比は、電圧制御発振器の出力周波数が高くなるほど分
周比を小さくする請求項２０に記載の高周波装置であっ
て、基準分周器の分周比と制御ループの分周器の分周比
とを電圧制御発振器の出力周波数に応じて共に制御して
いるので、分周器の分周比を出力周波数に支配されるこ
となく小さくすることができ応答性が高められる。

【００２８】請求項２２に記載の発明は、混合器と出力
端子との間にロールオフ特性を有するとともに異なる帯
域幅を有した複数の中間周波数同調フィルタを並列に設
け、この中間周波数同調フィルタは入力端子から入力さ
れる信号の伝送レートに基づいて選択的に切り換え可能
とした請求項１に記載の高周波装置であって、入力端子
から入力される高周波信号の帯域幅の違いによって中間
周波数同調ロールオフフィルタを選択的に切り換えるこ
とができるので、伝送レートが異なる信号でも最適に受
信できるとともに、混合器以前の回路の共有化が図れ
る。

【００２９】請求項２３に記載の発明は、入力端子と混
合器との間に可変減衰器を設け、この可変減衰器を制御
する制御端子を設けた請求項１に記載の高周波装置であ
って、この制御端子からの信号で減衰量を制御すること
ができるので、混合器の混変調を生じさせないように最
適の制御をすることができる。

【００３０】請求項２４に記載の発明は、出力端子に中
間周波数同調表面波フィルタを介してＩ／Ｑ検波器を接
続し、このＩ／Ｑ検波器のＩ信号が出力される第１の出
力端子と、前記Ｉ／Ｑ検波器のＱ信号が出力される第２
の出力端子と、前記Ｉ／Ｑ検波器に発振周波数信号を供
給する第２の発振器とを設け、前記第２の発振器の共振
部を構成する表面波共振器の基板と前記中間周波数同調
表面波フィルタの基板とは同一材質の基板を用いるとと
もに、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子から出
力される信号の周波数誤差検出器を設け、この誤差検出
器の出力に基づいて分周器のデータを増算／減算カウン
タにて制御し、中間周波数の中心と前記第２の発振器の
発振周波数を略同一にした請求項１に記載の高周波装置
であって、第２の発振器の表面波共振器に用いる基板材
質と中間周波数同調表面波フィルタの基板材質とは同一
材質を用いているので、たとえ温度変化等で中間周波数
同調表面波フィルタの周波数に変動があったとしても、
この変動と同じ方向に同じ周波数だけ第２の発振器の周
波数も変動するので全体としては変動が相殺され、あた
かも変動がなかったかのようになる。

【００３１】さらに周波数誤差検出器により混合器から
の出力である中間周波数の中心周波数が第２発振器の発
振周波数に等しくなるように周波数制御データを増算／
減算カウンタにて制御することにより、中間周波数の中
心周波数と中間周波数同調表面波フィルタの中心周波数
が略同一になる。それゆえ検出誤差をなくすことができ
るとともに、安価な基板材料を使用することができるの
で、低価格化が実現できる。

【００３２】請求項２５記載の発明の中間周波数同調表
面波フィルタの３ｄＢカットオフ周波数の帯域幅は、受
信信号のシンボルレートに等しい帯域幅の０％以上＋５
％以内とした請求項２４に記載の高周波装置であって、
この特性を実現することによって、送信側で強調された
特性を元に戻す働きも兼ね備えることとなる。したがっ
て、送信側で強調された特性を元に戻す特別なフィルタ
を付加する必要がない。

【００３３】請求項２６に記載の発明は、入力端子と混
合器との間に入力フィルタを挿入するとともに、局部発
振器は、その発振周波数が前記入力端子に入力される信
号の最大周波数と最小周波数の差の２分の１より大きい
中間周波数が得られる周波数を発振させ、前記入力フィ
ルタは、前記最小周波数から最大周波数までの周波数を
通過させる固定フィルタとした請求項１に記載の高周波
装置であって、局部発振器はその発振周波数が入力され
る信号の最大周波数と最小周波数の差の２分の１より大
きい中間周波数が得られる周波数を発振させるようにし
ているので、イメージ妨害周波数は必ず受信最大周波数
よりも高い周波数となる。また、入力端子に接続される
フィルタとしては受信最小周波数から受信最大周波数を
通過させる固定フィルタを用いることが可能となる。し
たがって、安価な固定フィルタを使用したとしても、イ
メージ妨害を受けないとともにその構成は非常に簡単に
なる。

【００３４】請求項２７に記載の発明は、混合器の出力
信号周波数を略６１２ＭＨｚとした請求項２６に記載の
高周波装置であって、受信信号の空きチャンネル周波数
に中間周波数を設定しているので、入力端子からの妨害
を受けることはない。また、入力端子に続いて略６１２
ＭＨｚのトラップを挿入することもできる。

【００３５】請求項２８に記載の発明は、出力端子に接
続されたＩ／Ｑ抽出手段と、このＩ／Ｑ抽出手段のＩ信
号出力が接続された第１の出力端子と、前記Ｉ／Ｑ抽出
手段のＱ信号出力が接続された第２の出力端子と、前記
第１、第２の出力端子に復調器を接続するとともに、こ
の復調器は金属製のカバー外に装着された請求項１に記
載の高周波装置であって、復調器の集積回路部はカバー
によって囲まれていないため、非常に放熱性がよい。こ
のため集積回路の熱による暴走等の誤動作はない。ま
た、十分な放熱が可能となるので、集積回路の集積度が
高くでき、集積回路の小型化が可能となる。その結果と
して高周波装置の小型化が可能となる。

【００３６】請求項２９に記載の発明は、集積回路で構
成された復調器が表面に載置された基板と、前記復調器
下面に敷設された銅箔と、前記基板裏面に設けられた銅
箔とをスルーホールで接続した請求項２８に記載の高周
波装置であって、集積回路下面の銅箔と基板裏面銅箔と
がスルーホールで接続されているため、集積回路の熱は
スルーホールを介して下面銅箔へ伝わり放熱される。

【００３７】請求項３０に記載の発明は、集積回路で構
成された復調器が載置される基板の前記集積回路下方
に、この集積回路内部のチップ素子より大きく、その集
積回路外周より小さい孔を設けた請求項２８に記載の高
周波装置であって、集積回路の外周より小さな孔である
ため、集積回路の実装は一般のチップ実装機で容易に実
装可能であると共に、その上面、下面ともに空気が直接
接することとなり能率のよい放熱が可能となる。

【００３８】請求項３１に記載の発明は、基板裏面に設
けられた銅箔に、複数個の短冊状をしたレジスト不形成
部を設け、このレジスト不形成部に半田を凸型状に融着
させた請求項２９に記載の高周波装置であって、下面の
銅箔が半田により凸状となっているため、空気との接触
面積は大きくなり、さらに放熱が良くなる。

【００３９】請求項３２に記載の発明は、入力端子と混
合器との間にフィルタを設けるとともに、出力端子に接
続された中間周波数同調フィルタと、この中間周波数同
調フィルタの出力が接続されたＩ／Ｑ抽出手段と、この
Ｉ／Ｑ抽出手段のＩ信号出力が接続された第１の出力端
子と、前記Ｉ／Ｑ抽出手段のＱ信号出力が接続された第
２の出力端子とを設け、これらを同一シールドケース内
に納めた請求項１に記載の高周波装置であって、広範な
周波数帯域に渡り、高周波装置内に対する外部からのデ
ィジタルロック等の妨害がシールドケースにより遮蔽さ
れることになる。

【００４０】請求項３３に記載の発明は、混合器とＩ／
Ｑ抽出手段に用いられる発振器との間に、少なくとも１
枚以上のシールド板を配置した請求項３２に記載の高周
波装置であって、混合器への前記発振器の干渉によるス
プリアスを低減することができる。

【００４１】請求項３４に記載の発明は、混合器とＩ／
Ｑ抽出手段に用いられる発振器を、同一シールドケース
内の対角線上に配置した請求項３２に記載の高周波装置
であって、同様に、混合器への前記発振器の干渉による
スプリアスを低減することができる。

【００４２】請求項３５に記載の発明は、略長方形をし
たシールドケースの一方の縦側面に入力端子を設け、こ
の入力端子につづいて入力フィルタと前記混合器を配置
するとともに、これらの前記入力フィルタと前記混合器
と略平行に仕切板を挟んで前記混合器に発振周波数を供
給する局部発振器とを配置した請求項３２記載の高周波
装置であって、選局用のディジタル信号の入力がシール
ドケースの入力端子側の縦側面近傍に配置されかつ仕切
られるので、選局用のディジタル信号が他の区画室に悪
影響を与えることはない。

【００４３】請求項３６に記載の発明は、混合器に発振
周波数を供給する局部発振器とＩ／Ｑ抽出手段との間に
中間周波数同調フィルタを実装する区画室を設けた請求
項３３記載の高周波装置であって、混合器側とＩ／Ｑ検
波器側が分離されるので、相互干渉のない良好なＩ／Ｑ
検波ができる。

【００４４】請求項３７に記載の発明は、シールドケー
スの第１の横側板近傍に局部発振器の制御端子と、Ｉ／
Ｑ抽出手段の出力端子を設けた請求項３５記載の高周波
装置であって、各信号が基板側に同一方向に並ぶので配
線上都合が良い。

【００４５】請求項３８に記載の発明は、ディジタル変
調された高周波信号が入力される入力端子と、この入力
端子に入力された信号が一方の入力に供給されるととも
に他方の入力には局部発振器の出力信号が供給される混
合器と、この混合器の出力信号が供給される出力端子と
を備え、前記局部発振器は、電圧制御発振器と、この電
圧制御発振器の制御ループに介在された分周器、位相比
較器、ループフィルタとを含み、前記電圧制御発振器
は、発振部と同調部を有し、この同調部は周波数調整部
と、この周波数調整部の調整の状態を維持させる維持手
段とを有し、前記制御ループは前記局部発振器のノイズ
が、前記電圧制御発振器のノイズにより左右されない程
度の十分に大きな高ループバンド幅とするとともに、前
記位相比較器に供給される基準周波数信号は、分周器か
ら比較器に供給される比較信号に対して、その実質的な
中心周波数部分を除いて、同一周波数においてはその信
号レベルを小さくした高周波装置である。したがって、
以上の構成とすれば、電圧制御発振器の同調部として周
波数調整部を設けているので容易に同調調整が行え、し
かもこの周波数調整部の調整の状態は維持手段によって
維持されるので耐振性は十分に確保される。この様に耐
振性を確保するために維持手段を用いると、その誘電率
が空気よりも大きいことから浮遊容量が形成され、それ
によって誘電損失が発生するので、発振特性が悪化する
が、本発明では電圧制御発振器の制御ループを、局部発
振器のノイズが電圧制御発振器のノイズにより左右され
ない程度に大きな高ループバンド幅とするとともに、位
相比較器に供給される基準周波数信号は、その実質的な
中心周波数部分を除いて、分周器から比較器に供給され
る比較信号とは、同一周波数においてはその信号レベル
を小さくしているので、それを広い周波数幅で矯正する
ことができ、その結果として局部発振器から混合器に出
力される出力信号を、より位相雑音の少ないクリアなも
のとすることができる。

