JPH0910209A

JPH0910209A - 超音波計測装置

Info

Publication number: JPH0910209A
Application number: JP7161961A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Masuzawa; 裕鱒沢
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 1995-06-28
Filing date: 1995-06-28
Publication date: 1997-01-14
Anticipated expiration: 2019-06-14
Also published as: JP3538260B2

Abstract

(57)【要約】【目的】被検体内の音速分布を推定して、送波超音波
あるいは受波超音波の波形歪みを補正する被超音波計測
装置を提供する。【構成】被検体を音速が異なる二層媒質構造とみなし
た場合の境界形状曲線を複数仮定し、被検体内に複数設
けた参照点と複数の電気音響変換器との間の伝達関数を
複数の境界形状曲線の個々に対して計算し、その伝達関
数の逆伝達関数を構成して実際に得られる受信信号の特
定時間区間と時間領域あるいは周波数領域での畳み込み
演算を行って参照点での反射信号を各参照点毎に複数の
電気音響変換器との関係において推定し、推定された各
参照点での反射信号に基づいて、複数の境界形状曲線の
中から最適な曲線を選択し、得られた最適な境界形状曲
線に基づいて被検体内に複数設けた送波あるいは受波の
焦点と複数の電気音響変換器との間の逆伝達関数を求め
て送波あるいは受信信号と畳み込み信号処理を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、医用超音波診断装置等
の超音波計測装置に係わり、特に、被検体内の音速不均
一に起因する送波超音波あるいは受波超音波の波形歪み
を補正する信号処理方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、超音波診断装置の高性能化に伴い
超音波を送受信する電気音響変換器アレイの口径を比較
的大きくすることができるようになった。

【０００３】しかしながら、大口径のアレイを用いて実
際の人体を対象に撮像を行っても、個体差に応じて口径
幅の持つべき分解能が得られない場合があることが指摘
されており、そして、この分解能低下の原因は、人体の
組織が不均一であることに起因している。

【０００４】現在の超音波診断装置の多くは、人体内の
音速が殆ど水に近く一定であるという仮定のもとで受信
信号間の遅延時間差を幾何的に計算している。

【０００５】人体を構成する組織のうち、皮下脂肪組織
は音速が１４００ｍ／ｓ前後で、他の組織が１５００ｍ
／ｓ前後であるのに比べて音速が著しく遅いことが知ら
れている。

【０００６】このため、超音波の送受信でフォーカシン
グを行う場合の収差（音波の伝搬時間差）の主原因とな
ると推測されている。

【０００７】このことから、層状の脂肪層と他の均一層
との２層構造を想定し、受信信号間の相互相関演算によ
り時間差を求めて位相だけの収差補正を行う方法が、例
えば、特開昭６３−５１８４６号公報等に開示されてい
る。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】脂肪層により収差が生
じる原因が、空間的に変動する境界面での回折であると
考えると、波形は単に音速変化により伝搬時間が変化す
るだけでなく、振幅も位相も周波数成分毎に変化する。

【０００９】このような境界面での回折を経た波面の振
幅変化および周波数による変化が、音源（反射源）と受
信点の関係において極めて些少である場合に限って、前
記公報（特開昭６３−５１８４６号）に記載されている
ような位相だけによる補正が可能である。

【００１０】しかしながら、一般的にはそのような好適
な境界面だけが存在するわけではなく、そこで、回折現
象をも考慮し、周波数成分毎に変化する振幅および位相
も補正できる補正方法を開示する必要があった。

【００１１】本発明は、前記従来技術の問題点を解決す
るためになされたものであり、本発明の目的は、超音波
計測装置において、被検体内の音速分布を推定して、振
幅および位相が周波数成分毎に変化する送波超音波ある
いは受波超音波の波形歪みを補正することが可能となる
技術を提供することにある。

【００１２】本発明の前記目的並びにその他の目的及び
新規な特徴は、本明細書の記載及び添付図面によって明
らかにする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記の通りである。

