JPH09130311A - インテリジェント伝送器 - Google Patents
インテリジェント伝送器Info
- Publication number
- JPH09130311A JPH09130311A JP28481095A JP28481095A JPH09130311A JP H09130311 A JPH09130311 A JP H09130311A JP 28481095 A JP28481095 A JP 28481095A JP 28481095 A JP28481095 A JP 28481095A JP H09130311 A JPH09130311 A JP H09130311A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- reference voltage
- circuit
- reception
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Landscapes
- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】受信回路の検波特性を負荷抵抗値に応じて最適
制御するインテリジェント伝送器を提供する。 【解決手段】ハンドヘルドターミナル１０２により４〜
２０ｍＡループ電流に重畳された既知の送信信号は、受
信フィルタ回路１０を通過してから検波回路９で基準電
圧と比較されディジタル信号に変換される。マイクロプ
ロセッサ４は基準電圧を制御することにより予めメモリ
６内に記憶されている範囲を掃引し、受信エラーが発生
する基準電圧値と受信割込みが発生しなくなる基準電圧
値とを検索し、両者の中間値に基準電圧値を制御する。
制御するインテリジェント伝送器を提供する。 【解決手段】ハンドヘルドターミナル１０２により４〜
２０ｍＡループ電流に重畳された既知の送信信号は、受
信フィルタ回路１０を通過してから検波回路９で基準電
圧と比較されディジタル信号に変換される。マイクロプ
ロセッサ４は基準電圧を制御することにより予めメモリ
６内に記憶されている範囲を掃引し、受信エラーが発生
する基準電圧値と受信割込みが発生しなくなる基準電圧
値とを検索し、両者の中間値に基準電圧値を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は二線式ループを介し
て通信を行うインテリジェント伝送器に係り、特に、受
信特性の自己補正が可能なインテリジェント伝送器に関
する。
て通信を行うインテリジェント伝送器に係り、特に、受
信特性の自己補正が可能なインテリジェント伝送器に関
する。
【０００２】
【従来の技術】インテリジェント伝送器は配線が２本で
済むため二線式が主流であり、図３に示すように出力端
子外部に定電圧電源と負荷抵抗を接続して二線式ループ
を構成し、出力端子間にハンドヘルドターミナルやディ
ストリビュータを接続してホスト側との通信を行う。こ
の場合、インテリジェント伝送器は、オンライン時に
は、例えば、プロセス変量などの物理量に対応する４〜
２０ｍＡのアナログ信号としてのループ電流に内部情報
としてディジタル信号化された通信用ディジタル信号電
流を重畳させて外部ホスト側に送信すると共に、外部ホ
スト側から送出された４〜２０ｍＡのループ電流に重畳
されている通信用ディジタル信号電流を受信するといっ
た通信を行う。また、オフライン時には、プロセス変量
などの物理量には関係しない通信、例えば、製造時にハ
ンドヘルドターミナル等から伝送器内部のメモリに温度
補償データ等の各種データを転送したり、保守時に伝送
器内部のメモリの内容をハンドヘルドターミナルで確認
するといった通信を行う場合もある。
済むため二線式が主流であり、図３に示すように出力端
子外部に定電圧電源と負荷抵抗を接続して二線式ループ
を構成し、出力端子間にハンドヘルドターミナルやディ
ストリビュータを接続してホスト側との通信を行う。こ
の場合、インテリジェント伝送器は、オンライン時に
は、例えば、プロセス変量などの物理量に対応する４〜
２０ｍＡのアナログ信号としてのループ電流に内部情報
としてディジタル信号化された通信用ディジタル信号電