【００４６】請求項３９に記載の発明は、ディジタル変
調された高周波信号が入力される入力端子と、この入力
端子に入力された信号が一方の入力に供給されるととも
に他方の入力には局部発振器の出力信号が供給される混
合器と、この混合器の出力信号が供給される出力端子と
を備え、前記局部発振器は、電圧制御発振器と、この電
圧制御発振器の制御ループに介在された分周器、位相比
較器、ループフィルタとを含み、前記電圧制御発振器
は、発振部と同調部を有し、この同調部は周波数調整部
と、この周波数調整部の調整の状態を維持させる維持手
段とを有し、前記制御ループは前記局部発振器のノイズ
が、前記電圧制御発振器のノイズにより左右されない程
度の十分に大きな高ループバンド幅とするとともに、前
記位相比較器に供給される基準周波数信号の中心周波数
付近の信号レベルは、前記局部発振器から混合器に出力
される中心周波数付近の信号レベルの周波数分布特性と
の比較において、この周波数分布特性の実質的な中心周
波数部分を除いて、中心周波数からの同一オフセット周
波数でのその信号レベルを、高ループバンド幅によりノ
イズ低減されるべき信号レベルより低くした高周波装置
である。したがって、以上の構成とすれば、電圧制御発
振器の同調部として周波数調整部を設けているので容易
に同調調整が行え、しかもこの周波数調整部の調整の状
態は維持手段によって維持されるので耐振性は十分に確
保される。この様に耐振性を確保するために維持手段を
用いると、その誘電率が空気よりも大きいことから浮遊
容量が形成され、それによって発振特性が悪化するが、
本発明では電圧制御発振器の制御ループを、局部発振器
のノイズが電圧制御発振器のノイズにより左右されない
程度に大きな高ループバンド幅とし、位相比較器に供給
される基準周波数信号は、局部発振器から混合器に出力
される信号レベルの周波数分布特性との比較において、
この周波数分布特性の実質的な中心周波数部分を除い
て、中心周波数からの同一オフセット周波数でのその信
号レベルを、高ループバンド幅によりノイズ低減される
べき信号レベルより低くしたため、基準周波数信号のノ
イズが高ループバンド幅による局部発振器のノイズ低減
効果を損なうことがなく、実使用上において広い周波数
幅で効果的に高ループバンド幅で矯正することができ
る。その結果として局部発振器は経済的に実現できると
ともに、出力される出力信号は位相雑音の少ないクリア
なものとすることができる。

【００４７】（実施の形態１）以下本発明の実施の形態
１について説明する。図１において、本発明の高周波装
置は、高周波ディジタル信号が入力される入力端子１０
１と、この入力端子１０１に接続された入力回路１０２
と、この入力回路１０２の出力が一方の入力に供給され
るとともに他方の入力には局部発振器である第１の発振
器１０３の出力が接続された混合器１０４と、この混合
器１０４の出力が接続されたフィルタ１０５と、このフ
ィルタ１０５の出力が接続されたＩ／Ｑ検波器１０６
と、このＩ／Ｑ検波器１０６のＩ信号が出力される第１
の出力端子１０７と、前記Ｉ／Ｑ検波器のＱ信号が出力
される第２の出力端子１０８と、前記Ｉ／Ｑ検波器１０
６に発振周波数信号が供給される第２の発振器１０９
と、この第２の発振器１０９の発振周波数を制御するＡ
ＦＣ制御端子１１０と、前記第１の発振器１０３の出力
が接続されたＰＬＬ部（分周器と位相比較器）１１１
と、このＰＬＬ部１１１と前記第１の発振器１０３の入
力との間に接続されたループフィルタ（以下低域フィル
タという）１１２とで構成されている。ここで、第１の
発振器１０３は、低域フィルタ１１２からの出力が、基
板１１５Ａ上に敷設されたストリップ線路（パターンイ
ンダクタンス線路の一例として用いた）１１５を介して
発振部を形成する増幅器１２８の入力に接続される構成
となっており、低域フィルタ１１２とストリップ線路１
１５の接続点は可変容量ダイオード１２６を介してアー
スに接続されている。そしてこの増幅器１２８の出力が
第１の発振器１０３の出力となっている。なお基板１１
５Ａの裏面は全面アースパターン１１５Ｂとなってい
る。また前記ストリップ線路１１５の近傍には周波数調
整部を構成する可動導体１１９を植設し、この可動導体
１１９を可動調整するとともに接着剤（維持手段の一例
として用いた）１２０で固定するようにしている。また
ＰＬＬ部１１１は、発振器１０３の出力が分周器１１８
に接続されている。そしてこの分周器１１８の出力は、
位相比較器１１３の一方に接続され、位相比較器１１３
の出力は、前記低域フィルタ１１２に接続されている。
また基準発振器１１６は基準分周器１１７に接続され、
この基準分周器１１７の出力は前記位相比較器１１３の
他方の入力に接続されている。そして、前記分周器１１
８と前記基準分周器１１７は、ともに制御入力端子１１
４に接続されており、この制御入力端子１１４からの信
号によって分周比が可変されるようになっている。ここ
で、位相比較器１１３へ入力される基準周波数を高く設
定することにより、周波数可変ステップ量が粗くなるの
で、この周波数可変ステップ量を細かく設定するために
分周器１１８には、分周比が切替え可能なモジュラス型
の分周器を用いている。

【００４８】以上のように構成された高周波装置につい
て、以下その動作を説明する。高周波ディジタル信号
は、入力端子１０１に入力され、この信号は入力回路１
０２を介して混合器１０４へ入力される。ここで、第１
の発振器１０３から出力される発振周波数と混合されて
中間周波数信号を得る。この中間周波数信号をフィルタ
１０５に通してＩ／Ｑ検波器１０６にて、第２の発振器
１０９の信号と掛け合わせることにより、Ｉ信号および
Ｑ信号が得られる。第２の発振器１０９はＡＦＣ制御端
子１１０によりその発振周波数が制御される。

【００４９】第１の発振器１０３において、可変容量ダ
イオード１２６が、可変同調回路の容量成分を構成し、
低域フィルタ１１２からの制御電圧により可変容量ダイ
オード１２６の容量値が変化して第１の発振器１０３の
発振周波数が制御される。その発振周波数は１４３０〜
２５３０ＭＨｚの発振周波数範囲を発振させなければな
らない。これを実現するため、同調回路を構成する電子
部品の部品定数や実装状態によるばらつき（以下、単に
ばらつきという）を吸収する調整を行うことにより、入
力端子１０１から入力される入力信号の全ての範囲にわ
たってカバーできるようにしている。またインダクタン
スはパターン化したストリップ線路１１５を用いている
ので、その部分についてはインダクタンス部品を要せ
ず、組立工数も含め合理化できる。

【００５０】次に、このばらつきを吸収する同調回路の
調整について説明する。ストリップ線路１１５に可動導
体１１９を近づけたり遠ざけたりすることによりストリ
ップ線路１１５の等価的なインダクタンス値が変化す
る。このインダクタンス値の可変により発振器１０３の
可変同調回路の同調周波数が調整できるのである。すな
わち、発振器１０３を構成している部品定数のばらつき
や、実装部品の実装位置がばらつくことにより生ずる浮
遊容量のばらつき等を吸収するためにインダクタンス値
を可変することにより、最適値に調整しているのであ
る。

【００５１】一方、可動導体１１９が加振や長時間の温
度サイクル等によりその形状が変化してインダクタンス
値を変化させないようにしなければならない。そのため
にばらつきを吸収する調整をするとともに、可動導体１
１９に接着剤１２０を塗布して固定している。このよう
にして、長期的な形状変動に対しての安定を図っている
のである。

【００５２】ところが、接着剤１２０は、空気より大き
い比誘電率により浮遊容量が増加して、より多くの誘電
損失が発生するため、発振器１０３の同調回路のＱを低
下させる。このことは、発振器１０３の位相雑音が増加
することになる。位相雑音の増加は高周波装置において
大きな課題となる。そこでディジタル信号受信にビット
誤り率の不具合が発生しない程度に位相雑音を低下させ
る必要が生じる。これを解決するには、高ループバンド
幅にして、位相雑音を低下させることが必要である。従
来のアナログ変調された高周波信号受信においてループ
バンド幅は略６０Ｈｚ程度であったが、ディジタル変調
された高周波信号を受信する本実施の形態ではループバ
ンド幅を略７ｋＨｚ程度に設定し、位相雑音を４０ｄＢ
程度改善した。なお、この場合の位相比較周波数は従来
略３ｋＨｚであったのに対し、本実施の形態では略３６
０ｋＨｚとした。また、ループバンド幅を略１０ｋＨｚ
とする場合もあり、その際は位相比較周波数は略５００
ｋＨｚとなる。

【００５３】図２（ａ）は図１の第１の発振器１０３の
詳細を示した斜視図である。図２（ｂ）はＡＡ方向より
見た可動導体１１９近傍の側面図である。図２におい
て、可動導体１１９は逆Ｌ字型をした２本の脚部１１９
ａと、この脚部間を結ぶ本体部１１９ｂで構成されてい
る。ストリップ線路１１５と電磁結合させる本体部１１
９ｂはストリップ線路１１５の開放端１１５ａあるいは
１１５ｂ側に配置し、本体部１１９ｂはストリップ線路
１１５の幅の略中心上方で、ストリップ線路１１５と略
平行に配置している。このような配置にすると、１００
ＭＨｚ程度の発振周波数の調整範囲が得られる。すなわ
ち開放端１１５ａあるいは１１５ｂ側に本体部１１９ｂ
を配置したため比較的大きな発振周波数の調整範囲が得
られている。接着剤１２０は可動導体１１９とストリッ
プ線路１１５の相互位置が変化しないように塗布されて
いる。これにより長時間の温度サイクル等の変動に対し
て安定化されるのである。なお、接着剤１２０として本
実施の形態では溶剤型ゴム系接着剤を用いた。その他、
シリコン系、エポキシ系、フェノール系等を用いてもよ
い。その場合、作業性を高めるために常温硬化するもの
が望ましい。

【００５４】なお、発振周波数の調整範囲が３０ＭＨｚ
程度の狭い場合には、ストリップ線路１１５の略中央１
１５ｃに可動導体１１９を植設すればよい。この場合調
整範囲が狭くなるが調整がし易いという効果がある。

【００５５】図３（ａ）は図１の第１の発振器１０３の
詳細を示した他の例における斜視図である。図３（ｂ）
はＡＡ方向より見た可動導体１４９近傍の側面図であ
る。図３において、可動導体１４９は逆Ｌ字型をした２
本の脚部１４９ａと、この脚部間を結ぶ本体部１４９ｂ
で構成されている。基板１５０Ａ上に設けたストリップ
線路１５０と電磁結合させる本体部１４９ｂは、ストリ
ップ線路１５０の開放端１５０ａあるいは１５０ｂ側に
配置し、本体部１４９ｂは、ストリップ線路１５０の幅
の略中心上方で、ストリップ線路１５０と略平行に配置
している。このような配置にすると、８０ＭＨｚ程度の
発振周波数の調整範囲が得られる。すなわち開放端１５
０ａあるいは１５０ｂ側に本体部１４９ｂを配置したた
め、比較的大きな発振周波数の調整範囲が得られてい
る。また、ストリップ線路１５０は、Ｌ字形状を連続し
て形成している。このことにより基板１５０Ａへの実装
面積を小さくすることができる。また、これはＳ字形状
にしても同じ効果がある。

【００５６】発振周波数の調整範囲が２０ＭＨｚ程度の
狭い場合には、ストリップ線路１５０の略中央１５０ｃ
に可動導体１４９を植設すればよい。この場合調整範囲
が狭いために調整がし易いという効果がある。

【００５７】本例においても、可動導体１４９とストリ
ップ線路の相対位置が変化しないよう、接着剤１２０が
塗布されているのは前述の例と同じである。また基板１
５０Ａの裏面は全面アースパターン１５０Ｂとなってい
る。

【００５８】（実施の形態２）発振周波数が低い場合な
どストリップ線路１１５あるいは１５０をインダクタン
ス素子として用いるには大型化するために不適合な場
合、たとえばＶＨＦ帯の周波数を発振させる場合には、
インダクタンス素子として空芯コイルまたは、平板ライ
ンを用いて同調部を形成することもある。発振周波数の
ばらつきに対しては、空芯コイルおよび平板ラインの形
状を変化させてインダクタンス値を調整する。そして、
これら空芯コイルまたは平板ラインが長時間の温度サイ
クル等の変動に対して安定なように、前記実施の形態と
同様に接着剤にて固定する。

