JPH09107678A - 電 源 - Google Patents
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- JPH09107678A JPH09107678A JP8173021A JP17302196A JPH09107678A JP H09107678 A JPH09107678 A JP H09107678A JP 8173021 A JP8173021 A JP 8173021A JP 17302196 A JP17302196 A JP 17302196A JP H09107678 A JPH09107678 A JP H09107678A
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- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/63—Generation or supply of power specially adapted for television receivers
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 動作モードとスタンドバイ・モードとを有す
る、電気機器用の電源を提供する。 【解決手段】 この電源は、定電力出力を２つの低電圧
出力（ＶｃおよびＶｃｃ）に生成するトランス・ブロッ
ク９と、２つの低電圧出力のうち一方（Ｖｃｃ）に結合
され、動作モード中に機器に給電する動作電源回路２
と、インピーダンス経路１４，１５を介して他方の低電
圧出力に結合された受信回路３とによって構成される。
受信回路３は、機器がスタンドバイ・モードに入ること
を示す信号を受信したときに、極めて低いインピーダン
スを第１インピーダンスと並列な経路に切り換えるスイ
ッチ１７を含み、そのため他方の低電圧出力Ｖｃｃにお
ける電圧が低減され、それにより受信回路３によって流
される電流を増加し、よって動作電源回路２で利用可能
な電力を低減する。
る、電気機器用の電源を提供する。 【解決手段】 この電源は、定電力出力を２つの低電圧
出力（ＶｃおよびＶｃｃ）に生成するトランス・ブロッ
ク９と、２つの低電圧出力のうち一方（Ｖｃｃ）に結合
され、動作モード中に機器に給電する動作電源回路２
と、インピーダンス経路１４，１５を介して他方の低電
圧出力に結合された受信回路３とによって構成される。
受信回路３は、機器がスタンドバイ・モードに入ること
を示す信号を受信したときに、極めて低いインピーダン
スを第１インピーダンスと並列な経路に切り換えるスイ
ッチ１７を含み、そのため他方の低電圧出力Ｖｃｃにお
ける電圧が低減され、それにより受信回路３によって流
される電流を増加し、よって動作電源回路２で利用可能
な電力を低減する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源に関し、さらに詳
しくは、低減された電力を利用する動作モードを有する
電気機器のための電源に関する。
しくは、低減された電力を利用する動作モードを有する
電気機器のための電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、多くの電気機器、特に、
国内コンセント(mains network) に差し込まれるＴＶや
ビデオ・レコーダなどの家電機器は、「スタンドバイ」
モードと呼ばれる動作モードを有し、このとき低減され
た電力が交流コンセントから流れる。「スリープ・モー
ド」ともいうスタンドバイ・モード中に、電気機器はで
きるだけ少ないエネルギを消費しなければならない。こ
の機能は、高いエネルギ節約を必要とする新たな規格が
設定されるにつれて、ますます重要になりつつある。
国内コンセント(mains network) に差し込まれるＴＶや
ビデオ・レコーダなどの家電機器は、「スタンドバイ」
モードと呼ばれる動作モードを有し、このとき低減され
た電力が交流コンセントから流れる。「スリープ・モー
ド」ともいうスタンドバイ・モード中に、電気機器はで
きるだけ少ないエネルギを消費しなければならない。こ
の機能は、高いエネルギ節約を必要とする新たな規格が
設定されるにつれて、ますます重要になりつつある。
【０００３】現在、例えば、ＴＶセットがリモート・コ
ントロール・ハンドセットによってオンされると、スタ
ンドバイ・モードでは、約５ワットの電力を消費する。
将来の規格では、２ワット以下の電力消費を必要とする
ことも考えられる。これにより、２つの完全に異なるモ
ード、すなわち、２０〜３００ワットの間の電力レベル
に相当するノーマル・モードと、スタンドバイ・モード
とで動作できるシステムを構築する必要がある。これら
２つのモードを制御するため、システムの筺体に特定の
「ウェークアップ(wake-up) 」ブロックを搭載すること
が知られている。ウェークアップ・ブロックは、ノーマ
ル・モードに切り換わることを判定できるためにスタン
ドバイ・モード中にアクティブに維持される。従って、
このウェークアップ・ブロックには、スタンドバイ・モ
ード中でも常に電力を供給しなければならない。
ントロール・ハンドセットによってオンされると、スタ
ンドバイ・モードでは、約５ワットの電力を消費する。
将来の規格では、２ワット以下の電力消費を必要とする
ことも考えられる。これにより、２つの完全に異なるモ
ード、すなわち、２０〜３００ワットの間の電力レベル
に相当するノーマル・モードと、スタンドバイ・モード
とで動作できるシステムを構築する必要がある。これら
２つのモードを制御するため、システムの筺体に特定の
「ウェークアップ(wake-up) 」ブロックを搭載すること
が知られている。ウェークアップ・ブロックは、ノーマ
ル・モードに切り換わることを判定できるためにスタン
ドバイ・モード中にアクティブに維持される。従って、
このウェークアップ・ブロックには、スタンドバイ・モ
ード中でも常に電力を供給しなければならない。
【０００４】ウェークアップ・ブロックを構築するある
既知の方法では、本体筺体電源上の異なる負荷を切り離
す。電源は動作し続け、必要な電力をウェークアップ・
ブロックに供給する。第２の既知の方法は、スタンドバ
イ・モード中に主電源を完全にディセーブルし、独立し
た個別の電源によってウェークアップ・ブロックに給電
することからなる。
既知の方法では、本体筺体電源上の異なる負荷を切り離
す。電源は動作し続け、必要な電力をウェークアップ・
ブロックに供給する。第２の既知の方法は、スタンドバ
イ・モード中に主電源を完全にディセーブルし、独立し
た個別の電源によってウェークアップ・ブロックに給電
することからなる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】周知のように、安全性
のため、ほとんどの家電機器では、機器筺体をコンセン
トから絶縁しなければならない。従って、一般に、ウェ
ークアップ・ブロックは絶縁された筺体に設けられる。
