JPH09162934A - 残留側波帯変調におけるタイミング回復装置および方法 - Google Patents
残留側波帯変調におけるタイミング回復装置および方法Info
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Abstract
帯変調におけるタイミング回復装置および方法を提供す
る。 【解決手段】 残留側波帯(VSB)変調信号からタイ
ミング情報を回復する装置および方法10は受信信号か
ら左側成分信号および右側成分信号を発生し、フィルタ
B1 (f)およびBr (f)12,14が左側および右
側成分信号をそれぞれ濾波する。次に濾波された信号
は、バンドエッジ成分最大化(BECM)におけるよう
に、いずれかの信号の共役複素数をとることなく一緒に
乗算される。発生された出力信号を帰還ループで使用し
てアナログ/デジタルコンバータ32のサンプルレート
を調整することができる。
Description
信の分野に関する。特に、本発明は残留側波帯変調にお
けるタイミング回復装置およびその実施方法に関する。
nd AllianceによりHDTV(高精細度テレ
ビジョン)の地上放送の変調標準として直交振幅変調
(QAM)に優先して選択された。残留側波帯変調はデ
ジタルケーブル伝送の舞台においても重要である。
ている唯一の残留側波帯変調はゼニスで設計されたもの
である。ゼニスの設計では多量のアナログ処理が行わ
れ、受信機がイコライザのすぐ前で受信信号を記号レー
トでサンプリングすることにより受信信号をデジタル信
号へ変換する。ゼニスシステムでは、タイミング回復は
データ内の低周波トレーニングパルスを使用して実現さ
れる。パルス周波数が高ければ、記号の大きい部分がデ
ータの伝送ではなくタイミングのために使用され、帯域
幅は非効率的となる。パルス周波数が低ければ、タイミ
ング回復回路は非常に低いレートで情報を受信するため
非常に緩やかに収束することになる。
バータ(ADC)は送信機のデジタル/アナログコンバ
ータ(DAC)と同じ位相および周波数でサンプリング
する。送信機および受信機のクロックは物理的に別個で
あり公称的に同じ周波数であるにすぎないため、ADC
は幾分異なる周波数および未知の位相でデータをサンプ
リングする。したがって、受信機クロックの周波数およ
び位相エラーを修正するためにタイミング回復が必要と
なる。代表的にタイミング回復アルゴリズムでは位相お
よび/もしくは周波数エラーに比例する出力が発生され
それを帰還システムで使用して直接ADCサンプリング
レートを直接調整するかもしくはADCの出力が再サン
プリングされる。
格が低下するにつれ、残留側波帯変調受信機のデジタル
処理量が増大してきている。したがって、残留側波帯変
調のためのデジタルタイミング回復方式を開発すること
に対するニーズが生じている。直交振幅変調システムに
おいて最も良く知られているデジタルタイミング回復方
式の1つは元々1978年5月、IEEE Trans
action onCommunications,第
COM−26巻、第5号の論文“全デジタルモデム受信
機における通過域タイミング回復”においてGodar
dにより提案されたBECM(band edge c
omponent maximization)であ
る。BECMは信号を復調や復号することなく通過域信
号から直接タイミング位相情報を抽出する方法である。
それはトレーニングパルスを必要とせずかつ帰還ループ
無しでADCの出力をその入力として受信するブライン
ドタイミング回復技術である。しかしながら、BECM
は残留側波帯変調に直接適用しても作動しない。
ル受信機を実現するための残留側波帯変調におけるタイ
ミング回復装置および方法に対するニーズがある。
路や方法の欠点を解消もしくは実質的に低減するタイミ
ング回復装置および方法が提供される。
した残留側波帯(VSB)変調信号から左側成分信号お
よび右側成分信号を発生し、フィルタB1 (f)および
Br(f)が左側成分信号および右側成分信号をそれぞ
れ濾波する。次に濾波された信号は、BECMにおける
ように、いずれかの信号の共役複素数もとることなく互
いに乗算される。
力信号を帰還ループで使用してアナログ/デジタルコン
バータのサンプルレートもしくはADCの出力が入力さ
れるインタポレータの再サンプリング位置が調整され
る。
が受信した残留側波帯(VSB)変調信号からタイミン
グ情報を回復する方法は前記VSB信号から左側成分信
号を発生しVSB信号に
信号は共に低域濾波され、濾波された信号は最初にいず
れかの信号の共役複素数をとることなく一緒に乗算され