流を重畳させて外部ホスト側に送信すると共に、外部ホ
スト側から送出された４〜２０ｍＡのループ電流に重畳
されている通信用ディジタル信号電流を受信するといっ
た通信を行う。また、オフライン時には、プロセス変量
などの物理量には関係しない通信、例えば、製造時にハ
ンドヘルドターミナル等から伝送器内部のメモリに温度
補償データ等の各種データを転送したり、保守時に伝送
器内部のメモリの内容をハンドヘルドターミナルで確認
するといった通信を行う場合もある。
【０００３】従来のインテリジェント伝送器において、
二線式ループを介して外部ホスト側に信号を送信すると
共に、外部ホスト側からの信号を二線式ループを介して
受信するものは、例えば、特開昭60−119139号公報及
び特開平5−89394号公報に開示のものがある。従来技
術は、二線式ループとマイクロプロセッサとの間に伝
送指令信号読み込み手段を設け、二線式ループを介して
受信端側から送られてくる伝送指令信号を検出すると共
に、この伝送指令信号をマイクロプロセッサに読み込ま
せるものである。また、従来技術は、二線式ループと
マイクロプロセッサとの間にハンドヘルドターミナルと
データ通信をするためのインターフェースを接続し、二
線式ループからのディジタル信号を並列データとしてマ
イクロプロセッサに伝送し、逆にマイクロプロセッサか
らのデータを直列信号として二線式ループ側に伝送す
る。
二線式ループを介して外部ホスト側に信号を送信すると
共に、外部ホスト側からの信号を二線式ループを介して
受信するものは、例えば、特開昭60−119139号公報及
び特開平5−89394号公報に開示のものがある。従来技
術は、二線式ループとマイクロプロセッサとの間に伝
送指令信号読み込み手段を設け、二線式ループを介して
受信端側から送られてくる伝送指令信号を検出すると共
に、この伝送指令信号をマイクロプロセッサに読み込ま
せるものである。また、従来技術は、二線式ループと
マイクロプロセッサとの間にハンドヘルドターミナルと
データ通信をするためのインターフェースを接続し、二
線式ループからのディジタル信号を並列データとしてマ
イクロプロセッサに伝送し、逆にマイクロプロセッサか
らのデータを直列信号として二線式ループ側に伝送す
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来技術では
以下の問題点が存在する。上記のようなインテリジェン
ト伝送器がホスト側と通信を行う場合には、二線式ルー
プ電流に重畳されたディジタル通信信号電流を電圧信号
に変換するための負荷抵抗Ｒｌを二線式ループ内に挿入
するが、この負荷抵抗値の範囲はユーザ側の利便性を考
慮して、最小値Ｒｌ（ＭＩＮ）と最大値Ｒｌ（ｍａｘ）
との間に５倍程度の裕度を与えて２５０Ω〜１２００Ω
としている。通信信号電流の振幅は±０.５ｍＡ に固定
されているため、受信信号の振幅電圧は±０.５ｍＡ×
Ｒｌ で表され負荷抵抗値に比例する。一方、受信通信
信号に含まれている通信周波数領域外のノイズ成分を除
去するための通信フィルタ回路は、２次ハイパスフィル
タと１次ローパスフィルタの組合せをオペアンプで構成
するが、図２に示すようにステップ入力信号に対して必
ずオーバシュート出力が発生する特性を持つ。このオー
バシュート量は入力信号の振幅に比例するため、負荷抵
抗値が大きい場合、後段の検波回路で受信信号をディジ
タル信号に変換する際に検波回路を構成するコンパレー
タの基準入力側の電位Ｖｒ（１）をオーバシュート電位
が横切る状態が発生し、この時エラー信号が生じる。こ
こでエラー信号の発生を防止するためにコンパレータの
基準入力側の電位と信号入力側のＤＣ電位Ｖｃとの差を
大きくとり基準入力側の電位をＶｒ（３）とすると、上
述の場合とは逆に負荷抵抗値が小さい場合に受信裕度が
減少し、通信エラーあるいは受信不能状態が発生する。
以下の問題点が存在する。上記のようなインテリジェン
ト伝送器がホスト側と通信を行う場合には、二線式ルー
プ電流に重畳されたディジタル通信信号電流を電圧信号
に変換するための負荷抵抗Ｒｌを二線式ループ内に挿入
するが、この負荷抵抗値の範囲はユーザ側の利便性を考
慮して、最小値Ｒｌ（ＭＩＮ）と最大値Ｒｌ（ｍａｘ）