そのため、上記の第１の既知の方法では、ウェークアッ
プ・ブロックが筺体側に配置されるので、各負荷をディ
セーブルすることは簡単である。この方法の弱点は、主
電源自体の損が極めて高く、将来の規格に合致しない可
能性があることである。第２の方法では、ウェークアッ
プ・ブロックが筺体側にあり、主電源の制御回路がコン
セント側、すなわち「ライブ側」にあるので、データ通
信路を筺体側とコンセント側との間に設ける必要がある
という問題がある。そのため、ウェークアップ・ブロッ
クから来る活性化／非活性化データを筺体側からコンセ
ント側に伝送しなければならない。
のため、ほとんどの家電機器では、機器筺体をコンセン
トから絶縁しなければならない。従って、一般に、ウェ
ークアップ・ブロックは絶縁された筺体に設けられる。
そのため、上記の第１の既知の方法では、ウェークアッ
プ・ブロックが筺体側に配置されるので、各負荷をディ
セーブルすることは簡単である。この方法の弱点は、主
電源自体の損が極めて高く、将来の規格に合致しない可
能性があることである。第２の方法では、ウェークアッ
プ・ブロックが筺体側にあり、主電源の制御回路がコン
セント側、すなわち「ライブ側」にあるので、データ通
信路を筺体側とコンセント側との間に設ける必要がある
という問題がある。そのため、ウェークアップ・ブロッ
クから来る活性化／非活性化データを筺体側からコンセ
ント側に伝送しなければならない。
【０００６】
【課題を解決するための手段】従って、本発明は、従来
技術の上記の問題を克服あるいは少なくとも軽減する電
源を提供することを目的とする。
技術の上記の問題を克服あるいは少なくとも軽減する電
源を提供することを目的とする。
【０００７】よって、本発明は、コンセントに接続する
ため動作モードとスタンドバイ・モードとを有する電気
機器用の電源を提供し、この電源は、定電力出力を２つ
の個別の比較的低い電圧出力に生成するためコンセント
に接続するトランス・ブロックと、このトランス・ブロ
ックの２つの比較的低い電圧出力のうち第１出力に結合
され、動作モード中に機器に給電する動作電圧を生成す
る動作電源回路と、第１インピーダンスを介してこのト
ランス・ブロックの２つの比較的低い電圧出力の他方の
出力に結合される受信回路であって、機器が動作モード
およびスタンドバイ・モードの両方において、ワイヤレ
ス信号を検出して、機器が動作モードとスタンドバイ・
モードとの間で切り換わるべきことを指示する受信回路
とによって構成され、この受信回路は、機器がスタンド
バイ・モードに入るときを検出すると、第２インピーダ
ンスを第１インピーダンスと並列な経路に切り換えるス
イッチを含み、この第２インピーダンスは、２つの比較
的低い電圧出力のうち他方の出力から得られる電圧を低
減するため第１インピーダンスよりも低い値を有し、そ
れにより受信回路によって流される電流を増加させ、そ
うすることで動作電源回路で利用可能な電力を低減す
る。
ため動作モードとスタンドバイ・モードとを有する電気
機器用の電源を提供し、この電源は、定電力出力を２つ
の個別の比較的低い電圧出力に生成するためコンセント
に接続するトランス・ブロックと、このトランス・ブロ
ックの２つの比較的低い電圧出力のうち第１出力に結合
され、動作モード中に機器に給電する動作電圧を生成す
る動作電源回路と、第１インピーダンスを介してこのト
ランス・ブロックの２つの比較的低い電圧出力の他方の
出力に結合される受信回路であって、機器が動作モード
およびスタンドバイ・モードの両方において、ワイヤレ
ス信号を検出して、機器が動作モードとスタンドバイ・
モードとの間で切り換わるべきことを指示する受信回路
とによって構成され、この受信回路は、機器がスタンド
バイ・モードに入るときを検出すると、第２インピーダ
ンスを第１インピーダンスと並列な経路に切り換えるス
イッチを含み、この第２インピーダンスは、２つの比較
的低い電圧出力のうち他方の出力から得られる電圧を低
減するため第１インピーダンスよりも低い値を有し、そ
れにより受信回路によって流される電流を増加させ、そ
うすることで動作電源回路で利用可能な電力を低減す
る。
【０００８】好適な実施例では、動作電源回路は、２つ
の比較的低い電圧出力のうち第１出力から与えられる電
圧が所定のレベル以下に低下した場合に、動作電源回路
の残りをディセーブルする制御スイッチを含む。好まし
くは、制御スイッチは、２つの比較的低い電圧出力のう
ち第１出力において供給される電圧レベルを検出し、か
つこの検出されたレベルに基づいて動作電源回路の少な
くとも一部をイネーブルする電圧受信機によって構成さ
れる。
の比較的低い電圧出力のうち第１出力から与えられる電
圧が所定のレベル以下に低下した場合に、動作電源回路
の残りをディセーブルする制御スイッチを含む。好まし
くは、制御スイッチは、２つの比較的低い電圧出力のう
ち第１出力において供給される電圧レベルを検出し、か
つこの検出されたレベルに基づいて動作電源回路の少な
くとも一部をイネーブルする電圧受信機によって構成さ
れる。
【０００９】好ましくは、第２インピーダンスは、第１
インピーダンスよりも実質的に低い。ある場合には、第
２インピーダンスはショート回路でもよい。
インピーダンスよりも実質的に低い。ある場合には、第
２インピーダンスはショート回路でもよい。
【００１０】一実施例では、受信回路ならびに第１およ
び第２インピーダンスは、トランス・ブロックからガル
バーニ分離(galvanically isolated) される。
び第２インピーダンスは、トランス・ブロックからガル
バーニ分離(galvanically isolated) される。
【００１１】トランス・ブロックは、好ましくは、コン
セントに結合する一次側および２つの比較的低い電圧出
力を与える二次側を有するトランスと、このトランスの
一次側に流れる電流を制御する電流コントローラとを含
む。この電流コントローラは、トランスの一次側に流れ
る電流を検出する電流検出器と、被検出電流を表す電圧
を生成する手段と、この電圧を基準電圧と比較する比較
器と、この比較器の出力に応じてトランスの一次側に流
れる電流を制御する手段とを含む。
セントに結合する一次側および２つの比較的低い電圧出
力を与える二次側を有するトランスと、このトランスの
一次側に流れる電流を制御する電流コントローラとを含
む。この電流コントローラは、トランスの一次側に流れ
る電流を検出する電流検出器と、被検出電流を表す電圧
を生成する手段と、この電圧を基準電圧と比較する比較
器と、この比較器の出力に応じてトランスの一次側に流
れる電流を制御する手段とを含む。
【００１２】別の好適な実施例では、電源は、２つの比
較的低い電圧出力のうち第１出力において供給される電
圧のレベルを検出する電圧検出回路と、被検出電圧が所
定のレベル以下のときにトランスの一次側に流れる電流
を低減する制御回路とを含む電流制御回路によって構成
される。
較的低い電圧出力のうち第１出力において供給される電
圧のレベルを検出する電圧検出回路と、被検出電圧が所