【００５９】実施の形態２を図４および図５に示す。図
４は図１、図２または図３における、ストリップ線路１
１５，１５０、可動導体１１９，１４９および接着剤１
２０をインダクタンス素子１２１に置き換えた例であ
る。図５（ａ）はそのインダクタンス素子１２１の一例
である。このインダクタンス素子１２１は両端に電極１
２４を有した絶縁体１２２を芯として、この絶縁体１２
２にコイル１２３を巻き付けた構成になっている。イン
ダクタンス素子１２１の値は電極１２４とは逆側に溝１
２２ａを形成し、この溝１２２ａにピンセット等を挿入
してコイル１２３の巻きピッチを変化させることにより
調整している。インダクタンス素子１２１のコイル１２
３は絶縁体１２２に巻き付けられているので、絶縁体１
２２との摩擦力により接着剤がなくても長時間の温度サ
イクル等の変動に対しては安定である。つまりこの例で
はコイル１２３と絶縁体１２２との摩擦力が維持手段と
なっている。また、たとえ外力がコイル１２３に加わっ
たとしても形状は変わらない。しかし絶縁体１２２の持
つ誘電損失があるので前記実施例と同様に、ループバン
ド幅を高めることで、発振器１０３ａで発生する位相雑
音を低減させている。その結果、位相比較器１１３の位
相比較周波数も高くなる。

【００６０】位相比較周波数が高くなる結果、受信周波
数の周波数間隔が大きくなる点については、受信周波数
の粗調はＰＬＬ部１１１と第１の発振器１０３ａで行
い、微調はＩ／Ｑ検波器１０６の第２の発振器１０９の
ＡＦＣ制御端子１１０で行うことで安定な高周波装置が
実現できるのである。

【００６１】図５（ｂ）は、図４に示すインダクタンス
素子１２１の他の例である。図５（ｂ）において、１７
１は筒形をした絶縁体であり、この絶縁体１７１の中心
の貫通孔１７１Ａ壁には凹ネジ１７２が設けられてい
る。この場合強度確保のため貫通孔１７１Ａの底面を封
止してもよい。１７３は導体であり、絶縁体１７１の外
周に巻き付けられている。外周は円柱形を用いているが
それに限定されることはない。１７４は磁性体で形成さ
れた可動芯であり、その外周には凸ネジ１７５が設けら
れ、この凸ネジ１７５は前記貫通孔１７１Ａの凹ネジ１
７２に嵌合するように設けられている。１７６は可動芯
１７４の天面に設けられたマイナス形状をした溝であ
り、この溝１７６にドライバー等を挿入して回すことに
より、可動芯１７４は絶縁体１７１内を図面において上
下に微小距離移動を行うことができる。１７７は金属製
のシールドケースであり、絶縁体１７１の外側を覆って
いる。１７８はシールドケース１７７の天面に設けられ
た孔であり、この孔を通して前記可動芯１７４を外部か
ら回転させることができる。なお、絶縁体１７１ａの外
周面に溝１７９を設け、この溝１７９に前記導体１７３
を巻き付けることもできる。

【００６２】そして、この可動芯１７４を回転させるこ
とで、インダクタンス値の調整をしている。この場合導
体１７３は、絶縁体１７１に巻き付けられているので、
外力が加わって変形することはない。また、可動芯１７
４は絶縁体１７１とネジで嵌合し、その摩擦力（この摩
擦力が維持手段となっている）によって係止されるの
で、たとえ接着剤で固定しなくとも、長期間に渡って可
動芯１７４の位置を維持することができる。この構成
は、回転運動でインダクタンス値を調整するので、自動
化し易いという特徴を有する。また、図５（ｃ）のごと
く絶縁体の外周に溝１７９を設け、この溝１７９に導体
１７３を巻き付けることにより、さらに振動に対してイ
ンダクタンスの安定化が図れる。

【００６３】しかし絶縁体１７１の持つ誘電損失および
可動芯１７４の持つ磁気損失がある結果、同調部の発振
特性が劣化するので、前記実施例と同様にループバンド
幅を高めることで、発振器１０３ａで発生する位相雑音
を低減させている。その結果、位相比較器１１３の位相
比較周波数も高くなる。

【００６４】位相比較周波数が高くなる結果、受信周波
数の周波数間隔が大きくなる点については、受信周波数
の粗調はＰＬＬ部１１１と第１の発振器１０３ａで行
い、微調はＩ／Ｑ検波器１０６の第２の発振器１０９の
ＡＦＣ制御端子１１０で行うことで安定な高周波装置が
実現できるのである。

【００６５】（実施の形態３）実施の形態３を図６およ
び図７に示す。図７は図６の第１の発振器１０３ｂを示
した図である。図７の（ａ）は第１の発振器１０３ｂの
概略を示し、図７（ｂ）はＢＢ方向より見た可動導体１
２５近傍の側面図である。インダクタンス素子を、可動
導体１２５とストリップ線路１５１にて構成し、第１の
発振器１０３ｂを構成している部品のばらつき等を前記
可動導体１２５を調整することでばらつきを吸収するの
である。そして接着剤１２０にて同様に固定し、振動や
温度サイクル等の変化に対して安定化させるのである。
この場合可動導体１２５をストリップ線路１５１に対し
て直列に配置しているので、図１の実施の形態に比較し
て、新たに可動導体をストリップ線路１５１の近傍に植
設する必要がなく、基板１５１Ａでの占有面積を低減で
き、小型化に有効である。

【００６６】また可動導体１２５を図７（ｃ）に示す可
動導体１２５ａの形状のものを用いることもできる。す
なわち、可動導体１２５ａを基板１５１Ａに貫通させな
いで、基板１５１Ａ上面に面貼りして調整するととも
に、その略中央を接着剤１２０で固定しても良い。

【００６７】（実施の形態４）実施の形態４を図８に示
す。図８（ａ）は第１の発振器の他の例を示す斜視図で
あり、この例では１０３ｃを付している。図８（ｂ）は
その要部断面図である。また、図８（ｃ）は要部斜視図
であり、図８（ｄ）は別の例における斜視図である。

【００６８】図８（ａ）において、１５２は、同調部の
インダクタンスを構成するストリップ線路である。この
ストリップ線路１５２の側面には調整用の凸部１５３が
設けられている。この凸部１５３はストリップ線路１５
２のインダクタンスの値を調整するものであり、図８
（ｃ）に示すように、レーザトリミングによって切断し
てインダクタンスを所定の値に調整している。この切断
面１５４には被覆材１５５を塗布する。この被覆材１５
５の塗布は以下の理由によるものである。先ず、凸部１
５３の切断面１５４を酸化から守ること。次にストリッ
プ線路１５２を含む調整用の凸部１５３上に印刷された
レジスト（図示せず）のレーザトリミングによる炭化、
或いはフェノール系の熱硬化性の樹脂基板１５２Ａを使
用したときのレーザトリミングによる炭化の結果を生じ
た炭化物の、水分の吸収による基板の誘電率の変化を防
止することを目的としたものである。このように被覆材
１５５を用いることで調整されたインダクタンス値を維
持するようにしたものである。しかしながら、このよう
な被覆材１５５を用いると被覆材１５５が持つ誘電損失
により同調部のＱが低下するので、制御ループのループ
バンド幅を高めることで、発振器１０３ｃで発生する位
相雑音を低減させている。

【００６９】なお、調整部は図８（ｄ）に示すように、
ストリップ線路１５６をレーザトリミングで凹状１５７
に切り込んでもよい。これらのレーザトリミングによる
切断面１５４は、図８（ｂ）に示すように粗面１５８を
形成するので、この粗面１５８の凹凸を守るためにも被
覆材１５５の塗布は有効である。

【００７０】（実施の形態５）実施の形態５では、図９
のごとく第１の発振器１０３ｄの更に他の例を示す。図
９はその斜視図である。図９において、１５９は基板１
５９Ａ上に設けられるとともに局部発振器の同調部を形
成するストリップ線路である。１６０はこのストリップ
線路１５９に直列に接続された可動導体である。また、
１６１は前記ストリップ線路１５９の側面に凸設された
調整部である。１５９Ｂはアースパターンである。

【００７１】以上のように構成された同調部において、
以下にその調整方法を説明する。先ず図９（ｃ）に示す
ように、前記調整部１６１がレーザトリミングにより、
粗く切断１６２され、インダクタンスの粗調整が行われ
る。次に可動導体１６０でインダクタンスの微調整が行
われる。そして、この調整部１６１は調整後、切断面の
酸化や、基板、レジストの炭化で生じた炭化物が吸水し
ないように、被覆材１５５を塗布する。また、可動導体
１６０は調整値が変わらないように接着剤１２０が塗布
されている。

【００７２】以上のように、本実施の形態５において
は、調整部１６１による粗調整と、可動導体１６０によ
る微調整を行うので、調整が容易にできるとともに、し
かも正確な調整が可能となる。

【００７３】なお実施の形態４，５において、トリミン
グはレーザについて説明したが、ドリル等の機械加工よ
り行ってもよい。その場合は設備投資を合理化できる。

【００７４】（実施の形態６）図１０において、２０１
は入力端子であり、この入力端子２０１にはディジタル
変調された高周波信号が入力される。この入力端子２０
１にはハイパスフィルタ２０２、増幅器２０３Ａ、可変
減衰器２０４、増幅器２０３Ｂ、同調フィルタ２０５が
接続され、この同調フィルタ２０５の出力は混合器２０
６の一方の入力に供給される。この混合器２０６の他方
の入力には局部発振器２０７の電圧制御発振器２０８か
らの出力信号が供給され、混合器２０６の出力は混合器
２０６の出力端子２０９を介して増幅器２１０に供給さ
れる。局部発振器２０７の電圧制御発振器２０８の出力
側には分周器２１１、位相比較器２１２、ループフィル
タ２１３が接続され、ループフィルタ２１３の出力が電
圧制御発振器２０８の入力と同調フィルタ２０５に供給
されるようになっている。また位相比較器２１２には水
晶振動子２１４からの信号が分周器２１５で分周された
後に、基準信号として供給されるようになっている。す
なわち斜線で示す仕切板２１６で仕切られたブロック
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅによってチューナ部が構成され、ブ
ロックＥにはチューナとしての出力端子２１７が設けら
れている。ブロックＥの内部には前記増幅器２１０と中
間周波数同調フィルタ２１８、増幅器２１９、可変減衰
器２２０、増幅器２２１が設けられている。ブロックＦ
はＩ／Ｑ検波部であり、チューナ部の出力端子２１７に
はＩ／Ｑ検波部２２２が接続され、Ｉ／Ｑ検波部２２２
からはＩ信号が出力される出力端子２２３、Ｑ信号が出
力される出力端子２２４が引き出されている。またＩ／
Ｑ検波部２２２には電圧制御発振器２２５が接続され、
それには周波数制御電圧（ＡＦＣ）が供給されるように
なっている。一方ブロックＧはチューナ部分に制御電圧
を供給するための利得制御回路（ＡＧＣ）２２６が設け
られ、それにＡＧＣ信号が供給される。なお屋外に設け
られたローノイズコンバータ（ＬＮＢ）に入力端子２０
１を介して屋外のアンテナ部分に電圧が供給される。こ
のように、電圧供給端子とを供用された入力端子２０１
からは例えば１〜２ＧＨｚ帯の信号が入力されるように
なっているのである。

【００７５】さて本実施形態において電圧制御発振器２
０８単独の出力信号の周波数分布特性は、図１１のＨ線
のごとく希望する中心周波数Ｉ（例えば１．８ＧＨｚ）
に対して大きく上下にずれた状態の分布特性を示す。そ
れをＪ線の周波数分布特性のごとく矯正するのがこの電
圧制御発振器２０８に接続された分周器２１１、位相比
較器２１２、ループフィルタ２１３によって構成された
制御ループ、および位相比較器２１２に接続された分周
器２１５、水晶振動子２１４である。