【００１４】（１）複数の電気音響変換器を備え、被検
体内に超音波を送波し、反射してくるエコーを前記複数
の電気音響変換器で受信し、受信信号を信号処理して被
検体内の情報を得る超音波計測装置において、被検体を
音速が異なる二層媒質構造とみなした場合の境界形状曲
線を複数仮定し、被検体内に複数設けた参照点と前記複
数の電気音響変換器との間の伝達関数を前記複数の境界
形状曲線の個々に対して求め、さらに前記求められた伝
達関数から逆伝達関数を求める第１の手段と、前記第１
の手段により求められた逆伝達関数と、実際に得られる
特定時間区間の受波信号との、時間領域あるいは周波数
領域での畳み込み演算を行って、各参照点毎の反射信号
を前記複数の電気音響変換器との関係において推定する
推定手段と、前記推定手段により推定された各参照点で
の反射信号に基づいて、前記複数の境界形状曲線の中か
ら最適な曲線を選択する選択手段と、前記選択手段によ
り選択された最適な境界形状曲線に基づいて、被検体内
に複数設けた超音波の送波あるいは受波の焦点と前記複
数の電気音響変換器との間の逆伝達関数をそれぞれ求
め、前記それぞれ求められた逆伝達関数の中の所定の逆
伝達関数と送波信号あるいは受信信号との畳み込み信号
処理を行う信号処理手段とを具備することを特徴とす
る。

【００１５】（２）前記（１）の手段において、前記第
１の手段は、Ｆｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分
により、前記被検体内に複数設けた参照点と前記複数の
電気音響変換器との間の伝達関数を計算する手段を含む
ことを特徴とする。

【００１６】（３）前記（１）または（２）の手段にお
いて、前記選択手段は、同一の前記参照点で推定された
前記反射信号群について、全て加算した後の二乗の時間
積分値の平方根で定めるエネルギー評価関数と、個々の
二乗の時間積分値の平方根の和で前記エネルギー評価関
数を除して定める相似度評価関数を全ての前記参照点で
求め、さらに前記評価関数値群を変数とした全参照点評
価関数の最適化をもって、前記複数の境界形状曲線の中
から最適な曲線を選択する手段であることを特徴とす
る。

【００１７】（４）前記（３）の手段において、前記全
参照点評価関数は、前記相似度評価関数値の平均値から
の標準偏差とし、前記標準偏差の最小をもって最適化す
ることを特徴とする。

【００１８】（５）前記（３）または（４）の手段にお
いて、前記全参照点評価関数の変数となる参照点の被検
体内での空間密度あるいは各参照点の偏差に乗ずる重み
係数を変更可能とする手段を設けたことを特徴とする。

【００１９】（６）前記（１）ないし（５）の手段にお
いて、前記信号処理手段は、前記選択された境界形状曲
線に基づいて、被検体内に複数設けた超音波の送波ある
いは受波の焦点と前記複数の電気音響変換器との間の伝
達関数をＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分によ
りそれぞれ計算し、前記それぞれ計算された伝達関数か
ら求められるそれぞれの逆伝達関数毎に定まる量子化遅
延演算とインパルス応答係数群と、送波信号あるいは受
信信号との時間領域の畳み込み演算を行う手段であるこ
とを特徴とする。

【００２０】（７）前記（１）ないし（６）の手段にお
いて、前記第１の手段は、被検体内に設けた複数の参照
点と前記複数の電気音響変換器との間の逆伝達関数を、
前記複数の境界形状曲線の個々に対して計算した結果を
全て記憶手段に格納しておき、前記記憶手段から逆伝達
関数を順次読み出す手段であることを特徴とする。

【００２１】

【作用】複数の電気音響変換器を備え、前記複数の電気
音響変換器を被検体内に接触させて超音波を送波し、反
射してくるエコーを前記複数の電気音響変換器で受信
し、受信信号を信号処理して被検体内の情報を得る超音
波計測装置において、被検体内が脂肪層と主たる臓器層
の音速が異なる二層媒質構造とで近似できる場合が非常
に多い。