定のレベル以下のときにトランスの一次側に流れる電流
を低減する制御回路とを含む電流制御回路によって構成
される。
【００１３】
【実施例】図１に示すように、スタンドバイ・モード制
御システムを有する電気機器用の完全な電源は、定電源
ブロック１と、コントローラ２７を有する主電源ブロッ
ク２と、赤外線リモート制御送信機３０から命令を受信
する赤外線受信機３５を具備するウェークアップ・コン
トローラ・ブロック２８を有するウェークアップ・ブロ
ック３とを含む。
御システムを有する電気機器用の完全な電源は、定電源
ブロック１と、コントローラ２７を有する主電源ブロッ
ク２と、赤外線リモート制御送信機３０から命令を受信
する赤外線受信機３５を具備するウェークアップ・コン
トローラ・ブロック２８を有するウェークアップ・ブロ
ック３とを含む。
【００１４】定電源ブロック１は、プラグ２６によって
コンセントに接続され、ブロック２，３に供給するため
ノード２２，２３においてそれぞれ約１２Ｖの２つの供
給電圧ＶｃｃおよびＶｃを供給する。電圧ＶｃおよびＶ
ｃｃはほぼ等しく、それぞれの値はブロック２，３の条
件に基づいて選択される。
コンセントに接続され、ブロック２，３に供給するため
ノード２２，２３においてそれぞれ約１２Ｖの２つの供
給電圧ＶｃｃおよびＶｃを供給する。電圧ＶｃおよびＶ
ｃｃはほぼ等しく、それぞれの値はブロック２，３の条
件に基づいて選択される。
【００１５】定電源ブロック１は、エネルギの変換のた
めにいわゆるフライバック構造(flyback structure) を
採用する。フライバック構造は、第１および第２の二次
巻線６，７に磁気的に結合され、かつガルバーニ的に分
離された一次巻線５を有するトランス・ブロック９によ
って構成される。ガルバーニ的分離とは、直流電圧が一
次巻線５の任意の点と二次巻線の任意の点との間に印加
されるとき、電流が流れないことを意味する。これは、
約４，０００Ｖの直流電圧のレベルまでそうである。一
次巻線５の入力電力Ｖｉｎは、プラグ２６と、ダイオー
ド・ブリッジ２４と、バルク・コンデンサ２５とを介し
てコンセントからとられる。
めにいわゆるフライバック構造(flyback structure) を
採用する。フライバック構造は、第１および第２の二次
巻線６，７に磁気的に結合され、かつガルバーニ的に分
離された一次巻線５を有するトランス・ブロック９によ
って構成される。ガルバーニ的分離とは、直流電圧が一
次巻線５の任意の点と二次巻線の任意の点との間に印加
されるとき、電流が流れないことを意味する。これは、
約４，０００Ｖの直流電圧のレベルまでそうである。一
次巻線５の入力電力Ｖｉｎは、プラグ２６と、ダイオー
ド・ブリッジ２４と、バルク・コンデンサ２５とを介し
てコンセントからとられる。
【００１６】一次巻線５の動作は、制御ブロック３２に
よって制御される。これは、一次巻線５に結合された、
モトローラ社製パワーＭＯＳＦＥＴであるＭＴＰ２Ｎ６
０Ｅなどのパワー・スイッチ８を含む。検出抵抗器１８
は、パワー・スイッチ８と、コンセントから分離されて
いないグランド基準電位３３との間に結合され、一次巻
線５に流れる電流を測定するために用いられる。この電
流測定により、フライバック構造はいわゆる電流動作モ
ードで動作でき、このとき変換器の調整を制御するパラ
メータは、一次巻線５に流れる実際の電流である。検出
抵抗器１８の両端に発生する電圧は、一次巻線５に流れ
る電流に比例し、またパワー・スイッチがほとんど抵抗
を有さない「オン」状態と、パワー・スイッチ８が極め
て高い抵抗を有する「オフ」状態との間でパワー・スイ
ッチ８の導通状態を制御するために制御ブロック３２に
よって用いられる。パワー・スイッチ８がオン状態のと
き、電流は入力電力源Ｖｉｎからグランド基準電位３３
に、パワー・スイッチ８および検出抵抗器１８を介し
て、一次巻線５に流れる。連続的なオン／オフ状態に設
定できるパワー・スイッチを利用する上記の方法は、
「チョッパ(Chopper) 」方法または「スイッチモード(S
witchmode)」方法と呼ばれる。
よって制御される。これは、一次巻線５に結合された、
モトローラ社製パワーＭＯＳＦＥＴであるＭＴＰ２Ｎ６
０Ｅなどのパワー・スイッチ８を含む。検出抵抗器１８
は、パワー・スイッチ８と、コンセントから分離されて
いないグランド基準電位３３との間に結合され、一次巻
線５に流れる電流を測定するために用いられる。この電
流測定により、フライバック構造はいわゆる電流動作モ
ードで動作でき、このとき変換器の調整を制御するパラ
メータは、一次巻線５に流れる実際の電流である。検出
抵抗器１８の両端に発生する電圧は、一次巻線５に流れ
る電流に比例し、またパワー・スイッチがほとんど抵抗
を有さない「オン」状態と、パワー・スイッチ８が極め
て高い抵抗を有する「オフ」状態との間でパワー・スイ
ッチ８の導通状態を制御するために制御ブロック３２に
よって用いられる。パワー・スイッチ８がオン状態のと
き、電流は入力電力源Ｖｉｎからグランド基準電位３３
に、パワー・スイッチ８および検出抵抗器１８を介し
て、一次巻線５に流れる。連続的なオン／オフ状態に設
定できるパワー・スイッチを利用する上記の方法は、
「チョッパ(Chopper) 」方法または「スイッチモード(S
witchmode)」方法と呼ばれる。
【００１７】２つの二次巻線６，７は、一次巻線５と非
結合(anti-coupled)である。これは、電流が一次巻線５
に流れると、二次巻線６，７には電流が流れないことを
意味する。それぞれの二次巻線６，７に結合されたダイ
オード１０，１１と関連する二次巻線のこの非結合によ
り、二次巻線６，７の電流は、パワー・スイッチ８が
「オフ」状態のときに流れる。二次巻線６，７に流れる
電流は、それぞれのコンデンサ１２，１３に供給する。
コンデンサ１２上で発生する電圧は、電圧Ｖｃｃをノー
ド２２に供給し、コンデンサ１３上で発生する電圧は、
電圧Ｖｃをノード２３に供給する。電圧Ｖｃは、参照番
号３４によって表される「分離筺体グランド(isolated
chassis ground) 」を基準にして与えられる。
結合(anti-coupled)である。これは、電流が一次巻線５
に流れると、二次巻線６，７には電流が流れないことを
意味する。それぞれの二次巻線６，７に結合されたダイ
オード１０，１１と関連する二次巻線のこの非結合によ
り、二次巻線６，７の電流は、パワー・スイッチ８が
「オフ」状態のときに流れる。二次巻線６，７に流れる
電流は、それぞれのコンデンサ１２，１３に供給する。
コンデンサ１２上で発生する電圧は、電圧Ｖｃｃをノー
ド２２に供給し、コンデンサ１３上で発生する電圧は、
電圧Ｖｃをノード２３に供給する。電圧Ｖｃは、参照番
号３４によって表される「分離筺体グランド(isolated
chassis ground) 」を基準にして与えられる。
【００１８】比較器１９は、検出抵抗器１８両端に発生
した電圧を受けて、これを電圧源２０からの基準電圧と
比較し、この基準電圧は、２つの異なる一定値、すなわ