【００７６】まず本実施形態においては、応答特性を高
めるために、分周器２１１の分周比を小さく（例えば約
４０００〜７０００）している。一方、分周器２１５か
ら位相比較器２１２に供給される基準信号は高く（例え
ば３６０ｋＨｚ）している。電圧制御発振器２０８単独
のノイズ成分は前記制御ループによって除去され、それ
により図１１のＪ線のごとくノイズ成分の少ない希望す
る周波数分布特性が得られる。

【００７７】ここで、ループバンド幅の効果を説明する
ため、図１２（ａ）を用いて説明する。その場合に前記
制御ループのループバンド幅が狭いと、図１２（ａ）の
Ｋ線のごとくその裾野部分においては、電圧制御発振器
２０８単独の周波数分布特性Ｈ線が矯正されず、好まし
くない分布特性となってしまう。すなわち図１２（ａ）
において、Ｌは制御ループのループバンド幅が小さい場
合を示し、例えば５ｋＨｚとなっている。この場合にお
いて中心周波数Ｉから５ｋＨｚまでは上下の周波数を矯
正することができるが、それ以上はＨ線のままであっ
て、なんら矯正はできなくなってしまうことを示してい
る。一方、Ｍは制御ループのループバンド幅が大きい場
合を示している。例えば、Ｍが７ｋＨｚであるとする
と、中心周波数Ｉから７ｋＨｚまで上下の周波数を矯正
でき、結果としてＫ線の領域もＪ線のごとく中心周波数
Ｉに極めて集束させることができる。その結果、Ｌでの
ノイズ領域に比しＭまでそのノイズ領域が低減される。

【００７８】そこで本発明は、この制御ループのループ
バンド幅を電圧制御発振器２０８のノイズに左右されな
い程度に十分大きくしたものであり、図１１、図１２
（ａ）のＭは約７ｋＨｚとしており、その結果としてＪ
線のごとく中心周波数Ｉに極めて集束され、しかも電圧
制御発振器２０８のノイズが大きくても影響されない理
想的な出力信号が得られる。そして、これが混合器２０
６に供給されることになるので、チューニングおよびＩ
／Ｑ検波は適切に行われることになる。また、分周器２
１１の分周比を小さくしているので、チャネル切り換え
などの応答性は極めて高くなるものである。

【００７９】さらに基準周波数信号の位相雑音への影響
について図１２（ｂ）を用いて説明する。位相比較器２
１２に供給される基準周波数信号の、その実質的な中心
周波数を除いての、同一周波数においてその信号レベル
が、ループバンド幅で矯正される前の電圧制御発振器２
０８の信号（すなわち分周器２１１から位相比較器２１
２に供給される比較信号）のレベルより大きかったり
（図１２（ｂ）Ｎ線）、または基準周波数信号の中心周
波数付近の信号レベルの周波数分布特性の、局部発振器
２０７から混合器２０６へ出力される中心周波数付近の
信号レベルの周波数分布特性との比較において、この周
波数分布特性の実質的な中心周波数を除いての、中心周
波数からの同一オフセット周波数でのその信号レベル
が、高ループバンド幅で矯正されるべき信号レベルより
大きかったり（図１２（ｂ）Ｏ線）したら、仮にループ
バンド幅を高くしても、比較対象たる基準周波数信号の
雑音が多いため、それを越える矯正はできない（例えば
後者の図１２（ｂ）Ｏ線に対しては、同Ｐ線による斜線
部。一方前者のＮ線に対しては全く矯正できない）。

【００８０】逆に、少なくともループバンド幅で矯正さ
れる前の電圧制御発振器２０８の信号より純度がよく、
かつ高ループバンド幅の矯正効果を損なうことのないよ
うな基準周波数信号の発振源を選べば（例えば図１２
（ｂ）Ｑ線）、高ループバンド幅の矯正効果を、より経
済的に享受できる。

【００８１】なお図１０の２２７はチャンネル切り換え
などを行うコントローラであり、その信号はマイクロコ
ンピュータ２２８を介して分周器２１１，２１５に供給
されるようになっている。

【００８２】図１３はブロックＣ，Ｄ部分の詳細を示し
ている。電圧制御発振器２０８はトランジスタ２２９を
中心とする発振部と、基板上に設けられたストリップ線
路２０３とバラクタダイオード２３１，２３１ａとから
成る同調部とで構成されている。それをわかりやすく示
したのが図１４（ａ）である。図１４（ａ）において、
２３２，２３３，２３４は電圧印加用抵抗、２３５，２
３６，２３７はバイアス用抵抗、２３８，２３９は温度
補正用コンデンサ、２４０は帰還用コンデンサ、２４
１，２４２，２４３は接地用コンデンサであり、２４４
は出力用コンデンサである。２４５はインピーダンス整
合用インダクタンスであり、基板上にパターンで形成さ
れている。また、２６１は同調部のインダクタンス調整
用の可動導体であり、実施の形態３または５で詳述した
ものである。また、２６２は同様に接着剤であり、前記
可動導体２６１を固定してインダクタンス値を長期間に
渡って安定に保つものである。

【００８３】再び、図１３に戻って、ループフィルタ２
１３はコンデンサ２４６，２４７、トランジスタ２４
８，２４９等により構成されており、その詳細は図１５
に示している。すなわち、位相比較器２１２からの信号
は、入力端子２５０から入力され、トランジスタ２４
８，２４９のダーリントン接続で構成された増幅器で増
幅された後出力端子２５１へ向かう。その一部は抵抗２
５２、コンデンサ２４７を介してトランジスタ２４８に
フィードバックされ、これによってフィルタ動作が行わ
れる。

【００８４】図１５において、２５３はコンデンサ、２
５５，２５６，２５７は抵抗である。コンデンサ２４
６，２４７としては耐振性を考慮して、フィルムコンデ
ンサを用いた。すなわち、これらのコンデンサにセラミ
ックコンデンサを用いると、振動による圧電効果によ
り、不必要な電圧を生じこれがノイズとなって位相雑音
を劣化させる。従って、そのような圧電効果が少ないリ
ード付フィルムコンデンサを用いたものである。また、
図１３のコンデンサ２４６はフィルムコンデンサである
ので、かなり大きなものになる。そこで、このことを利
用して、このコンデンサ２４６とストリップ線路２３０
を結ぶ線路２５８が通るためのブロックＣ，Ｄ間の仕切
板２１６に設けた開口をブロックＤ側において、その開
口間近をコンデンサ２４６で覆うようにしたものであ
る。これは、この開口を通してブロックＣ，Ｄの雑音の
移動が少しでも小さくなる工夫である。

【００８５】なお、フィルムコンデンサよりなるコンデ
ンサ２４６，２４７は、高温化することに弱く、したが
って、これらコンデンサ２４６，２４７の基板への実装
は、この基板の貫通孔にそのリード線を挿入後、この基
板の裏面側において導体パターンと半田付けするが、こ
の貫通孔内には電極を設けないことが重要である。これ
は、この貫通孔内に半田が浸入し、その熱がコンデンサ
２４６，２４７に伝わりやすくなることを防止するため
である。また、この図１３に示すＣの金属製ケース２５
９壁面または仕切板２１６の近傍にストリップ線路２３
０を設けたのは、このストリップ線路２３０にノイズが
侵入するのを少なくする工夫である。次の図１３におい
て、トランジスタ２６０は信号増幅用のものである。

【００８６】図１４（ａ）において、ストリップ線路２
３０とバラクタダイオード２３１ａとの間には、小容量
（数ピコファラット〜数十ピコファラット）のチップコ
ンデンサ２３８が装着されており、線路のインピーダン
スを高めている。これは、図１６（ａ）、および図１６
（ｂ）に示すように、バラクタダイオード２３１ａリー
ド線等の長さが半田付け等によって実質的に変わったと
しても、チップコンデンサ２３８で高インピーダンスに
して影響を少なくする工夫である。すなわち、バラクタ
ダイオード２３１ａはチップコンデンサ２３８に比べて
重さが重く、リフロー半田付けにおいてセルフアライメ
ント効果が期待できない。したがって、リード線の実質
的な長さがばらつきインピーダンスが一定とならない。
一方、チップコンデンサ２３８は重さが軽いので、リフ
ロー半田付けにおいて、セルフアライメント効果が働
き、その取付位置が一定となる。したがって、ストリッ
プ線路２３０のインダクタンスは一定となる。また、チ
ップコンデンサ２３８とバラクタダイオード２３１ａの
間のインダクタンスは、ばらつく可能性が有るが、チッ
プコンデンサ２３８によって高インピーダンスと成って
いるので、この工夫により発振周波数のばらつきを少な
くしている。

【００８７】さらに、図１４（ａ）に示すように、この
チップコンデンサ２３８と合わせてチップコンデンサ２
３９を共に温度補正コンデンサにすることにより、より
詳細な温度補正特性が実現でき、温度に対して安定な電
圧制御発振器が得られる。

【００８８】図１４（ｂ）は、図１４（ａ）におけるス
トリップ線路２３０周辺のばらつきを小さくするための
チップコンデンサ２３８を不要とし、しかも良好な同調
部が得られる実施の形態である。図１４（ｂ）におい
て、発振周波数制御電圧の入力端子２６３から抵抗２３
２を介してバラクタダイオード２３１のカソード側に接
続されるとともにアノード側はアースに接続されてい
る。そして、前記抵抗２３２とバラクタダイオード２３
１の接続点と、発振部のトランジスタ２２９との間に、
可動導体２６１と、バラクタダイオード２３１ａと、ス
トリップ線路２３０とがこの順に直列接続されるととも
に、トランジスタ２２９側に前記ストリップ線路２３０
側が接続されている。ここで、可動導体２６１は６ｎＨ
程度のインダクタンスであり、ストリップ線路２３０は
長さ４〜６mm、幅略１mm程度の印刷パターンで形成され
ている。

【００８９】ここで仮に、可動導体２６１とストリップ
線路２３０の両方が、バラクタダイオード２３１および
同２３１ａの両カソード側の間に配置された場合を考察
してみる。バラクタダイオード２３１と同２３１ａの間
に、可動導体２６１とストリップ線路２３０の両方の浮
遊容量を有するので、単にバラクタダイオード２３１お
よび同２３１ａの両カソード側を接続した場合に比し、
その同調周波数範囲は前記浮遊容量の大きさに比例して
広くなる。この場合、所望の範囲まで広くする必要があ
るのはいうまでもないが、それ以上同調周波数範囲を広
げると、同調感度（バラクタダイオード２３１ａの容量
変化に対する、同調周波数の変化の度合い）が大きくな
るため、ループフィルタ２１３へノイズが飛び込んだ場
合、それにより発生した電圧が電圧接続発振器の周波数
をより大きく変化させるので、位相雑音が増えるという
弊害が生ずる。よってバラクタダイオード２３１と同２
３１ａの間の浮遊容量は最適値が存在する。一方、その
最適値を得るべく、可動導体２６１とストリップ線路２
３０の浮遊容量の値を小さくしようとすると、各々とも
その表面積が小さくなってしまう。その結果、表皮効果
により損失が増えて抵抗が増し、Ｑ値が下がって位相雑
音が劣化する。従って各々その浮遊容量の値は一定以上
を確保する必要があり、それがために同調感度を下げる
のにも限界がある。

【００９０】結局バラクタダイオード２３１と同２３１
ａの間の浮遊容量は最適値を確保するには、可動導体２
６１とストリップ線路２３０のいずれかを、バラクタダ
イオード２３１ａと発振部のトランジスタ２２９との間
に移す必要があることがわかる。そして、この場合は可
動導体２６１ではなくストリップ線路２３０を移すこと
が重要である。すなわち、この構成により、発振部のト
ランジスタ２２９側には固定化されたインダクタンスを
もつストリップ線路２３０が設けられているので、高調
波モードによる不安定な結合は生ぜず、調整は容易であ
る。仮に可動導体２６１をトランジスタ２２９側に設け
たとすると、可動導体２６１とトランジスタ２２９が近
接するので、可動導体２６１の調整の仕方によっては、
高調波モードによる不安定な結合が発生して、安定な発
振が得られない。