る。次にこうして得られる信号を使用してVSB信号を
サンプルするレートが制御される。
従って構成されたタイミング回復アルゴリズムおよび回
路10へ受信信号x(t)が入力として与えられる。ベ
ースバンド信号x(t)は次のような形式であり、
記号周期であり、h(t)はそのスペクトルが送信機出
力信号の正の周波数部分の復調スペクトルである複素パ
ルス形状であり、τS は評価すべきタイミング位相エラ
ーである。複素ベースバンドスペクトルを図2に示す。
ベースバンド信号は直交振幅変調のようにゼロ周波数軸
を中心としてその周りに配置したり、VSBのようにゼ
ロ周波数の一方側だけに配置する必要はないことをお判
り願いたい。これから引き出される事柄は任意のh
(t)のより一般的なケースに適用できる。
右へ偏移させてスペクトルの各エッジが原点に来るよう
にし、次に低域濾波することにより発生される。一般論
として、図3および図4に示すように、それぞれ任意に
右へ偏移fr および左へ偏移f1 を行って右側成分r
(t)および左側成分l(t)を発生できるものと仮定
する。右へ周波数偏移することにより次のような結果が
得られる。
つ、
ィルタ、Br (f)およびB1 (f)、へ入力として与
えられて、それぞれ、λ(t)およびμ(t)を発生す
る。好ましくは、フィルタBr (f)およびB1 (f)
は非常に狭い帯域幅のローパスフィルタである。濾波さ
れた信号は次のようになる。
の最大化、g(t)=λ(t)* μ(t)のために、項
が互いに乗算されることをお判り願いたい。
かつゼロ平均であれば、
1次元線積分の和へ変換された2次元積分を図5に示
し、周波数平面内のデルタ関数エッジの位置が示されて
いる。したがって、
僅かに越えるスペクトル幅のパルス形状を有している。
fr =0に設定すると、
もエッジを有し、sはどのエッジが原点にあるかによっ
て+1もしくは−1となる。k=sであれば、(10)
式の積分の第2項は、
したがって、積分の最初の2つの項は1つのエッジにお
いて位相情報と重畳することがない。(10)式の期待
値の時間依存性を排除するために、
1 (f)はk=sにおける線積分だけが有意となるよう
に選択される。
して、s=−1を設定するものとする。デルタ関数エッ
ジ位置は図6に示す通りである。点線領域20−24は
2軸のエネルギ位置を表す。水平および垂直斜線領域が
重畳する所でのみ積分により非ゼロ結果が得られる。垂
直斜線領域26は、−1/2T周りの当該領域を保持す
る場合に必要な、Br (f)からf1 までのバンドパス
領域を表す。B1 (f)からf2 までのフィルタの位置
は水平斜線領域27で表される。
27および2つの点線領域20,23はデルタ関数エッ
ジと一致し非ゼロ結果を生じる。4つの領域20,2
3,26,27の全部の交点を通るデルタ関数エッジは
他には無いため、選択されたフィルタ対も他のk値に関
連する項を全て棄却することがお判りと思われる。しか
しながら、B1 (f)が強制的に実フィルタとされてい
て、水平斜線領域27が原点に反映されておれば、k=
−2に関連するデルタ関数エッジは4つの領域全部の交
点を通る。したがって、k=−2は加法において重要で
ある。しかしながら、Br (f)が強制的に実とされる
と、デルタ関数エッジと4つの全領域の交点は他には存
在せず、余分な不要項が加法に加わらないようにされ
る。
フィルタに対してs=−1であれば、最終結果は次のよ
うになる。
相従属性である修正されたバンドエッジ成分最大化(M
BECM)関数である。
ドエッジ成分最大化の差を図7Aおよび図7Bにグラフ
で示す。バンドエッジ成分最大化の場合、図7Aに示す
ように、像は元のスペクトルをk/Tだけ偏移させて形
成される。像がオリジナルに重畳するには、オリジナル
の幅は少なくとも1/Tでなければならず、それは直交
振幅変調にも当てはまるが残留側波変調には当てはまら
ない。したがって、バンドエッジ成分最大化は残留側波
変調には有効に作用しない。
されたバンドエッジ成分最大化の場合にはオリジナルス
ペクトルをスペクトルの1つのエッジについて反射させ
てからk/Tだけ偏移させて像が形成される。1/Tだ
け偏移させることにより残留側波変調に対してオリジナ
ルに重畳する像が得られ、それは像の長さの2倍だけ離
されたオリジナルのエッジと像のエッジがあるためであ
る。
成されたタイミング回復回路30を示す。実線は複素信
号を示す。チャネルから受信されたアナログベースバン
ド信号x(t)が入力としてアナログ/デジタルコンバ
ータ(ADC)32へ与えられデジタル信号へ変換され
る。fr =0およびf1 =1/Tを設定し、得られる変