ち、ノーマル・モード値に対応する基準電圧の第１の一
定値およびスタンドバイ・モード値に対応する第２のよ
り低い一定値、のうち一方の値を有することができる。
これらの値は、パワー・スイッチ８がオフ状態に切り換
わるときに達するエネルギ量を制御する。比較器１９の
出力は、固定周波数制御回路２９に達し、この回路２９
は、比較器の出力に応じてスイッチ８をオン状態とオフ
状態との間で切り換える。一次巻線部５のインダクタン
ス値，制御回路２９のスイッチング周波数および入力電
圧Ｖｉｎのレベルは、一次巻線５における電流の変化率
を定義するパラメータである。本発明の好適な実施例で
は、一次巻線５に流れる電流は、パワー・スイッチ８が
オン状態に活性化される前に、すでにゼロに達してい
る。この方法は、一般に「不連続電流動作モード(Disco
ntinuous Current Mode of Operation) 」と呼ばれる。
制御回路２９の周波数は固定なので、フライバック変換
器構造によって与えられる電力は一定である。
した電圧を受けて、これを電圧源２０からの基準電圧と
比較し、この基準電圧は、２つの異なる一定値、すなわ
ち、ノーマル・モード値に対応する基準電圧の第１の一
定値およびスタンドバイ・モード値に対応する第２のよ
り低い一定値、のうち一方の値を有することができる。
これらの値は、パワー・スイッチ８がオフ状態に切り換
わるときに達するエネルギ量を制御する。比較器１９の
出力は、固定周波数制御回路２９に達し、この回路２９
は、比較器の出力に応じてスイッチ８をオン状態とオフ
状態との間で切り換える。一次巻線部５のインダクタン
ス値，制御回路２９のスイッチング周波数および入力電
圧Ｖｉｎのレベルは、一次巻線５における電流の変化率
を定義するパラメータである。本発明の好適な実施例で
は、一次巻線５に流れる電流は、パワー・スイッチ８が
オン状態に活性化される前に、すでにゼロに達してい
る。この方法は、一般に「不連続電流動作モード(Disco
ntinuous Current Mode of Operation) 」と呼ばれる。
制御回路２９の周波数は固定なので、フライバック変換
器構造によって与えられる電力は一定である。
【００１９】フライバック変換器の全負荷は、ノード２
２，２３にそれぞれ接続される２つの異なる負荷に依存
する。これら２つの異なる負荷の値は、動作モード、す
なわち、ノーマル・モードまたはスタンドバイ・モード
に依存する。従って、フライバック変換器負荷は、２つ
の異なる電力需要レベルに依存する。
２，２３にそれぞれ接続される２つの異なる負荷に依存
する。これら２つの異なる負荷の値は、動作モード、す
なわち、ノーマル・モードまたはスタンドバイ・モード
に依存する。従って、フライバック変換器負荷は、２つ
の異なる電力需要レベルに依存する。
【００２０】ノーマル・モードにおける電力需要レベル
（ＰＤN ）は、２つの項の和によって与えられる。 ＰＤN ＝ＶｃｃN ．ＩｃｃN ＋ＶｃN ．ＩｃN ここで、ＶｃｃN は約１２Ｖであり、ＩｃｃN は、ノー
マル・モード時の主電源ブロック２のコントローラ２７
の電流消費であり、ＶｃN は約１２Ｖであり、ＩｃN
は、ノーマル動作モード時のウェークアップ・ブロック
３の電流消費である。
（ＰＤN ）は、２つの項の和によって与えられる。 ＰＤN ＝ＶｃｃN ．ＩｃｃN ＋ＶｃN ．ＩｃN ここで、ＶｃｃN は約１２Ｖであり、ＩｃｃN は、ノー
マル・モード時の主電源ブロック２のコントローラ２７
の電流消費であり、ＶｃN は約１２Ｖであり、ＩｃN
は、ノーマル動作モード時のウェークアップ・ブロック
３の電流消費である。
【００２１】スタンドバイ・モードにおける電力需要レ
ベル（ＰＤS ）は、以下のように、同様に２つの項の和
によって与えられる。 ＰＤS ＝ＶｃｃS ．ＩｃｃS ＋ＶｃｃS ．ＩｃS ここで、ＶｃｃS は、スタンドバイ・モード時の主電源
ブロック２の電圧供給レベルであり、ＩｃｃS は、スタ
ンドバイ・モード時の主電源ブロック２の電流消費であ
り、ＶｃS は、スタンドバイ・モード時のウェークアッ
プ・ブロック３の電圧供給レベルであり、ＩｃS は、ス
タンドバイ動作モード時のウェークアップ・ブロック３
の電流消費である。
ベル（ＰＤS ）は、以下のように、同様に２つの項の和
によって与えられる。 ＰＤS ＝ＶｃｃS ．ＩｃｃS ＋ＶｃｃS ．ＩｃS ここで、ＶｃｃS は、スタンドバイ・モード時の主電源
ブロック２の電圧供給レベルであり、ＩｃｃS は、スタ
ンドバイ・モード時の主電源ブロック２の電流消費であ
り、ＶｃS は、スタンドバイ・モード時のウェークアッ
プ・ブロック３の電圧供給レベルであり、ＩｃS は、ス
タンドバイ動作モード時のウェークアップ・ブロック３
の電流消費である。
【００２２】ウェークアップ・ブロック３は、リモート
制御送信機３０から受信機３５によって受信される命令
を指示する、ウェークアップ・コントローラ２８からの
制御信号を受信するスイッチ１７を含む。一対のツェナ
・ダイオード１５，１６は、抵抗器１４を介して、「分
離筺体グランド」３４とノード２３との間で結合され
る。ノーマル・モードで動作中は、スイッチ１７は開で
ある。電圧Ｖｃは、２つのツェナ・ダイオードによって
決定され、これらツェナ・ダイオードの値は、一般に５
Ｖと、抵抗器１４両端に発生する電圧との和である。こ
の抵抗器１４の値は、ノーマル動作モード中にノード２
２，２３から見た２つの負荷の間で妥当なインピーダン
ス平衡状態を確立するように選択される。
制御送信機３０から受信機３５によって受信される命令
を指示する、ウェークアップ・コントローラ２８からの
制御信号を受信するスイッチ１７を含む。一対のツェナ
・ダイオード１５，１６は、抵抗器１４を介して、「分
離筺体グランド」３４とノード２３との間で結合され
る。ノーマル・モードで動作中は、スイッチ１７は開で
ある。電圧Ｖｃは、２つのツェナ・ダイオードによって
決定され、これらツェナ・ダイオードの値は、一般に５
Ｖと、抵抗器１４両端に発生する電圧との和である。こ
の抵抗器１４の値は、ノーマル動作モード中にノード２
２，２３から見た２つの負荷の間で妥当なインピーダン
ス平衡状態を確立するように選択される。
【００２３】一例として、上記の実施例では、ノーマル
・モード中に一般に達する電圧および電流は次の通りで
ある。ノード２２に供給される電流は一般に２９ｍＡで
ある。電圧Ｖｃｃの値は、約１２ボルトである。ウェー
クアップ・ブロック３の電流消費は、一般に２２ｍＡで
ある。電圧Ｖｃの値は、約１２ボルトである。従って、
フライバック変換器によって負荷に供給される全電力
は、次式のようになる。
・モード中に一般に達する電圧および電流は次の通りで
ある。ノード２２に供給される電流は一般に２９ｍＡで
ある。電圧Ｖｃｃの値は、約１２ボルトである。ウェー
クアップ・ブロック３の電流消費は、一般に２２ｍＡで
ある。電圧Ｖｃの値は、約１２ボルトである。従って、
フライバック変換器によって負荷に供給される全電力
は、次式のようになる。