【００９１】以上により改めて本例に戻れば、例えば略
１ｐＦ〜１５ｐＦ程度の可変容量のバラクタダイオード
２３１ａと、ストリップ線路２３０と、調整用の可動導
体２６１の要素が有る場合において、可動導体２６１の
みを、バラクタダイオード２３１および同２３１ａの両
カソード側の間に配置すれば、適正な同調を確保できる
範囲（１３３０ＭＨｚ〜２７００ＭＨｚの発振周波数範
囲）内で、より同調感度を下げることができる。この場
合、可動導体２６１もしくはストリップ線路２３０を分
断することなく最小限の要素でその間にバラクタダイオ
ード２３１ａを配置するので、実装効率もよく、入力信
号の同調の確保と位相雑音の低減をバランスさせてい
る。

【００９２】次に、高ループバンド幅化について説明す
る。図１０において、水晶振動子２１４からの信号を分
周する分周器２１５の分周比を小さくすることにより比
較周波数を高くし、低分周にすることで高ループバンド
幅化が可能となる。しかしながら、選局のステップが粗
くなり、受信チャンネルの選局のずれが大きくなってし
まう。そこで、チャンネルによって分周器２１５の分周
比を１〜２割程度可変させることにより、ずれが最小に
なるように補正することができ、所望の同調を確保しつ
つ高ループバンド幅化が実現できる。

【００９３】すなわち、局部発振周波数をＦ_VCO、６４
／６５分周の２モジュラスタイプのメインカウンタを
Ｎ、スワローカウンタをＡとし、基準信号周波数をＸta
l、基準分周器の分周比をＲとすると（数１）となる。

【００９４】

【数１】

【００９５】仮に、Ｆ_VCO＝１８００ＭＨｚ、Ｘtal＝１
６ＭＨｚ、Ｒ＝３２とした場合（Ｎ，Ａ）＝（５６，１
６）となる。このとき、Ａを繰り上げても１６／３２＝
０．５ＭＨｚステップでしか可変できない。しかし、Ｒ
＝３３、（Ｎ，Ａ）＝（５８，１）とすると（数２）と
なり、０．２４・・ＭＨｚステップの微調整が可能とな
り、高ループバンド幅の特性を維持しつつ微調整が可能
となるのである。

【００９６】

【数２】

【００９７】また、電圧制御発振器２０８の出力周波数
が高くなるほど、電圧制御発振器２０８の周波数制御感
度が低くなり、高ループバンド幅による出力周波数近傍
の位相雑音改善効果が少なくなる。そこで、基準分周器
の分周比を出力周波数が高くなるほど分周比を小さくし
て、高ループバンド幅にすることで位相雑音を改善して
いる。

【００９８】一例として、低い周波数Ｆ_VCO1＝１４８８
ＭＨｚ、高い周波数Ｆ_VCO2＝２５００ＭＨｚの場合、基
準分周器の分周比をそれぞれＲ１＝４５、Ｒ２＝３２と
して、（数１）を用いて計算すると、それぞれ（数
３）、（数４）のようになる。

【００９９】

【数３】

【０１００】

【数４】

【０１０１】上記した関係式で出力周波数設定をしてい
る。すなわち、低い周波数Ｆ_VCO1の場合は１６／４５＝
０．３５ＭＨｚ、高い周波数Ｆ_VCO2の場合は１６／３２
＝０．５ＭＨｚの比較周波数に設定し高ループバンド幅
を実現している。

【０１０２】次に、可変減衰器２０４，２２０について
説明する。図１０、図１３において、ＡＧＣ２２６は、
可変減衰器２０４，２２０の両方に制御電圧をそれぞれ
供給している。前段の可変減衰器２０４は、混合器２０
６で発生する強電界多信号時の混変調を制御するよう入
力レベルを可変している。また、全体での利得を可変減
衰器２２０で調整し、その動作範囲は５０ｄＢ以上とし
ている。これにより、広い入力レンジを実現している。

【０１０３】（実施の形態７）次に、ロールオフ特性を
有した中間周波数同調フィルタについて説明する。図１
７は、図１０、図１３のＥ部の別の例を示している。３
０３と３０４は切替スイッチであり、３０１，３０２は
ロールオフ特性を持ち、異なる帯域幅を有する中間周波
数同調フィルタである。外部からスイッチ信号３０５に
よって、切替スイッチ３０３と３０４が連動して切替わ
り、中間周波数信号は中間周波数同調フィルタ３０１か
３０２かを選択的に通過することになる。このことによ
り、受信する高周波信号の帯域幅が伝送レートにより異
なった場合でも最適受信を可能にしている。

【０１０４】（実施の形態８）以下本発明の実施の形態
８について説明する。図１８において、本発明の高周波
装置は、高周波ディジタル信号が入力される入力端子４
０１と、この入力端子４０１に接続された入力フィルタ
４０２と、この入力フィルタ４０２の出力が一方の入力
に供給されるとともに他方の入力には第１の発振器４０
３の一方の出力が接続された混合器４０４と、この混合
器４０４の出力が供給される中間周波数同調表面波フィ
ルタ４０５と、この中間周波数同調表面波フィルタ４０
５の出力が接続されたＩ／Ｑ検波器４０６と、周波数制
御データが入力される制御端子４０７と、この制御端子
４０７に増算／減算カウンタ４０８を介して接続された
ＰＬＬ部４０９と、このＰＬＬ部４０９は前記第１の発
振器４０３の他方の出力が接続されるとともに、このＰ
ＬＬ部４０９の出力と前記第１の発振器４０３の入力と
の間に接続されたループフィルタ（以下、低域フィルタ
という）４１０とを有している。また、前記Ｉ／Ｑ検波
器４０６は、前記中間周波数同調表面波フィルタ４０５
の出力が接続された２分配器４１１と、この２分配器４
１１の一方の出力が一方の入力に接続された第１の検波
器４１２と、この第１の検波器４１２の他方の入力には
第２の発振器４１３の出力が接続されるとともに、第１
の検波器４１２の出力であるＩ信号出力は第１の出力端
子４１４に接続されている。また、前記２分配器４１１
の他方の出力が一方の入力に接続された第２の検波器４
１５と、この第２の検波器４１５の他方の入力に９０度
位相器４１６が接続されるとともに、この９０度位相器
４１６の入力に第２の発振器４１３が接続されている。
また前記第２の検波器４１５のＱ信号出力は第２の出力
端子４１７に接続されている。そして第２の発振器４１
３は、表面波共振器４１８を用いた共振素子により発振
器を構成し、前記表面波共振器４１８の基板と、前記中
間周波数同調表面波フィルタ４０５の基板とは同一材質
の基板を用いたものである。さらにＩ信号出力とＱ信号
出力とが接続された周波数誤差検出器４１９が、増算／
減算カウンタ４０８に接続されている。

【０１０５】以上のように構成された高周波ディジタル
信号受信装置について、以下その動作を説明する。前記
制御端子４０７に最初に入力された制御データにより第
１の発振器４０３はその発振周波数が決定される。これ
により得られた中間周波数信号４５６を図１９に示して
いる。ここで、中間周波数信号４５６はｆｏを中心とし
ている。

【０１０６】外部の温度変化等により中間周波数同調表
面波フィルタ４０５の中心周波数ｆｏおよび前記第２の
発振周波数ｆｏは、同一基板材質を用いているので、と
もにｆｏ＋αほど変化する。中間周波数信号が４５６の
ままであると、中間周波数同調表面波フィルタ４０５の
中心周波数が外部の温度変化等によりｆｏ＋αほど変化
するので、Ｉ信号出力のベースバンド信号４５７とＱ信
号出力のベースバンド信号４５８との対称性がくずれ
る。この場合特にＱ信号出力のベースバンド信号帯域が
狭くなって検波誤差を生じる。そこでこのようなベース
バンド信号の周波数誤差に応じて前記増算／減算カウン
タにより中間周波数信号が４５９のようにｆｏ＋αにな
るよう、前記第１の発振器４０３を制御する。その結
果、Ｉ信号出力のベースバンド信号４６０と信号出力の
ベースバンド信号４６１とは、ともにバランスするので
検波誤差は生じない。

【０１０７】なお、中間周波数同調表面波フィルタ４０
５の３ｄＢカットオフ周波数の帯域幅を、受信信号のシ
ンボルレートに等しい周波数帯域幅の−０％以上＋５％
以内にした場合には、第１の出力端子４１４および第２
の出力端子４１７の次段に必要なロールオフフィルタが
不要となる。すなわち、中間周波数同調表面波フィルタ
４０５にロールオフフィルタの機能もあわせて持たせる
ことができる。

【０１０８】すなわち、図１９（ｂ）に示すように、中
間周波数同調表面波フィルタ４０５の帯域特性の３ｄＢ
ダウンする周波数の帯域幅を受信信号のシンボルレート
に等しい帯域幅の−０％以上＋５％以内にする。そうす
ると、Ｉ信号出力のベースバンド信号４６０とＱ信号出
力のベースバンド信号４６１の３ｄＢカットオフ周波数
は、それぞれシンボルレートの１／２の帯域幅の−０％
以上＋５％以内となる。すなわち、ロールオフフィルタ
の機能は中間周波数同調表面波フィルタ４０５で−０％
以上＋５％以内の精度で実現できる。それゆえに第１の
出力端子４１４および第２の出力端子４１７の次段に、
ロールオフフィルタを新たに追加する必要がない。よっ
て本実施の形態によれば、ロールオフフィルタの機能を
新たに追加する必要がなくなるので低価格な高周波装置
が実現できる。

【０１０９】（実施の形態９）以下本発明の実施の形態
９について説明する。図２０は、本発明の実施の形態９
における高周波装置のブロック図である。

【０１１０】図２０において、５０１は、入力端子であ
り、この入力端子５０１に接続された固定入力フィルタ
５０２と、この固定入力フィルタ５０２の出力側に接続
された第１の利得制御増幅器５０４と、この第１の利得
制御増幅器５０４の利得制御入力に接続された利得制御
端子５０３と、前記第１の利得制御増幅器５０４の出力
が一方の入力に接続された混合器５０５と、この混合器
５０５の他方の入力に一方の出力が供給された第１の発
振器５０６と、この第１の発振器５０６の他方の出力が
接続されたＰＬＬ制御部５０８と、このＰＬＬ制御部５
０８の出力と前記第１の発振器５０６の入力との間に接
続されたループフィルタ（以下、低域フィルタという）
５０９と、前記ＰＬＬ制御部５０８の周波数データ入力
端子に接続された制御端子５０７と、前記混合器５０５
の出力が接続された第２の利得制御増幅器５１０と、こ
の第２の利得制御増幅器５１０の利得制御入力は前記利
得制御端子５０３に接続されるとともにこの第２の利得
制御増幅器５１０の出力が接続された中間周波数同調フ
ィルタ５１１と、この中間周波数同調フィルタ５１１の
出力が接続されたＩ／Ｑ検波器５１９と、このＩ／Ｑ検
波器５１９のＱ信号出力が接続された第１の出力端子５
１７と、前記Ｉ／Ｑ検波器５１９のＩ信号出力が接続さ
れた第２の出力端子５１８で構成されている。