調された左側および右側成分信号l(t)およびr
(t)が、それぞれ、ローパスフィルタB1 (f)およ
びBr (f)により濾波される。タイミング回復回路3
0の設計を単純なものに維持するために、単極IIR
(無限インパルス応答)フィルタ36,38を使用して
4/Tのサンプリングレートに対してアナログ/デジタ
ルコンバータ32において、
とを思い出していただきたい。
(t)が得られる。
る残留側波帯変調では、イコライザが記号レートでサン
プリングを行う。出力g(t)がローパスフィルタ40
へ与えられてノイズが解消される。ローパスフィルタは
0.9999に極を有し修正されたバンドエッジ成分最
大化出力の移動平均を得る単極フィルタとすることがで
きる。次にフィルタ40からの平均を回転させて結果の
位相バイアスを除去し位相検出器回路42へ与えられ
る。次に、位相検出器42の出力がゼロオーダもしくは
定スケーリングループフィルタ44へ与えられる。ルー
プフィルタ44の出力は電圧制御発振器(VCO)への
制御入力として使用され、それはアナログ/デジタルコ
ントローラ32のサンプリング周波数を変える。アナロ
グ/デジタルコントローラ32が正しい周波数および位
相でサンプリングしている場合にはl(t)は復調出力
となる。
ific Grove,22ndAsilomar C
onf. Signals, Syst, Compu
t. Rec.,のN.K.Jablonの論文“ブラ
インド等化のためのタイミング回復”、および1992
年6月、IEEE Transaction onSi
gnal Processing,第40巻、第6号の
N.K.Jablonの論文“ハイオーダQAM信号配
置のためのジョイントブラインド等化、キャリア回復、
およびタイミング回復”に記載されているように、直交
振幅変調のバンドエッジ成分最大化ループを閉じる他の
より複雑なアルゴリズムが提案されている。修正された
バンドエッジ成分最大化出力には本質的にバンドエッジ
成分最大化出力と同じ情報が含まれるため、これらのア
ルゴリズムを使用して残留側波帯変調の修正されたバン
ドエッジ成分最大化性能を改善することができる。
ている、1995年9月11日の国際通信会議に提起さ
れたAlan Gathereの論文“残留側波帯変調
におけるタイミング回復のためのバンドエッジ成分最大
化”にも記載されている。
してきたが、特許請求の範囲に明記された発明の精神お
よび範囲を逸脱することなくさまざまな変更、置換およ
び修正を行えることをお判り願いたい。以上の説明に関
して更に以下の項を開示する。
受信する受信機のタイミング回復装置であって、該装置
は、前記受信信号を第1の方向へ第1の所定量だけ周波
数偏移させて第1の周波数偏移信号を発生する第1の手
段と、前記受信信号を第1の方向へ第2の所定量だけ周
波数偏移させて第2の周波数偏移信号を発生する第2の
手段と、前記第1の周波数偏移手段に接続されて前記第
1の周波数偏移信号を濾波する第1のフィルタと、前記
第2の周波数偏移手段に接続されて前記第2の周波数偏
移信号を濾波する第2のフィルタと、いずれか一方の共
役複素数をとることなく前記濾波された信号を乗算して
タイミング情報を抽出することができる出力信号を発生
する手段とを具備するタイミング回復装置。
第1のフィルタが、
第2のフィルタが、
第1のフィルタが、
第1の周波数偏移手段は前記受信信号に
ング回復装置。
第2の周波数偏移手段は前記受信信号に
ング回復装置。
第1の周波数偏移手段は前記受信信号を左へ1/Tだけ
偏移させ、ここにTは前記信号により伝送される記号の
記号周期であるタイミング回復装置。
第2の周波数偏移手段は前記受信信号をゼロ量だけ偏移
させるタイミング回復装置。
第2の周波数偏移手段は前記受信信号に
らに前記出力信号を受信して前記受信信号のサンプリン
グレートを制御する制御信号を発生する帰還ループを具
備するタイミング回復装置。
装置はさらに、前記出力信号を受信して移動平均を発生
する第3のローパスフィルタと、前記第3のローパスフ
ィルタに接続されて前記移動平均の位相を検出する位相
検出器と、前記位相検出器に接続されて濾波された出力
を発生するループフィルタと、前記ループフィルタに接
続され前記濾波された出力に応答して制御信号を発生す
る電圧制御発振器と、前記VSB信号を受信する前記電
圧制御発振器に接続されそのサンプリングレートが前記
制御信号により制御されるアナログデジタルコンバータ
とを具備するタイミング回復装置。
調信号からタイミング情報を回復する方法であって、該
方法は、前記VSB信号を左へ所定量だけ周波数偏移さ
せて前記VSB信号の左側成分信号を発生するステップ