との間に５倍程度の裕度を与えて２５０Ω〜１２００Ω
としている。通信信号電流の振幅は±０.５ｍＡ に固定
されているため、受信信号の振幅電圧は±０.５ｍＡ×
Ｒｌ で表され負荷抵抗値に比例する。一方、受信通信
信号に含まれている通信周波数領域外のノイズ成分を除
去するための通信フィルタ回路は、２次ハイパスフィル
タと１次ローパスフィルタの組合せをオペアンプで構成
するが、図２に示すようにステップ入力信号に対して必
ずオーバシュート出力が発生する特性を持つ。このオー
バシュート量は入力信号の振幅に比例するため、負荷抵
抗値が大きい場合、後段の検波回路で受信信号をディジ
タル信号に変換する際に検波回路を構成するコンパレー
タの基準入力側の電位Ｖｒ（１）をオーバシュート電位
が横切る状態が発生し、この時エラー信号が生じる。こ
こでエラー信号の発生を防止するためにコンパレータの
基準入力側の電位と信号入力側のＤＣ電位Ｖｃとの差を
大きくとり基準入力側の電位をＶｒ（３）とすると、上
述の場合とは逆に負荷抵抗値が小さい場合に受信裕度が
減少し、通信エラーあるいは受信不能状態が発生する。
【０００５】本発明の目的は、受信条件が負荷抵抗値に
影響されないインテリジェント伝送器を提供することに
ある。
影響されないインテリジェント伝送器を提供することに
ある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は次の構成とする。すなわち、二線式ループ
に重畳された受信信号はフィルタ回路でノイズ除去さ
れ、続いて後段の検波回路でディジタル信号に変換され
るが、検波回路のしきい値を決定する基準電圧を可変と
なるように制御する手段を設ける。
に、本発明は次の構成とする。すなわち、二線式ループ
に重畳された受信信号はフィルタ回路でノイズ除去さ
れ、続いて後段の検波回路でディジタル信号に変換され
るが、検波回路のしきい値を決定する基準電圧を可変と
なるように制御する手段を設ける。
【０００７】二線式ループに接続される負荷抵抗値が比
較的大きく、受信フィルタ回路の出力側に発生するオー
バシュート電位が検波回路のしきい値を横切る場合、余
分な信号が生成し受信エラーが発生する。この場合は、
検波回路の基準電圧入力側の電位Ｖｒと信号入力側のＤ
Ｃ電位Ｖｃとの差を増加させる方向に検波回路の基準電
圧Ｖｒを変化させる。一方、負荷抵抗値が比較的小さ
く、受信フィルタ回路の振幅の絶対値が検波回路のしき
い値に達しない場合は、受信データが取り込まれず受信
割込みが発生しない。この場合は、検波回路の基準電圧
入力側の電位Ｖｒと信号入力側のＤＣ電位Ｖｃとの差を
減少させる方向に検波回路の基準電圧Ｖｒを変化させ
る。
較的大きく、受信フィルタ回路の出力側に発生するオー
バシュート電位が検波回路のしきい値を横切る場合、余
分な信号が生成し受信エラーが発生する。この場合は、
検波回路の基準電圧入力側の電位Ｖｒと信号入力側のＤ
Ｃ電位Ｖｃとの差を増加させる方向に検波回路の基準電
圧Ｖｒを変化させる。一方、負荷抵抗値が比較的小さ
く、受信フィルタ回路の振幅の絶対値が検波回路のしき
い値に達しない場合は、受信データが取り込まれず受信
割込みが発生しない。この場合は、検波回路の基準電圧
入力側の電位Ｖｒと信号入力側のＤＣ電位Ｖｃとの差を
減少させる方向に検波回路の基準電圧Ｖｒを変化させ
る。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図１及び
図２を用いて説明する。図１で、Ｄ／Ａコンバータ８は
マイクロプロセッサ４から送られてきたデータに応じて
電圧・電流変換回路（Ｖ／Ｉ変換回路）１４を駆動して
ループ電流を一定値に制御する。送信信号ＴｘＤはマイ
クロプロセッサ４のシリアル通信出力端子ＳＯからディ
ジタル信号で送出され、送信回路７で波形整形された
後、加減算回路１３でＤ／Ａコンバータ８の出力信号に
加算され、Ｖ／Ｉ変換回路１４でアナログ４〜２０ｍＡ
ループ電流に重畳される。一方、ループ電流に重畳され
ている通信信号はコンデンサ１１によるＡＣカップリン
グでＤＣ分が除去された後、受信フィルタ回路１０でノ
イズ成分を除去してから検波回路９でディジタル信号に
変換されマイクロプロセッサ４のシリアル通信入力端子