【０１１１】このＩ／Ｑ検波器５１９の構成は次のよう
になっている。すなわち、前記中間周波数同調表面波フ
ィルタ５１１の出力が接続された２分配器５１２と、こ
の２分配器５１２の一方の出力が一方の入力に接続され
た第１の検波器５１３と、この第１の検波器５１３の他
方の入力に接続された９０度位相器５１４と、この９０
度位相器５１４の入力に接続された第２の発振器５１５
と、前記２分配器５１２の他方の出力が一方の入力に接
続された第２の検波器５１６と、この第２の検波器５１
６の他方の入力には前記第２の発振器５１５が接続され
るとともにその出力は第２の出力端子５１８に接続され
ている。また前記第１の検波器５１３の出力は第１の出
力端子５１７に接続されている。そして前記第１の発振
器５０６の周波数は、前記同調フィルタ５１１に入力さ
れる中間周波数が前記入力端子５０１に入力される信号
の最大周波数と最小周波数の差の２分の１より大きくし
たものである。

【０１１２】以上のように構成された高周波装置につい
て、以下その動作を説明する。今仮に、中間周波数をＩ
Ｆ、前記入力端子に入力される最大周波数をＲＦｍａ
ｘ、最小周波数をＲＦｍｉｎとする。さらに上側へテロ
ダイン方式のイメージ妨害周波数をＩｍとしてＩｍ＞Ｒ
Ｆｍａｘなる関係であればイメージ妨害周波数が高周波
装置の入力端子５０１に入力されないことになる。

【０１１３】一方Ｉｍ＝ＲＦ＋２＊ＩＦであることか
ら、Ｉｍが最小周波数になる時の周波数は、ＲＦｍｉｎ
＋２＊ＩＦである。すなわちＲＦｍｉｎ＋２＊ＩＦ＞ＲＦｍａｘ、この式を変形して、ＩＦ＞（ＲＦｍａｘ−ＲＦｍｉｎ）／２となる。したがって、第１の発振器５０６はその発振周
波数が前記入力端子５０１に入力される信号の最大周波
数ＲＦｍａｘと、最小周波数ＲＦｍｉｎの差の２分の１
より大きい中間周波数ＩＦが得られるようにすれば、た
とえイメージ妨害周波数ＩＦが前記入力端子５０１に入
力されたとしても、ＲＦｍａｘより大きいので前記固定
入力フィルタ５０２により前記中間周波数同調フィルタ
５１１を通過することはできないことになる。

【０１１４】本実施の形態では、ＲＦｍａｘ＝５５０Ｍ
Ｈｚ、ＲＦｍｉｎ＝５０ＭＨｚであるので（５５０−５
０）／２＝２５０ＭＨｚ以上に中間周波数ＩＦを設定す
ることで、イメージ妨害周波数Ｉｍが前記入力端子５０
１に入力されたとしても、前記固定入力フィルタ５０２
により前記中間周波数同調フィルタ５１１からは出力さ
れない。

【０１１５】現在、多くのＣＡＴＶ下り信号において、
６１２ＭＨｚ帯は信号伝送に使用されていない空きチャ
ンネルとなっている。そこで本実施の形態の１つの例で
は、前記６１２ＭＨｚ帯を高周波装置の中間周波数に設
定している。

【０１１６】また、別の実施の形態として、６１２ＭＨ
ｚ帯に対する直接妨害がある場合には、これを防ぐため
に前記固定入力フィルタ５０２に６１２ＭＨｚ帯の減衰
用のトラップを付加することとした。

【０１１７】ゆえに、入力端子５０１に入力される信号
の最大周波数ＲＦｍａｘと最小周波数ＲＦｍｉｎの差の
２分の１より大きい中間周波数ＩＦが得られるようにす
ることによりイメージ妨害周波数Ｉｍを除去するフィル
タが不要になる。すなわち前記入力端子５０１に入力さ
れる周波数（ＲＦｍａｘ〜ＲＦｍｉｎ）のみを通過させ
る簡単な固定入力フィルタ５０２を配置するだけでよ
い。

【０１１８】また、前記固定入力フィルタ５０２は、最
小周波数ＲＦｍｉｎ以下の周波数を通過させないので、
ＣＡＴＶの上り信号からの妨害を受けない。よって簡単
な制御方式で高周波装置が提供できる。

【０１１９】なお、同一シールドケース内に実施の形態
５の高周波装置を収めることにより、本高周波装置に対
するロック妨害を防ぐことができる。

【０１２０】（実施の形態１０）図２１において、６０
１は直方体をした金属製のケースであり、いわゆるチュ
ーナ部を構成する。この金属製のケース６０１の一方の
側面においては入力端子６０２が設けられており、他方
の側面には出力端子６０３が設けられている。そして、
このケース６０１内には前記入力端子６０２に入力され
た信号が供給されるとともに、他方の入力には局部発振
器の出力が供給される混合器と、この混合器と前記出力
端子６０３との間に設けられたＩ／Ｑ抽出手段とが実装
されている。６０４はケース６０１を親基板に装着する
ための脚である。また、６０５はケース６０１の最大面
積を有する平面の長手方向に設けられた入出力端子群で
あり、混合器、局部発振器、Ｉ／Ｑ抽出手段等に接続さ
れている。ここで、Ｉ／Ｑ抽出手段とはＩ／Ｑ検波器ま
たはＡ／Ｄ変換器の少なくとも一方を含む概念である。

【０１２１】６０６は基板であり、この基板６０６の表
面には集積回路で構成された復調部を構成する復調器６
０７が載置されている。そして、この復調器６０７の入
力は基板６０６の入力端子６０８に接続されており、前
記出力端子６０３とコネクタで接続される。６０９は基
板６０６に設けられた入出力端子群であり、復調器６０
７に接続されるとともに、基板６０６の長手方向に設け
られている。

【０１２２】６１０は基板６０６の入力端子６０８側に
設けられた連結部材であり、この連結部材６１０で前記
ケース６０１の出力端子６０３側の側面に連結される。
ここで、基板６０６はケースで覆われていない。すなわ
ち、この基板６０６上に載置された復調器６０７は直接
外気に触れるようになっている。これは、この復調器６
０７が２Ｗ程度の大電力を消費することにより生ずる熱
を放熱させるためである。

【０１２３】なお、本実施の形態では入力端子群６０
５，６０９を最大面積側に設けることにより、親基板に
はいわゆる伏型装着が可能となり、親基板の厚みを小さ
くし薄型が実現できる。これとは別に、図２２に示すよ
うに、前記最大面積側に隣接する長手方向の側面に入出
力端子群６０５，６０９を設けて、いわゆる縦型実装し
て親基板への実装面積を小さくすることも可能である。

【０１２４】また、図２３に示すように、ケース６０１
内の基板と復調器６０７が載置された基板６１９とを一
枚の基板上に構成することもできる。

【０１２５】図２４（ａ）は、復調器６０７が載置され
た基板６０６の要部断面図である。基板６０６表面の復
調器６０７の下部には銅箔６１１が敷設され、前記復調
器６０７の下面に当接している。また、基板６０６の裏
面にも銅箔６１２が敷設されており、前記銅箔６１１と
は複数個のスルーホール６１３で接続されている。この
ことにより、復調器６０７で発生する熱は銅箔６１１に
伝えられるとともにスルーホール６１３を介して基板６
０６の裏面側の銅箔６１２から放熱される。

【０１２６】図２４（ｂ）は、基板６０６の裏面から見
た要部平面図である。図２４（ｂ）において、銅箔６１
２上にはレジスト印刷６１４により、複数の短冊状のレ
ジスト印刷６１４の不形成部６１５が設けられている。
このレジスト不形成部６１５には、半田付けにより凸形
状の半田６１６が付着し、この半田６１６によりさらに
効率の良い放熱が可能となる。前記スルーホール６１３
は、レジスト印刷６１４上に設けられている。このスル
ーホール６１３をレジスト印刷６１４上に設けるのは、
半田６１６が復調器６０７側に浸入してショート等を生
じさせないためである。また、この複数個設けられた半
田６１６の第１の半田と第２の半田間のレジスト印刷６
１４の幅は略等しくしている。本実施の形態ではこの幅
を１ｍｍとしている。また、スルーホール６１３の径は
０．５ｍｍであり、復調器６０７の下面中心部に集中し
て１５個設けている。

【０１２７】図２５は、スルーホールを設ける代わり
に、復調器６０７を載置する基板６１７の前記復調器６
０７の下面に孔６１８を設けたものである。この孔６１
８は、復調器６０７のチップサイズより大きく、その外
形より小さいものである。この孔６１８は角孔でも丸孔
でも良いが、復調器６０７の外形より０．５ｍｍ小さい
範囲内において、できるだけ大きい孔６１８とした方が
放熱上好ましい。上記０．５ｍｍとしたのは、たとえ復
調器６０７の実装位置が多少ずれたとしても実装できる
ための配慮である。

【０１２８】図２６は、高周波装置を実装するケース６
２０内に、第１の基板６２１と、第２の基板６２２を平
行に配設したものである。そして、第１の基板６２１に
はチューナ部が実装され、第２の基板６２２には復調部
が実装されている。このように実装することにより、チ
ューナ部と復調部とを最適の部品実装場所で、かつ最短
距離で接続することができるので、高周波装置の小型化
が図れる。

【０１２９】（実施の形態１１）図２７は、本発明の実
施の形態１１における高周波装置の各ブロックのレイア
ウトを示したブロック図である。

【０１３０】図２７において、７０１は入力端子であ
り、この入力端子７０１に接続された固定入力フィルタ
７０２と、この固定入力フィルタ７０２の出力側に接続
された第１の利得制御増幅器７０４と、この第１の利得
制御増幅器７０４の利得制御入力に接続された利得制御
端子７０３と、前記第１の利得制御増幅器７０４の出力
に一方の入力が接続された混合器７０５と、この混合器
７０５の他方の入力に一方の出力が接続された第１の発
振器７０６と、この第１の発振器７０６の他方の出力が
接続されたＰＬＬ制御部７０８と、このＰＬＬ制御部７
０８の出力と前記第１の発振器７０６の入力との間に接
続されたループフィルタ（以下、低域フィルタという）
７０９と、前記ＰＬＬ制御部７０８の周波数データ入力
端子に接続された制御端子７０７と、前記混合器７０５
の出力が接続された第２の利得制御増幅器７１０と、こ
の第２の利得制御増幅器７１０の利得制御入力は前記利
得制御端子７０３に接続されるとともに、この第２の利
得制御増幅器７１０の出力が接続された中間周波数同調
フィルタ７１１と、この中間周波数同調フィルタ７１１
の出力が接続されたＩ／Ｑ検波器７１９と、このＩ／Ｑ
検波器７１９のＱ信号出力が接続された第１の出力端子
７１７と、前記Ｉ／Ｑ検波器７１９のＩ信号出力が接続
された第２の出力端子７１８で構成されている。

【０１３１】また、このＩ／Ｑ検波器７１９の構成は次
のようになっている。すなわち、前記中間周波数同調フ
ィルタ７１１の出力が接続された２分配器７１２と、こ
の２分配器７１２の一方の出力が一方の入力に接続され
た第１の検波器７１３と、この第１の検波器７１３の他
方の入力に接続された９０度位相器７１４と、この９０
度位相器７１４の入力に接続された第２の発振器７１５
と、前記２分配器７１２の他方の出力が一方の入力に接
続された第２の検波器７１６と、この第２の検波器７１
６の他方の入力には前記第２の発振器７１５が接続され
るとともにその出力は第２の出力端子７１８に接続され
ている。また前記第１の検波器７１３の出力は第１の出
力端子７１７に接続されている。そしてこれらの部品
は、同一シールドケース７４０内に収められている。

【０１３２】以下、この金属製のシールドケース７４０
内に収納された各々の部品配置について説明する。シー
ルドケース７４０は、第１の横側板７４１と、この第１
の横側板７４１と平行に設けられた第２の横側板７４２
と、この横側板７４１，７４２と垂直に設けられた第１
の縦側板７４３と第２の縦側板７４４からなる平行四辺
形をしている。そして縦側板７４３，７４４と平行に金
属製の仕切板が第１の縦側板７４３側から順に第１の仕
切板７４５、第２の仕切板７４６、第３の仕切板７４７
が設けられている。