【００２４】（１２Ｖ×２９ｍＡ）＋（１２Ｖ×２２ｍ
Ａ）＝３４８ｍＷ＋２６４ｍＷ＝６１２ｍＷ ノーマル動作モード中に、ウェークアップ・ブロック３
のウェークアップ・コントローラ２８における受信機３
５がリモート制御送信機３０によって送信されるスタン
ドバイ命令を受信すると、ウェークアップ・コントロー
ラ２８はスイッチ１７を閉じる制御信号を送信する。
Ａ）＝３４８ｍＷ＋２６４ｍＷ＝６１２ｍＷ ノーマル動作モード中に、ウェークアップ・ブロック３
のウェークアップ・コントローラ２８における受信機３
５がリモート制御送信機３０によって送信されるスタン
ドバイ命令を受信すると、ウェークアップ・コントロー
ラ２８はスイッチ１７を閉じる制御信号を送信する。
【００２５】よって、スイッチ１７は、ノード２３とツ
ェナ・ダイオード１６のカソードとの間で低インピーダ
ンス経路を確立する。ウェークアップ・コントローラ２
８に供給する電圧は、ツェナ・ダイオード１６により一
般に５ボルトに維持されるが、ノード２３から流れる電
流はより高くなり、一般に約８５ｍＡに達する。実際、
ツェナ・ダイオード１６は、いわゆる分路調整器(shunt
regulator) として機能し、これは余分な電流がこのツ
ェナ・ダイオード１６に流れることを意味する。このと
き、ノード２３における新たな電力消費は、約５１０ｍ
Ｗ（８５ｍＡ×６Ｖ）に増加する。
ェナ・ダイオード１６のカソードとの間で低インピーダ
ンス経路を確立する。ウェークアップ・コントローラ２
８に供給する電圧は、ツェナ・ダイオード１６により一
般に５ボルトに維持されるが、ノード２３から流れる電
流はより高くなり、一般に約８５ｍＡに達する。実際、
ツェナ・ダイオード１６は、いわゆる分路調整器(shunt
regulator) として機能し、これは余分な電流がこのツ
ェナ・ダイオード１６に流れることを意味する。このと
き、ノード２３における新たな電力消費は、約５１０ｍ
Ｗ（８５ｍＡ×６Ｖ）に増加する。
【００２６】上述のように、フライバック変換器は、電
圧源２０からの基準電圧の第１一定値に対応して、ノー
マル・モード動作中に一定の電力を供給するので、その
直接の結果、ノード２２において利用可能な電力は低減
される。電圧Ｖｃｃは、約６Ｖまで低下する。
圧源２０からの基準電圧の第１一定値に対応して、ノー
マル・モード動作中に一定の電力を供給するので、その
直接の結果、ノード２２において利用可能な電力は低減
される。電圧Ｖｃｃは、約６Ｖまで低下する。
【００２７】主電源ブロック２のコントローラ２７には
２つの異なる動作モード、すなわち、アクティブ・モー
ドとディセーブル・モードの２つがある。適切なコント
ローラの一例として、モトローラ社製で、Part No. MC4
4603として販売されるデバイスがある。ただし、、多く
の他のコントローラも、主要な切り換えモード電源制御
機能を行うために利用できる。
２つの異なる動作モード、すなわち、アクティブ・モー
ドとディセーブル・モードの２つがある。適切なコント
ローラの一例として、モトローラ社製で、Part No. MC4
4603として販売されるデバイスがある。ただし、、多く
の他のコントローラも、主要な切り換えモード電源制御
機能を行うために利用できる。
【００２８】よって、電圧Ｖｃｃが１２Ｖから約６Ｖに
低下すると、２つの異なる動作が生じる。まず第１に、
制御ブロック３２における比較器２１は、電圧Ｖｃｃを
電圧源３１からの、約６Ｖに設定された基準電圧と比較
する。電圧Ｖｃｃが電圧源３１によって与えられる基準
電圧とほぼ同じ値まで低下したことを比較器２１が検出
すると、比較器２１の出力は、より低い電流レベルに対
応する第２のより低い一定値、故に、フライバック変換
器によって与えられるより低い電力レベルに電圧源２０
を設定するために用いられる。このより低い電流レベル
は、ウェークアップ・コントローラ２８に供給すること
が要求された電力に対応し、約２５０ｍＷとツェナ・ダ
イオード１６における小さい電流との和である。
低下すると、２つの異なる動作が生じる。まず第１に、
制御ブロック３２における比較器２１は、電圧Ｖｃｃを
電圧源３１からの、約６Ｖに設定された基準電圧と比較
する。電圧Ｖｃｃが電圧源３１によって与えられる基準
電圧とほぼ同じ値まで低下したことを比較器２１が検出
すると、比較器２１の出力は、より低い電流レベルに対
応する第２のより低い一定値、故に、フライバック変換
器によって与えられるより低い電力レベルに電圧源２０
を設定するために用いられる。このより低い電流レベル
は、ウェークアップ・コントローラ２８に供給すること
が要求された電力に対応し、約２５０ｍＷとツェナ・ダ
イオード１６における小さい電流との和である。
【００２９】第２に、主電源ブロック２のコントローラ
部２７は、自動的にディセーブル・モードに切り換わ
り、その結果、その電流消費は、約２９ｍから約３００
マイクロアンペアまで低下し、これは３ｍＷ以下の電流
消費に相当する。従って、スタンドバイ・モードでは、
フライバック変換器によって与えられる全電力レベルは
約２７０ｍＷである。しかし、スタンドバイ・モード中
にコンセントから流れる全電力は、フライバック変換器
を動作させるために制御ブロック３２が若干の電力を必
要とするので、２７０ｍＷよりも若干高い。
部２７は、自動的にディセーブル・モードに切り換わ
り、その結果、その電流消費は、約２９ｍから約３００
マイクロアンペアまで低下し、これは３ｍＷ以下の電流
消費に相当する。従って、スタンドバイ・モードでは、
フライバック変換器によって与えられる全電力レベルは
約２７０ｍＷである。しかし、スタンドバイ・モード中
にコンセントから流れる全電力は、フライバック変換器
を動作させるために制御ブロック３２が若干の電力を必
要とするので、２７０ｍＷよりも若干高い。
【００３０】これは、図２から明らかであり、ここで上
のグラフ３６は、中央のグラフ３７に示されるように、
スイッチ１７が開または閉のいずれかに応じて時間的に
変化する電圧ＶｃおよびＶｃｃのレベルを示し、スイッ
チ１７の開状態は、参照番号３８によって表され、スイ
ッチ１７の閉状態は、参照番号３９によって表される。
図２の一番下のグラフ４０は、コンセント電力消費を示
し、これは、スイッチ１７が開状態３８で電圧Ｖｃおよ
びＶｃｃが約１２Ｖのとき、ノーマルのフル電力レベル
４１であり、スイッチ１７が閉状態３９で電圧Ｖｃおよ
びＶｃｃが約６Ｖのとき、約１ワットのスタンドバイ電
力レベル４２である。
のグラフ３６は、中央のグラフ３７に示されるように、
スイッチ１７が開または閉のいずれかに応じて時間的に
変化する電圧ＶｃおよびＶｃｃのレベルを示し、スイッ
チ１７の開状態は、参照番号３８によって表され、スイ
ッチ１７の閉状態は、参照番号３９によって表される。
図２の一番下のグラフ４０は、コンセント電力消費を示
し、これは、スイッチ１７が開状態３８で電圧Ｖｃおよ
びＶｃｃが約１２Ｖのとき、ノーマルのフル電力レベル
４１であり、スイッチ１７が閉状態３９で電圧Ｖｃおよ