【００２２】前記（１）ないし（３）の手段によれば、
あらかじめ不明な二層の境界形状曲線を複数個仮定して
おき、被検体内に複数仮想して設けた参照点と複数の電
気音響変換器との間の伝達関数を複数の境界形状曲線の
個々に対して、例えば、Ｆｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈ
ｏｆｆ積分により計算しておく。

【００２３】Ｆｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分
式（回折式）は、音源（反射源）と受信点あるいはそれ
を逆に捉えた送波点と送波焦点間の波動の伝搬関係を周
波数に依存した形で計算することができ、層境界を挟ん
で仮に一方の点から発生したインパルス状の波動が他方
にどのように伝達されるかを近似的に推定することがで
きる。

【００２４】帯域が制限されている通常のパルスの受信
信号を伝達前の波形に戻すには、現実の被検体内の音速
分布を良好に近似している境界形状曲線からＦｒｅｓｎ
ｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分により計算した伝達関数
との周波数領域での複素除算（逆フィルタリング、デコ
ンボリューション）演算を行えばよい。

【００２５】これは、前記伝達関数の逆伝達関数との畳
み込み演算とも呼べるもので、以下「逆伝搬」と呼称す
る。

【００２６】実際に得られる受信信号の特定時間区間を
逆伝搬させ、被検体内に仮定した点（参照点）での反射
信号を各参照点毎に複数の電気音響変換器との関係にお
いて推定する。

【００２７】このとき、逆伝搬に用いる伝達関数を計算
した境界形状曲線が現実の被検体内の音速分布を良好に
近似していれば、逆伝搬後の各受信波形は互いに非常に
相似なものとなる。

【００２８】この相似の度合いを評価するため、同一の
参照点で推定された前記反射信号群について、全て加算
した後の二乗の時間積分値の平方根で定めるエネルギー
評価関数と、個々の二乗の時間積分値の平方根の和で前
記エネルギー評価関数を除して定める相似度評価関数を
用いる。

【００２９】もし、逆伝搬後の各受信波形が互いに時間
積分を行う区間内で振幅だけが異なり、波形形状が一致
した場合には相似度評価関数は１となり、一般に正の実
数である。

【００３０】また、波形形状が互いに相似であれば、加
算後のエネルギ評価関数が最大であることが最適な条件
である。

【００３１】これは、最も正しい逆伝搬が行われていれ
ば、画像内全体で最も低い受信エネルギーの損失となる
はずであるという前提による。

【００３２】あらかじめ所定の位置及び個数だけ定めら
れた全ての参照点で前記二つの評価関数値群を求め、さ
らに前記二つの評価関数値群を変数とした全参照点評価
関数の最適化をもって前記複数境界形状曲線の中から最
適な曲線を選択することができる。

【００３３】得られた最適な境界形状曲線に基づいて被
検体内に複数設けた超音波の送波あるいは受波の焦点と
複数の電気音響変換器との間の伝達関数をもとにした逆
伝達関数をそれぞれ求め、その中から所定の逆伝達関数
を選択して送波信号あるいは受信信号と畳み込み信号処
理を行うことにより、送波超音波あるいは受波超音波の
波形歪みを補正することが可能となる。

【００３４】前記（４）の手段によれば、全参照点評価
関数を前記相似度評価関数値の平均値からの標準偏差と
するので、前記標準偏差の最小をもって最適化すること
により被検体内に分布した参照点の特定領域に偏った補
正効果が出現することを防ぐことができる。

【００３５】前記（５）の手段によれば、全参照点評価
関数の変数となる参照点の被検体内での空間密度あるい
は各参照点の偏差に乗ずる重み係数を変更可能とする手
段を設けたので、本発明の層境界形状モデルだけでは実
際の被検体内の音速分布を計測領域内全体にわたって十
分に近似しえない場合に、被検体内に分布した参照点の
特定関心領域を主とした補正が行える。

【００３６】前記（６）の手段によれば、得られた最適
な境界形状曲線に基づいて被検体内に複数設けた超音波
の送波あるいは受波の焦点と複数の電気音響変換器との
間の伝達関数をＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積
分によりそれぞれ計算し、それぞれ計算された伝達関数
から求められるそれぞれの逆伝達関数毎に定まる量子化
遅延演算とインパルス応答係数群との時間領域の畳み込
み演算を行うようにしたので、逆伝搬演算に必要なイン
パルス応答係数の個数を比較的少ない時間幅にわたる畳
み込み演算で実現することができ、これにより、受信信
号毎に設けている回路の規模を有効に最適化できる。