【０１３３】また第１の縦側板７４３から第１の仕切板
７４５を貫通して第２の仕切板７４６まで第４の仕切板
７４８が第１の横側板７４１と平行に設けられて各々の
区画室を形成している。

【０１３４】仕切板７４５と仕切板７４８と横側板７４
２で仕切られる区画室７４９には、縦側板７４３に設け
られた入力端子７０１と、固定入力フィルタ７０２と、
第１の利得制御増幅器７０４が設けられている。仕切板
７４５と仕切板７４６と仕切板７４８と横側板７４２で
仕切られる区画室７５０には、混合器７０５が実装され
ている。仕切板７４５と仕切板７４６と横側板７４１で
仕切られる区画室７５１には発振器７０６が実装されて
いる。仕切板７４８と仕切板７４５と横側板７４１で仕
切られる区画室７５２には、ＰＬＬ制御部７０８とと、
低域フィルタ７０９が実装されるとともに、横側板７４
１には利得制御端子７０３と制御端子７０７とが装着さ
れている。仕切板７４６と仕切板７４７で仕切られる区
画室７５３には、横側板７４２側に第２の利得制御増幅
器７１０、横側板７４１側に中間周波数同調フィルタ７
１１が実装されている。

【０１３５】また、仕切板７４７と横側板７４１，７４
２、縦側板７４４で仕切られる区画室７５４にはＩ／Ｑ
検波器７１９が実装されるとともに縦側板７４４には第
１の出力端子７１７と第２の出力端子７１８とが装着さ
れている。これは第１の検波器７１３から第１の出力端
子７１７までの長さと、第２の検波器７１６から第２の
出力端子７１８までの長さを等しくして、Ｉ／Ｑ検波出
力の対称性を保つようにするためである。

【０１３６】なお、Ｉ／Ｑ検波出力の対称性を保ちなが
ら、第１の出力端子７１７と第２の出力端子７１８を横
側板７４１に設けてもよい。この場合は横側板７４１側
を下にして親基板にシールドケース７４０を植設する
と、信号が親基板側に同一方向に並ぶので配線上の都合
がよい。また、第２の利得制御増幅器７１０に接続され
る利得制御端子７０３は区画室７５３の横側板７４１側
に設けてもよい。この場合利得制御端子７０３の数は多
くなるが区画室７４９や区画室７５０内のノイズを拾う
ことはない。また、シールドケース７４０を伏せ型とし
て親基板に装着すると振動に対して安定になるので、特
に振動に対して本高周波装置が安定である必要がある場
合には、伏せ型として親基板に装着することが好まし
い。

【０１３７】いずれにしても、このように扱う周波数、
機能により区画室に分割して本実施例のように収納する
ことが重要である。特に仕切板７４６と仕切板７４７は
場合によっては２重にして仕切を完全にすることが好ま
しい。

【０１３８】ここで各区画室の機能と周波数を説明す
る。区画室７４９は、５０ＭＨｚ〜５５０ＭＨｚの入力
信号のフィルタ７０２、第１の利得制御増幅器７０４で
あり、外部からの妨害信号を受けないようにすることが
重要である。区画室７５０は、入力周波数を６１２ＭＨ
ｚ帯の中間周波数に変換する混合器であり、外部にこの
信号が漏れないようにすることが重要である。この中間
周波数を６１２ＭＨｚ帯にする理由については、実施の
形態９に詳述している。区画室７５１は、約６６２ＭＨ
ｚ〜１１６２ＭＨｚの可変周波数であり、外部へ信号が
漏れないようにすることが重要である。区画室７５２
は、選局のためのディジタル信号であり、このディジタ
ル信号が外部や区画室７４９に漏れないように配慮する
ことが重要である。区画室７５３は中間周波数である６
１２ＭＨｚ帯を精度よく増幅する所であり、外部からの
妨害信号の侵入を極力小さくする必要がある。すなわち
仕切板７４６、仕切板７４７はより完全に装着する必要
がある。区画室７５４は、Ｉ／Ｑ検波器であり６１２Ｍ
Ｈｚ帯から検波出力信号周波数帯域を扱っている。ここ
では、外部からの信号の侵入を防ぎ、誤りの少ない検波
を行う必要がある。このように各区画室を配置すること
により、前記第１の発振器７０６と、前記第２の発振器
７１５は、仕切板７４６および仕切板７４７により分離
され、かつ対角線上に配置されている。

【０１３９】以上のように構成された高周波装置につい
て以下にその動作を説明する。入力端子７０１に入力さ
れた５０ＭＨｚ〜５５０ＭＨｚの高周波ディジタル信号
は固定入力フィルタ７０２で５０ＭＨｚ〜５５０ＭＨｚ
以外の不要な信号を除去する。その後第１の利得制御増
幅器７０４で増幅された後、発振器７０６から与えられ
る周波数は混合器７０５で混合されて６１２ＭＨｚ帯の
中間周波数を得る。この中間周波数は、第２の利得制御
増幅器７１０で増幅された後、中間周波数同調フィルタ
７１１で中間周波数である６１２ＭＨｚ帯のみが得られ
る。その後Ｉ／Ｑ検波器７１９で検波されてＩ信号出力
は第２の出力端子７１８から出力されるとともに、Ｑ信
号出力は第１の出力端子７１７から出力される。そして
このＩ信号出力、Ｑ信号出力はその後ディジタルクロッ
クを保有しているディジタル信号復調器で処理されるの
である。

【０１４０】以上のように本実施の形態によれば、前記
同一シールドケース７４０内に本実施の形態の高周波装
置を収めることにより、そのシールドケース７４０が備
えている遮蔽効果により本高周波装置に対するディジタ
ルクロック妨害を防ぐことができる。

【０１４１】また別の効果として、前記第１の発振器７
０６と、前記第２の発振器７１５の相互干渉によるスプ
リアス妨害を低減するために、仕切板７４６および仕切
板７４７により、前記第１の発振器７０６と、前記第２
の発振器７１５を分離し、かつ対角線上に配置すること
で前記第１の発振器７０６と、前記第２の発振器７１５
の相互干渉によるスプリアス妨害を低減できるという効
果もある。

【０１４２】また別の効果として、区画室７５２を分離
することにより、選局用のディジタル信号が他の区画室
に妨害を与えないという効果もある。

【０１４３】また別の効果として、区画室７５３を設け
ることにより、前記第１の発振器７０６と、前記第２の
発振器７１５を分離できるので前記第１の発振器７０６
と、前記第２の発振器７１５の相互干渉によるスプリア
ス妨害を低減できるという効果もある。

【０１４４】また別の効果として、Ｉ／Ｑ検波出力の対
称性を保ちながら第１の出力端子７１７と第２の出力端
子７１８を横側板７４１に設けることで、横側板７４１
側を下にして親基板にシールドケース７４０を植設する
と信号が親基板側に同一方向に並ぶので配線上の都合が
よいという効果もある。

【０１４５】

【発明の効果】以上のように本発明によればディジタル
変調された高周波信号が入力される入力端子と、この入
力端子に入力された信号が一方の入力に供給されるとと
もに他方の入力には局部発振器の出力信号が供給される
混合器と、この混合器の出力信号が供給される出力端子
とを備え、前記局部発振器は、圧電制御発振器と、この
電圧制御発振器の制御ループに介在された分周器、位相
比較器、ループフィルタとを含み、前記電圧制御発振器
は、発振部と同調部を有し、この同調部は周波数調整部
と、この周波数調整部の調整後の状態を維持させる維持
手段とを有するとともに、前記制御ループは前記局部発
振器のノイズが、前記電圧制御発振器のノイズにより左
右されない程度の十分に大きな高ループバンド幅とした
高周波装置である。したがって、上記の構成とすれば、
電圧制御発振器の同調部として周波数調整部を設けてい
るので容易に同調調整が行え、しかもこの周波数調整部
の調整後の状態は維持手段によって維持されるので耐振
性を始めとする長期に渡る発振周波数の安定性は十分に
確保される。この様に耐振性等を確保するために維持手
段を用いると、その誘電率が空気よりも大きいことから
浮遊容量が形成され、それによって誘電損失が発生する
ので、発振特性が悪化するが、本発明では電圧制御発振
器の制御ループを、局部発振器のノイズが電圧制御発振
器のノイズにより左右されない程度に大きな高ループバ
ンド幅としたので、それを広い周波数幅で矯正すること
ができ、その結果として局部発振器から混合器に出力さ
れる出力信号を位相雑音の少ないクリアなものとするこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１による高周波装置のブロ
ック図

【図２】（ａ）は、同、高周波装置の局部発振器の斜視
図（ｂ）は、同、要部側面図

【図３】（ａ）は、同、高周波装置の他の例による局部
発振器の斜視図（ｂ）は、同、要部側面図

【図４】本発明の実施の形態２による高周波装置のブロ
ック図

【図５】（ａ）は、同、高周波装置の局部発振器の同調
部に使用する第１の例によるインダクタンスの正面図（ｂ）は、同、高周波装置の局部発振器の同調部に使用
する第２の例によるインダクタンスの組立て斜視図（ｃ）は、同、第３の例のインダクタンスの斜視図

【図６】本発明の実施の形態３による高周波装置のブロ
ック図

【図７】（ａ）は、同、高周波装置の局部発振器の斜視
図（ｂ）は、同、局部発振器の調整部の要部側面図（ｃ）は、同、第２の例による調整部の要部側面図

【図８】（ａ）は、本発明の実施の形態４による局部発
振器の斜視図（ｂ）は、同、局部発振器の調整部の要部側面図（ｃ）は、同、局部発振器の調整部の要部斜視図（ｄ）は、同、第２の例による調整部の要部斜視図

【図９】（ａ）は、本発明の実施の形態５による局部発
振器の斜視図（ｂ）は、同、局部発振器の可動導体の要部側面図（ｃ）は、同、局部発振器のパターンインダクタンスに
形成された調整部の要部平面図

【図１０】本発明の実施の形態６による高周波装置のブ
ロック図

【図１１】同、高周波装置の局部発振器の特性を説明す
るための第１の周波数特性図

【図１２】（ａ）は、同、高周波装置の局部発振器の特
性を説明するための第２の周波数特性図（ｂ）は、同、高周波装置の局部発振器の特性を説明す
るための第３の周波数特性図

【図１３】同、高周波装置の詳細ブロック図

【図１４】（ａ）は、同、高周波装置の電圧制御発振器
の第１の例を示す回路図（ｂ）は、同、高周波装置の電圧制御発振器の第２の例
を示す回路図

【図１５】同、高周波装置の局部発振器のループフィル
タの回路図

【図１６】（ａ）は、同、高周波装置の電圧制御発振器
の要部平面図（ｂ）は、同、高周波装置の電圧制御発振器の要部側面
図

【図１７】本発明の実施の形態７による高周波装置のブ
ロック図

【図１８】本発明の実施の形態８による高周波装置のブ
ロック図

【図１９】（ａ）〜（ｄ）は、同、高周波装置の要部波
形図

【図２０】本発明の実施の形態９による高周波装置のブ
ロック図

【図２１】本発明の実施の形態１０による高周波装置の
第１の例による斜視図

【図２２】同、高周波装置の第２の例による斜視図

【図２３】同、高周波装置の第３の例による斜視図

【図２４】（ａ）は、同、高周波装置の復調器の要部断
面図（ｂ）は、同、復調器の基板裏面から見た要部平面図

【図２５】同、高周波装置の復調器の第２の例による斜
視図

【図２６】同、高周波装置の第４の例による部分破砕側
面図

【図２７】本発明の実施の形態１１による高周波装置の
ブロック図

【符号の説明】

１０１入力端子１０３第１の発振器１０４混合器１０７第１の出力端子１０８第２の出力端子１１１ＰＬＬ部１１２低域フィルタ１１３位相比較器１１８分周器１１９可動導体１２０接着剤