ＳＩに入力される。受信フィルタ回路１０は、通常シリ
アル通信速度６００ＢＰＳを中心周波数ｆｏとする１次
のローパスフィルタ（ＬＰＦ）と２次のハイパスフィル
タ（ＨＰＦ）の組合せであるバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）構成とする。通常、検波回路９はコンパレータを使
用し、本実施例では非反転入力端子を基準電圧入力側、
反転入力端子を受信信号入力側としている。受信フィル
タ１０から出力される受信信号のＤＣ電位Ｖｃは、検波
回路９および受信フィルタ回路１０のダイナミックレン
ジを最大とするために回路電源電圧Ｖｐｐの１／２とす
る。一方、基準電圧Ｖｒはマイクロプロセッサ４から第
２のＤ／Ａコンバータ１５に送信されるデータに従い任
意に変更可能であり、可変範囲は以下の通りである。
図２を用いて説明する。図１で、Ｄ／Ａコンバータ８は
マイクロプロセッサ４から送られてきたデータに応じて
電圧・電流変換回路（Ｖ／Ｉ変換回路）１４を駆動して
ループ電流を一定値に制御する。送信信号ＴｘＤはマイ
クロプロセッサ４のシリアル通信出力端子ＳＯからディ
ジタル信号で送出され、送信回路７で波形整形された
後、加減算回路１３でＤ／Ａコンバータ８の出力信号に
加算され、Ｖ／Ｉ変換回路１４でアナログ４〜２０ｍＡ
ループ電流に重畳される。一方、ループ電流に重畳され
ている通信信号はコンデンサ１１によるＡＣカップリン
グでＤＣ分が除去された後、受信フィルタ回路１０でノ
イズ成分を除去してから検波回路９でディジタル信号に
変換されマイクロプロセッサ４のシリアル通信入力端子
ＳＩに入力される。受信フィルタ回路１０は、通常シリ
アル通信速度６００ＢＰＳを中心周波数ｆｏとする１次
のローパスフィルタ（ＬＰＦ）と２次のハイパスフィル
タ（ＨＰＦ）の組合せであるバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）構成とする。通常、検波回路９はコンパレータを使
用し、本実施例では非反転入力端子を基準電圧入力側、
反転入力端子を受信信号入力側としている。受信フィル
タ１０から出力される受信信号のＤＣ電位Ｖｃは、検波
回路９および受信フィルタ回路１０のダイナミックレン
ジを最大とするために回路電源電圧Ｖｐｐの１／２とす
る。一方、基準電圧Ｖｒはマイクロプロセッサ４から第
２のＤ／Ａコンバータ１５に送信されるデータに従い任
意に変更可能であり、可変範囲は以下の通りである。
【０００９】受信フィルタ回路１０の増幅度(ゲイン)を
Ｇ，最大オフセット電圧をＶof1 ，負荷抵抗値Ｒｌが最
小のときの最大オーバシュート出力電圧をＶｈ，検波回
路９の最大オフセット電圧をＶof2 とすると、受信信号
が正常に検波されるためには数１及び数２を満足する必
要がある。
Ｇ，最大オフセット電圧をＶof1 ，負荷抵抗値Ｒｌが最
小のときの最大オーバシュート出力電圧をＶｈ，検波回
路９の最大オフセット電圧をＶof2 とすると、受信信号
が正常に検波されるためには数１及び数２を満足する必
要がある。
【００１０】
【数１】 Ｖｃ−Ｖｒ＞Ｒｌ（ＭＡＸ）×Ｖｈ／Ｒｌ（ＭＩＮ） ＋｜Ｖof1｜×Ｇ＋｜Ｖof2｜ …（数１）
【００１１】
【数２】 Ｖｃ−Ｖｒ＜０.５ｍＡ×Ｒｌ（ＭＩＮ）×Ｇ−｜Ｖof1｜ ×Ｇ−｜Ｖof2｜ …（数２） 一般的な数値として、Ｖｈ＝１０ｍＶ，Ｖof1＝Ｖof2＝
１０ｍＶ，Ｇ＝３，Ｒｌ（ＭＡＸ）／Ｒｌ（ＭＩＮ）＝
５とすると、数１及び数２より数３の関係式を得る。
１０ｍＶ，Ｇ＝３，Ｒｌ（ＭＡＸ）／Ｒｌ（ＭＩＮ）＝
５とすると、数１及び数２より数３の関係式を得る。
【００１２】
【数３】 ９０ｍＶ＜（Ｖｃ−Ｖｒ）＜（１.５ｍＡ×Ｒｌ(ＭＩＮ)）−４０ｍＶ …（数３） 数３より、コンパレータのしきい値電圧（Ｖｃ−Ｖｒ）
を９０ｍＶから３３５ｍＶの範囲で掃引させることによ
り、検波条件が最適となるしきい値電圧を検索できるこ
とが分かる。しきい値電圧範囲は、デバイスのばらつき
や温度影響を考慮し、裕度を持たせた値を予めメモリ６
に記憶させておく。
を９０ｍＶから３３５ｍＶの範囲で掃引させることによ
り、検波条件が最適となるしきい値電圧を検索できるこ
とが分かる。しきい値電圧範囲は、デバイスのばらつき