びＶｃｃが約６Ｖのとき、約１ワットのスタンドバイ電
力レベル４２である。
【００３１】比較器１９，２１，電圧源２０および制御
回路２９は、多くの異なる技術で作ることができること
が理解される。ノード２２における電圧Ｖｃｃは、定義
上「絶縁コンセント(mains isolated)」ではないので、
制御クロック３２自体は電圧Ｖｃｃによって供給でき
る。この方法は、「自己供給(self supply) 」または
「自己給電(self powering) 」と呼ばれ、エネルギを節
約する利点を有する。実際、自己供給がなければ、制御
ブロック３２に供給する必要のあるエネルギは、入力電
圧Ｖｉｎから供給する必要がある。これは欧州のコンセ
ントを用いると、一般に３００ボルトの高電圧源なの
で、制御ブロック３２に供給する必要のある全電力は、
３００ボルトに制御ブロック３２の供給電流を乗じた値
になる。
回路２９は、多くの異なる技術で作ることができること
が理解される。ノード２２における電圧Ｖｃｃは、定義
上「絶縁コンセント(mains isolated)」ではないので、
制御クロック３２自体は電圧Ｖｃｃによって供給でき
る。この方法は、「自己供給(self supply) 」または
「自己給電(self powering) 」と呼ばれ、エネルギを節
約する利点を有する。実際、自己供給がなければ、制御
ブロック３２に供給する必要のあるエネルギは、入力電
圧Ｖｉｎから供給する必要がある。これは欧州のコンセ
ントを用いると、一般に３００ボルトの高電圧源なの
で、制御ブロック３２に供給する必要のある全電力は、
３００ボルトに制御ブロック３２の供給電流を乗じた値
になる。
【００３２】ウェークアップ・コントローラ２８がノー
マル・モードに切り換える命令をリモート制御送信機３
０から受信すると、スイッチ１７は開になり、ノード２
３から流れ出る電流は、以前の低い値である約２２ｍＡ
に戻る。ノード２３で供給される電力は、約５８０ｍＷ
から約２５０ｍＷに低下する。フライバック変換器は約
２７０ｍＷの一定の電力を供給するので、約２０ｍＷが
ノード２２で利用可能になる。ノード２２における所要
電力は約３ｍＷなので、追加電力の１７ｍＷは電圧Ｖｃ
ｃの増加となる。
マル・モードに切り換える命令をリモート制御送信機３
０から受信すると、スイッチ１７は開になり、ノード２
３から流れ出る電流は、以前の低い値である約２２ｍＡ
に戻る。ノード２３で供給される電力は、約５８０ｍＷ
から約２５０ｍＷに低下する。フライバック変換器は約
２７０ｍＷの一定の電力を供給するので、約２０ｍＷが
ノード２２で利用可能になる。ノード２２における所要
電力は約３ｍＷなので、追加電力の１７ｍＷは電圧Ｖｃ
ｃの増加となる。
【００３３】コントローラ２７の電流消費は、電圧Ｖｃ
ｃからほぼ独立し、そのためコントローラ２７と並列に
接続されたコンデンサ１２は、追加電流を受ける。よっ
て、電圧Ｖｃｃは上昇する。比較器２１のヒステリシス
は、約１２Ｖの上昇検出電圧レベルを有する。電圧Ｖｃ
ｃが１２Ｖに達すると、電圧源２０は第１の一定値に戻
され、その結果、フライバック変換器によって供給され
る電力は５７０ｍＷまで増加される。
ｃからほぼ独立し、そのためコントローラ２７と並列に
接続されたコンデンサ１２は、追加電流を受ける。よっ
て、電圧Ｖｃｃは上昇する。比較器２１のヒステリシス
は、約１２Ｖの上昇検出電圧レベルを有する。電圧Ｖｃ
ｃが１２Ｖに達すると、電圧源２０は第１の一定値に戻
され、その結果、フライバック変換器によって供給され
る電力は５７０ｍＷまで増加される。
【００３４】図２の第１グラフ３６に最もよく示される
ように、電圧Ｖｃｃはより急速に上昇して、Ｖｐｅａｋ
においてピークに達し、これは１５Ｖに達する。Ｖｃｃ
が１５Ｖに達すると、コントローラ２７は「ウェークア
ップ」され、それにより主電源ブロック２は動作を開始
する。コントローラ２７の電流消費は、再び２９ｍＡに
達し、それにより電圧Ｖｃｃは約１２Ｖに低減し、前回
のノーマル・モード平衡状態が生じる。この定常状態
は、赤外線リモート制御送信機３０から赤外線受信機３
５によって新たなスタンドバイ命令が受信されるまで維
持される。
ように、電圧Ｖｃｃはより急速に上昇して、Ｖｐｅａｋ
においてピークに達し、これは１５Ｖに達する。Ｖｃｃ
が１５Ｖに達すると、コントローラ２７は「ウェークア
ップ」され、それにより主電源ブロック２は動作を開始
する。コントローラ２７の電流消費は、再び２９ｍＡに
達し、それにより電圧Ｖｃｃは約１２Ｖに低減し、前回
のノーマル・モード平衡状態が生じる。この定常状態
は、赤外線リモート制御送信機３０から赤外線受信機３
５によって新たなスタンドバイ命令が受信されるまで維
持される。
【００３５】発明の１つの特定の実施例について詳細に
説明してきたが、さまざまな修正および改善は、本発明
の範囲から逸脱せずに当業者によって可能なことが理解
される。
説明してきたが、さまざまな修正および改善は、本発明
の範囲から逸脱せずに当業者によって可能なことが理解
される。
【００３６】例えば、好適な実施例で説明したフライバ
ック構造は、Unitrode社によって同社のノートＵ−１４
９において説明される「縦続フライバック構造(cascade
d flyback structure)」や、従来のフライバック構造と
同様な準共振構造(quasi-resonant structure)など、他
の周知の構造によって代用できる。この構造は、一次側
から二次側へのエネルギ転送が共振方法を採用するとい
う点で一般に異なる。このことは、この構造における電
流および電圧は、インダクタおよびコンデンサ構成の電
気共振によって決まることを意味する。これは、一部の
ＣＲＴ（陰極線管）で用いられる偏向回路と類似する。
ック構造は、Unitrode社によって同社のノートＵ−１４
９において説明される「縦続フライバック構造(cascade
d flyback structure)」や、従来のフライバック構造と
同様な準共振構造(quasi-resonant structure)など、他
の周知の構造によって代用できる。この構造は、一次側
から二次側へのエネルギ転送が共振方法を採用するとい
う点で一般に異なる。このことは、この構造における電
流および電圧は、インダクタおよびコンデンサ構成の電
気共振によって決まることを意味する。これは、一部の
ＣＲＴ（陰極線管）で用いられる偏向回路と類似する。
【００３７】ノード２３に与えられるインピーダンス状
態を修正することを機能とするダイオード１５，１６お
よび抵抗器１４の構成は、バイポーラまたはＣＭＯＳ技
術で作製された調整可能な分路調整器など、任意の他の
適切な構造によって代用できることがさらに理解され
る。このような分路調整器は、モトローラ社製のデバイ
ス番号ＴＬ４３１で採用されるものと同様でもよい。こ
の種の構成を利用して、ノーマル・モードとスタンドバ
イ・モードとの間でノード２３における電圧Ｖｃのレベ
ルを修正する場合、スイッチ１７の機能は分路調整器と
関連づけることができる。