【００３７】前記（７）の手段によれば、被検体内に複
数設けた参照点と複数の電気音響変換器との間の逆伝達
関数を複数の境界形状曲線の個々に対して計算した結果
を全て格納した記憶手段より読み出すようにしたので、
補正演算の上で最も計算回路規模および計算時間を必要
とする部分を予め準備することができるため、受信信号
を補正した結果での計測が達成されるまでの時間を著し
く減少させることができる。

【００３８】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。

【００３９】なお、実施例を説明するための全図におい
て、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り
返しの説明は省略する。

【００４０】図１１は、Ｆｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈ
ｏｆｆ回折モデルに基づいた伝達関数計算を説明するた
めの図である。

【００４１】始めに、図１１を用いて、Ｆｒｅｓｎｅｌ
−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ回折モデルに基づいた伝達関数計
算について説明する。

【００４２】被検体層は音速が異なる２つの層（Ｌ１，
Ｌ２）からなるものとする。

【００４３】図１１において、第１層（Ｌ１）は脂肪層
を表しており、その音速ｃ_rは１４００［ｍ／ｓ］前後
であり、また、第２層（Ｌ２）は肝臓等の臓器の実質層
を主として表しており、その音速ｃ_Rは１５４０［ｍ／
ｓ］前後で仮定できる。

【００４４】第２層（Ｌ２）内には、補正を行うための
参照点群８１が仮定されている。

【００４５】ここで、参照点群８１は等間隔に配列する
必要はなく、補正の目的に応じて適切に設定される。

【００４６】超音波の送受信を行うために電気音響変換
素子（１０１〜１０ｃ）は被検体に接触している。

【００４７】層境界８２上の微小境界要素ｅ、参照点
Ｔ、電気音響変換素子１０ｉの中心点を取り上げた時、
３つの空間ベクトルが計算される。

【００４８】ベクトルＲは参照点Ｔから境界要素ｅへの
変位ベクトル、ベクトルｎは微小境界要素ｅの第２層
（Ｌ２）内部へ向いた法線ベクトル、ベクトルｒは微小
境界要素ｅから電気音響変換素子１０ｉの中心への変位
ベクトルである。

【００４９】それらの成分はＲ＝（Ｒｘ、Ｒｙ）、ｒ＝
（ｒｘ、ｒｙ）、ｎ＝（ｎｘ、ｎｙ）である。

【００５０】２つの（Ｌ１，Ｌ２）の音速の差が比較的
小さいことから、第２層（Ｌ２）内の参照点Ｔから発生
し、層境界８２上に到達した波動は反射することなく全
て第１層（Ｌ１）内に伝搬されると近似する。

【００５１】波動方程式の境界積分条件を満たした形式
であるＫｉｒｃｈｈｏｆｆ積分式において、参照点Ｔと
境界との距離および電気音響変換素子１０ｉの中心と境
界の距離が波長に比べて十分大きいことを考慮して微小
項を省略すると次の良く知られたＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉ
ｒｃｈｈｏｆｆ積分式（式１）を得る。

【００５２】

【数１】

【００５３】ここで（ｒ・ｎ）、（Ｒ・ｎ）はベクトル
の内積、Ｒ、ｒの長さはそれぞれ｜Ｒ｜、｜ｒ｜、虚数
単位をｊと表記する。

【００５４】撮像を行う際の超音波パルス信号の信号帯
域上限周波数の波長よりも短かく、等しい長さの一次境
界要素で層境界８２を分割し、上式の連続関数の境界積
分を離散要素の総和に置き換えた後に各周波数に依存し
ない定数項を除くと、次の離散化式（式２）を得る。