や温度影響を考慮し、裕度を持たせた値を予めメモリ６
に記憶させておく。
【００１３】最適しきい値電圧を検索する手順は次のと
おりである。まず、ハンドヘルドターミナル１０２によ
ってアナログ４〜２０ｍＡループ電流に既知の送信信号
電流を重畳させる。伝送器内部のマイクロプロセッサ４
は、しきい値電圧（Ｖｃ−Ｖｒ）を３３５ｍＶから一定
の周期で減少させる方向にＤ／Ａコンバータ１５に送信
するＤ／Ａデータを変化させると同時に受信信号をモニ
タする。しきい値電圧（Ｖｃ−Ｖｒ）が受信フィルタ回
路１０の出力側に発生しているオ−バシュ−ト電圧Ｖｈ
と一致すると受信エラ−が発生するが、この時のＤ／Ａ
データ値Ｖｒ（１）をメモリ６に記憶させる。この遷移
点でのコンパレータ９の出力波形は、図２に示すように
ＲｘＤ（２）からＲｘＤ（１）に変化している。次にマ
イクロプロセッサ４は、しきい値電圧（Ｖｃ−Ｖｒ）を
９０ｍＶから一定の周期で増加させる方向にＤ／Ａコン
バータ１５に送信するＤ／Ａデータを変化させると同時
に受信信号をモニタする。しきい値電圧（Ｖｃ−Ｖｒ）
が受信フィルタ回路１０の出力電圧の最大振幅を超える
とコンパレータ９の出力がカットオフし、マイクロプロ
セッサ４には受信信号ＳＩによる通信割込みが発生しな
くなるが、この時のＤ／Ａデータ値Ｖｒ（３）をメモリ
６に記憶させる。この遷移点でのコンパレータ９の出力
波形は、図２に示すようにＲｘＤ（２）からＲｘＤ
（３）に変化している。以上の検索により得たＤ／Ａデ
ータ値Ｖｒ（１）及びＶｒ（３）より最適しきい値電圧
（Ｖｃ−Ｖｒ）を発生させるためのＤ／Ａデータ値Ｖｒ
(２)は数４で得られる。
おりである。まず、ハンドヘルドターミナル１０２によ
ってアナログ４〜２０ｍＡループ電流に既知の送信信号
電流を重畳させる。伝送器内部のマイクロプロセッサ４
は、しきい値電圧（Ｖｃ−Ｖｒ）を３３５ｍＶから一定
の周期で減少させる方向にＤ／Ａコンバータ１５に送信
するＤ／Ａデータを変化させると同時に受信信号をモニ
タする。しきい値電圧（Ｖｃ−Ｖｒ）が受信フィルタ回
路１０の出力側に発生しているオ−バシュ−ト電圧Ｖｈ
と一致すると受信エラ−が発生するが、この時のＤ／Ａ
データ値Ｖｒ（１）をメモリ６に記憶させる。この遷移
点でのコンパレータ９の出力波形は、図２に示すように
ＲｘＤ（２）からＲｘＤ（１）に変化している。次にマ
イクロプロセッサ４は、しきい値電圧（Ｖｃ−Ｖｒ）を
９０ｍＶから一定の周期で増加させる方向にＤ／Ａコン
バータ１５に送信するＤ／Ａデータを変化させると同時
に受信信号をモニタする。しきい値電圧（Ｖｃ−Ｖｒ）
が受信フィルタ回路１０の出力電圧の最大振幅を超える
とコンパレータ９の出力がカットオフし、マイクロプロ
セッサ４には受信信号ＳＩによる通信割込みが発生しな
くなるが、この時のＤ／Ａデータ値Ｖｒ（３）をメモリ
６に記憶させる。この遷移点でのコンパレータ９の出力
波形は、図２に示すようにＲｘＤ（２）からＲｘＤ
（３）に変化している。以上の検索により得たＤ／Ａデ
ータ値Ｖｒ（１）及びＶｒ（３）より最適しきい値電圧
（Ｖｃ−Ｖｒ）を発生させるためのＤ／Ａデータ値Ｖｒ
(２)は数４で得られる。
【００１４】
【数４】 Ｖｒ(２）＝（Ｖｒ(１)＋Ｖｒ(３)）／２ …（数４） 数４をマイクロプロセッサ４内部で演算した結果求めら
れるＤ／Ａデータ値Ｖｒ（２）は、メモリ６に記憶され
ると共にＤ／Ａコンバータ１５に送信され最適しきい値
電圧が設定される。
れるＤ／Ａデータ値Ｖｒ（２）は、メモリ６に記憶され
ると共にＤ／Ａコンバータ１５に送信され最適しきい値
電圧が設定される。
【００１５】以上の説明では最適しきい値を数４で規定
しているが、ノイズ環境が悪い場合にはＶｒ（２）をＶ
ｒ（３）側に遷移させることで耐ノイズ性を向上させる
ことが考えられる。あるいは逆にノイズ環境が良く負荷
抵抗値を小さくしたい場合にＶｒ（２）をＶｒ（１）側
に遷移させることで対応できる。
しているが、ノイズ環境が悪い場合にはＶｒ（２）をＶ
ｒ（３）側に遷移させることで耐ノイズ性を向上させる
ことが考えられる。あるいは逆にノイズ環境が良く負荷
抵抗値を小さくしたい場合にＶｒ（２）をＶｒ（１）側
に遷移させることで対応できる。
【００１６】
【発明の効果】本発明によれば負荷抵抗値およびデバイ