態を修正することを機能とするダイオード１５，１６お
よび抵抗器１４の構成は、バイポーラまたはＣＭＯＳ技
術で作製された調整可能な分路調整器など、任意の他の
適切な構造によって代用できることがさらに理解され
る。このような分路調整器は、モトローラ社製のデバイ
ス番号ＴＬ４３１で採用されるものと同様でもよい。こ
の種の構成を利用して、ノーマル・モードとスタンドバ
イ・モードとの間でノード２３における電圧Ｖｃのレベ
ルを修正する場合、スイッチ１７の機能は分路調整器と
関連づけることができる。
【００３８】主電源の活性化／非活性化シーケンスは、
別の方法で実施できる。例えば、Ｖｃ電圧レベル変化
は、電圧Ｖｃｃをコントローラ２７に供給するためでは
なく、専用イネーブル／ディセーブル用ブロックを活性
化するために利用できる。この種のイネーブル／ディセ
ーブル機能は、グランドの接続されたピン番号７を利用
してシーメンス社製のＴＤＡ４６０５や、グランドに接
続されたピン番号１１を利用してモトローラ社製のＭＣ
４４６０３など、現在既存のデバイスにおいて設けられ
る。
別の方法で実施できる。例えば、Ｖｃ電圧レベル変化
は、電圧Ｖｃｃをコントローラ２７に供給するためでは
なく、専用イネーブル／ディセーブル用ブロックを活性
化するために利用できる。この種のイネーブル／ディセ
ーブル機能は、グランドの接続されたピン番号７を利用
してシーメンス社製のＴＤＡ４６０５や、グランドに接
続されたピン番号１１を利用してモトローラ社製のＭＣ
４４６０３など、現在既存のデバイスにおいて設けられ
る。
【００３９】また、比較器１９および電圧源２０によっ
て構成されるピーク電流コントローラを検出抵抗器１８
とともに利用するフライバック変換器から定電力を供給
する原理は変更できる。スイッチモード方法を利用する
このようなフライバック・コントローラによって供給さ
れる電力は、各スイッチング・サイクル中に扱われるエ
ネルギと、スイッチング周波数との数学的な積である。
エネルギを制御する別の手段と関連する固定または可変
周波数を利用する別の方法も利用できる。
て構成されるピーク電流コントローラを検出抵抗器１８
とともに利用するフライバック変換器から定電力を供給
する原理は変更できる。スイッチモード方法を利用する
このようなフライバック・コントローラによって供給さ
れる電力は、各スイッチング・サイクル中に扱われるエ
ネルギと、スイッチング周波数との数学的な積である。
エネルギを制御する別の手段と関連する固定または可変
周波数を利用する別の方法も利用できる。
【００４０】従って、好適な実施例では、本発明はコン
セント側に位置する主電源を制御するブロックまたはデ
バイスとともに、筺体側に位置するウェークアップ・ブ
ロックに供給する独立した低電力レベルの電源を提供
し、また第１に完全なコンセント／筺体分離を施したウ
ェークアップ・ブロックに供給し、第２にコンセントか
らの分離なしに主電源の制御回路に直接供給するためセ
ットのコンセント側に電気的に配置された完全な電源を
提供することによって、主電源のディセーブル／イネー
ブルのために筺体側からコンセント側にデータ通信リン
クを設ける。
セント側に位置する主電源を制御するブロックまたはデ
バイスとともに、筺体側に位置するウェークアップ・ブ
ロックに供給する独立した低電力レベルの電源を提供
し、また第１に完全なコンセント／筺体分離を施したウ
ェークアップ・ブロックに供給し、第２にコンセントか
らの分離なしに主電源の制御回路に直接供給するためセ
ットのコンセント側に電気的に配置された完全な電源を
提供することによって、主電源のディセーブル／イネー
ブルのために筺体側からコンセント側にデータ通信リン
クを設ける。
【００４１】電源は、一定の出力電力レベルを供給する
ように作られる。出力電力は、２つの異なる出力Ｖｃお
よびＶｃｃで利用可能となる。これら２つの出力は、双
方の間で良好な電力共用を得るため互いに密に結合され
る。このことは、これらの出力のうち一方における電力
変化は、他方における利用可能な量に直接影響を及ぼす
ことを意味する。この現象は、一方の出力から他方の出
力に情報を転送し、特に上記の用途ではＶｃからＶｃｃ
に転送するために用いられる。
ように作られる。出力電力は、２つの異なる出力Ｖｃお
よびＶｃｃで利用可能となる。これら２つの出力は、双
方の間で良好な電力共用を得るため互いに密に結合され
る。このことは、これらの出力のうち一方における電力
変化は、他方における利用可能な量に直接影響を及ぼす
ことを意味する。この現象は、一方の出力から他方の出
力に情報を転送し、特に上記の用途ではＶｃからＶｃｃ
に転送するために用いられる。
【００４２】転送される情報は、ウェークアップ・ブロ
ックによって供給される「スタンドバイ命令」である。
筺体側でのこの命令の実行は、ウェークアップ・ブロッ
クの要求された電力に加えて、Ｖｃ出力上で電力を吸収
または散逸することである。この追加電力量は、Ｖｃｃ
出力側で利用可能な電力を低減する。ＶｃおよびＶｃｃ
から流される電流のシェアは、スタンドバイ・モード中
に、Ｖｃ上の電圧がウェークアップ・ブロックに名目上
供給するのに十分であり、かつ主電源のコントローラ回
路に供給するのに不十分となるように定義される。その
直接的な結果、通常供給状態のウェークアップ・ブロッ
クが完全にアクティブの際に、主電源はオフになる。ウ
ェークアップ・ブロックが「ノーマル・モード命令」を
受信すると、追加電力量の吸収を停止し、またＶｃとＶ
ｃｃとの間の正確な結合のため、Ｖｃｃ出力はより多く
の電力を受け、そのためＶｃｃ電圧は増加し始め、主電
源を再び活性化する。
ックによって供給される「スタンドバイ命令」である。
筺体側でのこの命令の実行は、ウェークアップ・ブロッ
クの要求された電力に加えて、Ｖｃ出力上で電力を吸収
または散逸することである。この追加電力量は、Ｖｃｃ
出力側で利用可能な電力を低減する。ＶｃおよびＶｃｃ
から流される電流のシェアは、スタンドバイ・モード中
に、Ｖｃ上の電圧がウェークアップ・ブロックに名目上
供給するのに十分であり、かつ主電源のコントローラ回
路に供給するのに不十分となるように定義される。その
直接的な結果、通常供給状態のウェークアップ・ブロッ
クが完全にアクティブの際に、主電源はオフになる。ウ
ェークアップ・ブロックが「ノーマル・モード命令」を
受信すると、追加電力量の吸収を停止し、またＶｃとＶ
ｃｃとの間の正確な結合のため、Ｖｃｃ出力はより多く
の電力を受け、そのためＶｃｃ電圧は増加し始め、主電
源を再び活性化する。
【図１】本発明による電源の概略図である。
【図２】ノーマル・モードおよびスタンドバイ・モード
にて供給される電力のグラフである。
にて供給される電力のグラフである。