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル変調された高周波信号が入力
される入力端子と、この入力端子に入力された信号が一
方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部発振
器の出力信号が供給される混合器と、この混合器の出力
信号が供給される出力端子とを備え、前記局部発振器
は、電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の制御ルー
プに介在された分周器、位相比較器、ループフィルタと
を含み、前記電圧制御発振器は、発振部と同調部を有
し、この同調部は周波数調整部と、この周波数調整部の
調整の状態を維持させる維持手段とを有し、前記制御ル
ープは前記局部発振器のノイズが、前記電圧制御発振器
のノイズにより左右されない程度の十分に大きな高ルー
プバンド幅とした高周波装置。
【請求項２】周波数調整部は、基板上に可動状態に設
けられた導電性部材により構成され、維持手段として用
いた固定部材により固定された請求項１に記載の高周波
装置。
【請求項３】同調部を構成するインダクタンス素子と
してパターンインダクタンス線路を用い、このパターン
インダクタンス線路の近傍に可動導体を植設し、この可
動導体を可動させて調整するとともに、維持手段として
用いた固定部材で固定した請求項１に記載の高周波装
置。
【請求項４】可動導体は、パターンインダクタンス線
路の幅中心上方であって、このパターンインダクタンス
線路と略平行に設けられた請求項３に記載の高周波装
置。
【請求項５】可動導体は、パターンインダクタンス線
路の開放端近傍に植設した請求項３に記載の高周波装
置。
【請求項６】同調部を構成するインダクタンス素子と
して、空芯コイルまたは平板ラインを植設し、この空芯
コイルまたは平板ラインを調整するとともに、維持手段
として用いた固定部材で固定した請求項１に記載の高周
波装置。
【請求項７】周波数調整部は、維持手段として用いた
巻芯の外周に巻き付けた導体により構成された請求項１
に記載の高周波装置。
【請求項８】同調部を構成するインダクタンス素子
は、筒形をした絶縁体と、この絶縁体の外周に巻き付け
られた導体と、前記絶縁体内に設けられた凹ネジと、こ
の凹ネジに嵌合する凸ネジが外周に設けられた可動芯と
で構成された請求項１に記載の高周波装置。
【請求項９】同調部を構成するインダクタンス素子と
して、パターンインダクタンス線路と可動導体を直列に
接続し、この可動導体を調整するとともに、維持手段と
して用いた固定部材で固定した請求項１に記載の高周波
装置。
【請求項１０】同調部を構成するインダクタンス素子
として、パターンインダクタンス線路を用い、このパタ
ーンインダクタンス線路上に設けられた調整部をトリミ
ング調整するとともに、このトリミング箇所を被覆材で
被覆した請求項１に記載の高周波装置。
【請求項１１】パターンインダクタンス線路と直列に
可動導体を接続し、この可動導体を調整するとともに、
維持手段として用いた固定部材で固定した請求項１０に
記載の高周波装置。
【請求項１２】局部発振器と、混合器を金属製のケー
ス内に収納するとともに、前記局部発振器の同調部の一
部を構成する基板上に敷設されたパターンインダクタン
ス線路を金属製のケース、または仕切板の近傍に設けた
請求項１に記載の高周波装置。
【請求項１３】ループフィルタのキャパシタンスとし
て、フィルムコンデンサを用いた請求項１に記載の高周
波装置。
【請求項１４】フィルムコンデンサを基板の表面側に
実装し、そのリード線を前記基板に設けられた貫通孔に
挿入するとともに、この基板裏面側において導体パター
ンと半田付けし、前記貫通孔内は非電極形成部とした請
求項１３に記載の高周波装置。
【請求項１５】ループフィルタと局部発振器を仕切板
で仕切るとともに、この仕切り板には前記ループフィル
タと前記局部発振器間を接続する導体パターンを通すた
めの開口を設け、この開口の近傍に、この開口を覆うよ
うにフィルムコンデンサを実装した請求項１３に記載の
高周波装置。
【請求項１６】ループフィルタは、２段のトランジス
タで構成された請求項１に記載の高周波装置。
【請求項１７】同調部を構成する可動導体と、バラク
タダイオードと、パターンインダクタンス線路とを順に
直列接続するとともに、発振部側に前記パターンインダ
クタンス線路側が接続された請求項１に記載の高周波装
置。
【請求項１８】同調部を構成するバラクタダイオード
とパターンインダクタンス線路との直列接続間に、小容
量のチップコンデンサが前記パターンインダクタンス線
路に近接して装着された請求項１に記載の高周波装置。
【請求項１９】同調部を構成するバラクタダイオード
とインダクタンスとの間に、小容量のチップコンデンサ
を第１のコンデンサとして挿入するとともに、前記バラ
クタダイオードと発振部との間に第２のコンデンサを挿
入し、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサは
温度補正コンデンサを用いた請求項１８に記載の高周波
装置。
【請求項２０】基準周波数信号が入力される位相比較
器に基準分周器を設け、この基準分周器の分周比を可変
できるようにした請求項１に記載の高周波装置。
【請求項２１】基準分周器の分周比は、電圧制御発振
器の出力周波数が高くなるほど分周比を小さくする請求
項２０に記載の高周波装置。
【請求項２２】混合器と出力端子との間に、ロールオ
フ特性を有するとともに異なる帯域幅を有した複数の中
間周波数同調フィルタを並列に設け、この中間周波数同
調フィルタは入力端子から入力される信号の伝送レート
に基づいて選択的に切り替え可能とした請求項１に記載
の高周波装置。
【請求項２３】入力端子と混合器との間に可変減衰器
を設け、この可変減衰器を制御する制御端子を設けた請
求項１に記載の高周波装置。
【請求項２４】出力端子に中間周波数同調表面波フィ
ルタを介してＩ／Ｑ検波器を接続し、このＩ／Ｑ検波器
のＩ信号が出力される第１の出力端子と、前記Ｉ／Ｑ検
波器のＱ信号が出力される第２の出力端子と、前記Ｉ／
Ｑ検波器に発振周波数信号を供給する第２の発振器とを
設け、前記第２の発振器の共振部を構成する表面波共振
器の基板と前記中間周波数同調表面波フィルタの基板と
は同一材質の基板を用いるとともに、前記第１の出力端
子と前記第２の出力端子から出力される信号の周波数誤
差検出器を設け、この誤差検出器の出力に基づいて分周
器のデータを増算／減算カウンタにて制御し、中間周波
数の中心と前記第２の発振器の発振周波数を略同一にし
た請求項１に記載の高周波装置。
【請求項２５】中間周波数同調表面波フィルタの３ｄ
Ｂカットオフ周波数の帯域幅は、受信信号のシンボルレ
ートに等しい帯域幅の０％以上＋５％以内とした請求項
２４に記載の高周波装置。
【請求項２６】入力端子と混合器との間に入力フィル
タを挿入するとともに、局部発振器は、その発振周波数
が前記入力端子に入力される信号の最大周波数と最小周
波数の差の２分の１より大きい中間周波数が得られる周
波数を発振させ、前記入力フィルタは、前記最小周波数
から最大周波数までの周波数を通過させる固定フィルタ
とした請求項１に記載の高周波装置。
【請求項２７】混合器の出力信号周波数を略６１２Ｍ
Ｈｚとした請求項２６に記載の高周波装置。
【請求項２８】出力端子に接続されたＩ／Ｑ抽出手段
と、このＩ／Ｑ抽出手段のＩ信号出力が接続された第１
の出力端子と、前記Ｉ／Ｑ抽出手段のＱ信号出力が接続
された第２の出力端子と、前記第１、第２の出力端子に
復調器を接続するとともに、この復調器は金属製のカバ
ー外に装着された請求項１に記載の高周波装置。
【請求項２９】集積回路で構成された復調器が表面に
載置された基板と、前記復調器下面に敷設された銅箔
と、前記基板裏面に設けられた銅箔とをスルーホールで
接続した請求項２８に記載の高周波装置。
【請求項３０】集積回路で構成された復調器が載置さ
れる基板の前記集積回路下方に、この集積回路内部のチ
ップ素子より大きく、その集積回路外周より小さい孔を
設けた請求項２８に記載の高周波装置。
【請求項３１】基板裏面に設けられた銅箔に、複数個
の短冊状をしたレジスト不形成部を設け、このレジスト
不形成部に半田を凸型状に融着させた請求項２９に記載
の高周波装置。
【請求項３２】入力端子と混合器との間に入力フィル
タを設けるとともに、出力端子に接続された中間周波数
同調フィルタと、この中間周波数同調フィルタの出力が
接続されたＩ／Ｑ抽出手段と、このＩ／Ｑ抽出手段のＩ
信号出力が接続された第１の出力端子と、前記Ｉ／Ｑ抽
出手段のＱ信号出力が接続された第２の出力端子とを設
け、これらを同一シールドケース内に納めた請求項１に
記載の高周波装置。
【請求項３３】混合器とＩ／Ｑ抽出手段に用いられる
発振器との間に少なくとも１枚以上のシールド板を配置
した請求項３２に記載の高周波装置。
【請求項３４】混合器とＩ／Ｑ抽出手段に用いられる
発振器を同一シールドケース内の対角線上に配置した請
求項３２に記載の高周波装置。
【請求項３５】略長方形をしたシールドケースの一方
の縦側面に入力端子を設け、この入力端子につづいて入
力フィルタと前記混合器を配置するとともに、これらの
前記入力フィルタと前記混合器と略平行に仕切板を挟ん
で前記混合器に発振周波数を供給する局部発振器を配置
した請求項３２に記載の高周波装置。
【請求項３６】混合器に発振周波数を供給する局部発
振器とＩ／Ｑ抽出手段との間に中間周波数同調フィルタ
を実装する区画室を設けた請求項３３に記載の高周波装
置。
【請求項３７】シールドケースの第１の横側板近傍に
局部発振器の制御端子と、Ｉ／Ｑ抽出手段の出力端子を
設けた請求項３５に記載の高周波装置。
【請求項３８】ディジタル変調された高周波信号が入
力される入力端子と、この入力端子に入力された信号が
一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部発
振器の出力信号が供給される混合器と、この混合器の出
力信号が供給される出力端子とを備え、前記局部発振器
は、電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の制御ルー
プに介在された分周器、位相比較器、ループフィルタと
を含み、前記電圧制御発振器は、発振部と同調部を有
し、この同調部は周波数調整部と、この周波数調整部の
調整の状態を維持させる維持手段とを有し、前記制御ル
ープは前記局部発振器のノイズが、前記電圧制御発振器
のノイズにより左右されない程度の十分に大きな高ルー
プバンド幅とするとともに、前記位相比較器に供給され
る基準周波数信号は、分周器から比較器に供給される比
較信号に対して、その実質的な中心周波数部分を除い
て、同一周波数においてはその信号レベルを小さくした
高周波装置。
【請求項３９】ディジタル変調された高周波信号が入
力される入力端子と、この入力端子に入力された信号が
一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部発
振器の出力信号が供給される混合器と、この混合器の出
力信号が供給される出力端子とを備え、前記局部発振器
は、電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の制御ルー
プに介在された分周器、位相比較器、ループフィルタと
を含み、前記電圧制御発振器は、発振部と同調部を有
し、この同調部は周波数調整部と、この周波数調整部の
調整の状態を維持させる維持手段とを有し、前記制御ル
ープは前記局部発振器のノイズが、前記電圧制御発振器
のノイズにより左右されない程度の十分に大きな高ルー
プバンド幅とするとともに、前記位相比較器に供給され
る基準周波数信号の中心周波数付近の信号レベルの周波
数分布特性は、前記局部発振器から混合器に出力される
中心周波数付近の信号レベルの周波数分布特性との比較
において、この周波数分布特性の実質的な中心周波数部
分を除いて、中心周波数からの同一オフセット周波数で
のその信号レベルを、高ループバンド幅によりノイズ低
減されるべき信号レベルより低くした高周波装置。