スのばらつきにに依存しない受信回路を構成できるた
め、伝送器の設計裕度が増すとともに設置条件に対する
制約を緩和することができる。
スのばらつきにに依存しない受信回路を構成できるた
め、伝送器の設計裕度が増すとともに設置条件に対する
制約を緩和することができる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路のブロック図。
【図２】図１の実施例の動作を説明する波形図。
【図３】二線式伝送器の結線方法を説明する接続図。
４…マイクロプロセッサ、６…メモリ、９…検波回路、
１０…受信フィルタ回路。
１０…受信フィルタ回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小林 照雄 茨城県ひたちなか市大字市毛882番地 株 式会社日立製作所計測器事業部内 (72)発明者 伊東 幸男 茨城県ひたちなか市堀口字長久保832番地 ２ 日立計測エンジニアリング株式会社内
Claims (2)
- 【請求項１】センサからの信号に応じて演算処理を実行
すると共に内部情報をディジタル信号化した送信信号を
生成し、その演算処理の結果をメモリ回路に格納，記憶
する手段と、前記演算処理の結果に応じたループ電流を
二線式ループ内に流す電圧，電流変換手段と、前記ディ
ジタル信号化した送信信号を前記二線式ループを介して
外部に送信する送信回路手段と、外部からの信号を前記
二線式ループを介して受信する受信回路を有するインテ
リジェント伝送器において、前記受信回路に設けられ、
外部からの信号をディジタル信号に変換する検波回路の
基準電圧入力側の電位を変更可能とする手段を有するこ
とを特徴とするインテリジェント伝送器。 - 【請求項２】請求項１において、前記検波回路の信号入
力側の電位を変更可能とする手段を有するインテリジェ
ント伝送器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28481095A JPH09130311A (ja) | 1995-11-01 | 1995-11-01 | インテリジェント伝送器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28481095A JPH09130311A (ja) | 1995-11-01 | 1995-11-01 | インテリジェント伝送器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09130311A true JPH09130311A (ja) | 1997-05-16 |
Family
ID=17683311
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28481095A Pending JPH09130311A (ja) | 1995-11-01 | 1995-11-01 | インテリジェント伝送器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09130311A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017158864A (ja) * | 2016-03-10 | 2017-09-14 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 測定装置、測定システム、靴、生体情報測定方法および自立発電センサ |
-
1995
- 1995-11-01 JP JP28481095A patent/JPH09130311A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017158864A (ja) * | 2016-03-10 | 2017-09-14 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 測定装置、測定システム、靴、生体情報測定方法および自立発電センサ |
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