１ 定電源ブロック ２ 主電源ブロック ３ ウェークアップ・ブロック ５ 一次巻線 ６ 第１の二次巻線 ７ 第２の二次巻線 ８ パワー・スイッチ ９ トランス・ブロック １０，１１ ダイオード １２，１３ コンデンサ １４ 抵抗器 １５，１６ ツェナ・ダイオード １７ スイッチ １８ 検出抵抗器 １９ 比較器 ２０ 電圧源 ２１ 比較器 ２２，２３ ノード ２４ ダイオード・ブリッジ ２５ バルク・コンデンサ ２６ プラグ ２７ コントローラ ２８ ウェークアップ・コントローラ・ブロック ２９ 固定周波数制御回路 ３０ 赤外線リモート制御送信機 ３１ 電圧源 ３２ 制御ブロック ３３ グランド基準電位 ３４ 分離筺体グランド ３５ 赤外線受信機
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 フランコイス・ルハーミット フランス国レビナック31530、ラセア・ラ コム・リューディット (72)発明者 オンドレ・ポーク チェコ共和国オストラバ−ポルバ、ケー・ マイスリブン2085
Claims (9)
- 【請求項１】 コンセントに接続するため動作モードと
スタンドバイ・モードとを有する電気機器用の電源であ
って、前記電源は、コンセントに接続され、定電力出力
を２つの個別の比較的低い電圧出力に生成するトランス
・ブロックと、前記トランス・ブロックの前記２つの比
較的低い電圧出力のうち第１の出力に結合され、動作モ
ード中に前記機器に給電する動作電圧を生成する動作電
源回路と、第１インピーダンスを介して前記トランス・
ブロックの前記２つの比較的低い電圧出力のうち他方の
出力に結合される受信回路であって、前記機器が動作モ
ードおよびスタンドバイ・モードのときに動作して、機
器が動作モードとスタンドバイ・モードとの間で切り換
わるべきことを示すワイヤレス信号を検出し、前記受信
回路は、前記機器がスタンドバイ・モードに入ることを
示す信号を検出した場合に、第２インピーダンスを前記
第１インピーダンスと並列な経路に切り換えるスイッチ
を含む受信機回路とによって構成され、前記第２インピ
ーダンスは、前記２つの比較的低い電圧出力のうち前記
他方の出力における電圧を低減するため前記第１インピ
ーダンスよりも低い値を有し、それにより前記受信回路
によって流される電流を増加し、前記動作電源回路で利
用可能な電力を低減することを特徴とする電源。 - 【請求項２】 前記動作電源回路は、前記２つの比較的
低い電圧出力のうち前記第１出力から供給される電圧が
所定のレベル以下に低下した場合に、前記動作電源回路
の残りをディセーブルする制御スイッチを含むことを特
徴とする請求項１記載の電源。 - 【請求項３】 前記制御スイッチは、前記２つの比較的
低い電圧出力のうち前記第１出力において供給される電
圧のレベルを検出し、かつ前記検出されたレベルに基づ
いて前記動作電源回路の少なくとも一部をイネーブルま
たはディセーブルする電圧受信機によって構成されるこ
とを特徴とする請求項２記載の電源。 - 【請求項４】 前記第２インピーダンスは、前記第１イ
ンピーダンスよりも実質的に低いことを特徴とする請求
項１記載の電源。 - 【請求項５】 前記第２インピーダンスは、ショート回
路からなることを特徴とする請求項４記載の電源。 - 【請求項６】 前記受信回路ならびに前記第１および第
２インピーダンスは、前記トランス・ブロックからガル
バーニ的に分離されることを特徴とする請求項１記載の
電源。 - 【請求項７】 前記トランス・ブロックは、コンセント
に結合する一次側および前記２つの比較的低い電圧出力
を供給する二次側を有するトランスと、前記トランスの
前記一次側に流れる電流を制御する電流コントローラと
を含むことを特徴とする請求項６記載の電源。 - 【請求項８】 前記電流コントローラは、前記トランス
の前記一次側に流れる電流を検出する電流検出器と、前
記検出された電流を表す電圧を生成する手段と、前記電
圧を基準電圧と比較する比較器と、前記比較器の出力に
応じて前記トランスの前記一次側に流れる電流を制御す
る手段とを含むことを特徴とする請求項７記載の電源。 - 【請求項９】 前記２つの比較的低い電圧出力のうち前
記第１出力において供給される電圧のレベルを検出する
電圧検出回路と、前記検出された電圧が所定のレベル以
下の場合に前記トランスの前記一次側に流れる電流を低
減する制御回路とを含む電流制御回路をさらに含んで構
成されることを特徴とする任意の上記の請求項記載の電
源。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9506901A FR2735295B1 (fr) | 1995-06-12 | 1995-06-12 | Alimentation electrique pour appareil possedant un mode de fonctionnement et un mode d'attente |
| FR9506901 | 1995-06-12 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09107678A true JPH09107678A (ja) | 1997-04-22 |
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ID=9479850
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP8173021A Pending JPH09107678A (ja) | 1995-06-12 | 1996-06-11 | 電 源 |
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| JP (1) | JPH09107678A (ja) |
| KR (1) | KR970004253A (ja) |
| FR (1) | FR2735295B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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- 1996-06-11 JP JP8173021A patent/JPH09107678A/ja active Pending
- 1996-06-11 KR KR1019960020698A patent/KR970004253A/ko not_active Application Discontinuation
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| CN100372222C (zh) * | 2003-03-28 | 2008-02-27 | 索尼株式会社 | 开关电源装置 |
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| KR970004253A (ko) | 1997-01-29 |
| FR2735295A1 (fr) | 1996-12-13 |
| EP0749199A1 (en) | 1996-12-18 |
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