と、前記VSB信号を右へ所定量だけ周波数偏移させて
前記VSB信号の右側成分信号を発生するステップと、
前記左側成分信号を濾波して濾波された左側成分信号を
発生するステップと、前記右側成分信号を濾波して濾波
された右側成分信号を発生するステップと、いずれの信
号の共役複素数もとることなく前記濾波された左側およ
び右側成分信号を乗算することによりタイミング情報を
有する出力信号を発生するステップとを含むタイミング
情報回復方法。
前記左側成分信号濾波ステップには、
グ情報回復方法。
前記右側成分信号濾波ステップには、
グ情報回復方法。
前記右側成分信号濾波ステップには、
グ情報回復方法。
さらに前記出力信号から制御信号を発生して前記VSB
のサンプリングレートを制御するステップが含まれてい
るタイミング情報回復方法。
さらに、前記出力信号を低域濾波して移動平均を発生す
るステップと、前記移動平均の位相を検出するステップ
と、前記移動平均をループ濾波して濾波された出力を発
生するステップと、前記濾波された出力に応答して制御
信号を発生するステップと、前記VSB信号を受信する
アナログ/デジタルコンバータのサンプリングレートを
制御するステップとを含むタイミング情報回復方法。
前記左側成分信号発生ステップには前記VSB信号を周
波数偏移しないステップが含まれているタイミング情報
回復方法。
前記右側成分信号発生ステップには前記VSB信号を右
へ1/Tだけ周波数偏移するステップが含まれており、
Tは前記VSB信号により伝送される記号の記号レート
であるタイミング情報回復方法。
(VSB)変調信号からタイミング情報を回復する方法
であって、該方法は、前記VSB信号から左側成分信号
を発生するステップと、前記VSB信号に
成分信号を濾波するステップと、前記右側成分信号を濾
波するステップと、いずれかの信号の共役複素数をとら
ずに前記濾波された左側および右側成分信号を乗算して
出力信号を発生するステップと、前記出力信号から計算
されたサンプリングレートで前記VSB信号をサンプリ
ングするステップとを含むタイミング情報回復方法。
前記VSB信号乗算ステップには前記VSB信号に
法。
前記低域濾波ステップには前記左側および右側成分信号
を、それぞれ、
情報回復方法。
からタイミング情報を回復する装置および方法10は受
信信号から左側成分信号および右側成分信号を発生し、
フィルタB1 (f)およびBr (f)12,14が左側
および右側成分信号をそれぞれ濾波する。次に濾波され
た信号は、バンドエッジ成分最大化(BECM)におけ
るように、いずれかの信号の共役複素数をとることなく
一緒に乗算される。発生された出力信号を帰還ループで
使用してアナログ/デジタルコンバータ32のサンプル
レートを調整することができる。
復回路およびアルゴリズムの実施例のブロック図。
表示。
表示。
図。
示す図。
は本発明によるタイミング回復方法のグラフ表示。
プを使用するタイミング回復回路およびアルゴリズムの
実施例のブロック図。
Claims (2)
- 【請求項1】 残留側波帯変調(VSB)信号を受信す
る受信機のタイミング回復装置であって、該装置は、前
記受信信号を第1の方向へ第1の所定量だけ周波数偏移
させて第1の周波数偏移信号を発生する第1の手段と、
前記受信信号を第1の方向へ第2の所定量だけ周波数偏
移させて第2の周波数偏移信号を発生する第2の手段
と、前記第1の周波数偏移手段に接続されて前記第1の
周波数偏移信号を濾波する第1のフィルタと、前記第2
の周波数偏移手段に接続されて前記第2の周波数偏移信
号を濾波する第2のフィルタと、いずれか一方の共役複
素数をとることなく前記濾波された信号を乗算してタイ
ミング情報を抽出することができる出力信号を発生する
手段とを具備するタイミング回復装置。 - 【請求項2】 受信機が受信する残留側波帯変調信号か
らタイミング情報を回復する方法であって、該方法は、
前記VSB信号を左へ所定量だけ周波数偏移させて前記
VSB信号の左側成分信号を発生するステップと、前記
VSB信号を右へ所定量だけ周波数偏移させて前記VS
B信号の右側成分信号を発生するステップと、前記左側
成分信号を濾波して濾波された左側成分信号を発生する
ステップと、前記右側成分信号を濾波して濾波された右
側成分信号を発生するステップと、いずれの信号の共役
複素数もとることなく前記濾波された左側および右側成
分信号を乗算することによりタイミング情報を有する出
力信号を発生するステップとを含むタイミング情報回復
方法。
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