【００５５】

【数２】

【００５６】この式により、被検体内の参照点Ｔと電気
音響変換器配列内の１つの素子１０ｉとの伝達関数関係
が角周波数ω毎に計算でき、また、この式より、超音波
パルス信号の信号帯域の全ての周波数について音速の異
なる単一の境界が存在する場合の位相と振幅の伝達関数
Ψが計算できる。

【００５７】一般に、参照点Ｔで発生した超音波パルス
が、音速が異なる境界面を経て電気音響変換素子１０ｉ
の中心点へ到達する間に波形が歪むが、層境界の形状を
モデルとして正しく推定できている場合には、伝達関数
Ψの周波数空間での逆数を逆フィルタとして用いると、
波形の歪みおよび時間遅れを正確に回復することができ
る。

【００５８】以下、本明細書では、伝達関数Ψの周波数
空間での逆数を逆フィルタとして用い、受信点の信号か
らもとの送信点の信号を計算する操作を「逆伝搬」と呼
ぶことにする。

【００５９】参照点Ｔで発生した超音波パルスを電気音
響変換素子（１０１〜１０ｃ）の個々で受信する場合、
送波源（反射源）が参照点Ｔのみであれば逆伝搬後の波
形は全て等しくなると考えられる。

【００６０】さらに、送信源（反射源）が参照点Ｔを中
心に分布している場合には、電気音響変換器配列内の各
素子から見込む送信源（反射源）の空間的分布が変化す
ることから逆伝搬後の波形は全て同一にならないが、隣
接した受信点間の相関は非常に高いものとなる。

【００６１】このような評価関数として次式（式３）に
て波形相似係数ρを定義する。

【００６２】

【数３】

【００６３】ここで、ｓ（ｔ）は、電気音響変換器配列
（１０１〜１０ｃ）内の各素子の受信波形をモデルによ
り逆伝搬させた後の波形である。

【００６４】逆伝搬が完全に正しく行われていれば、各
素子の逆伝播後の波形は完全に一致するので分母項と分
子項は完全に等しく、ρ＝１となる。

【００６５】しかし、逆伝搬のためのモデルの誤差や参
照点付近の送波源（反射源）の分布により分子項内の総
和計算段階で信号間の干渉による弱めあいが起こるた
め、常に０＜ρ＜１となる。

【００６６】また、逆伝搬後の各受信波形の総和（整相
加算）後の波形の所定の時間幅におけるエネルギも大き
くなると考えられる。

【００６７】このような評価関数として次式（式４）に
てエネルギ関数εを定義する。

【００６８】

【数４】

【００６９】波形相似係数ρは、単に波形の相似度を評
価するだけなので、合焦点の場合には送波源（反射源）
から電気音響変換器配列に到達する波のエネルギーの損
失が最小になることをエネルギ関数εにて評価すること
ができる。

【００７０】予め、直接には計測できない層境界の形状
モデルを逐次変更しながらＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈ
ｈｏｆｆ積分による伝達関数で逆伝搬を行い、各参照点
で波形相似係数ρやエネルギ関数εを合焦点評価関数と
して最適化することにより最終的に最も好適な層境界の
形状モデルを得ることができる。

【００７１】次に、このような考察に基づく、本実施例
の超音波計測装置における送波超音波あるいは受波超波
の波形歪を補正する計測方法について図１０を用いて説
明する。

【００７２】図１０は、本実施例の超音波計測装置の処
理手順を示すフローチャートである。

【００７３】補正開始（ステップ７０）後に、モデルパ
ラメタを変更する（ステップ７１０）。

【００７４】モデルパラメタとは、層境界形状を記述す
るための変数を一般的に呼称するものである。

【００７５】例えば、図１１で想定したｘ軸方向に境界
形状の曲線関数を複数の区間に分割し、各区間を２次関
数で近似する場合の各次数項の係数、フーリエ級数等の
直交関数系で展開した場合の各空間周波数に対する振幅
と位相等が考えられる。

【００７６】また、補正開始段階でモデルパラメータを
初期化するが、例えば、補正前のＢモード断層像を観察
し、脂肪層と他の組織との境界を人為的に画像から判断
してその形状をもとに各モデルパラメータ初期値を計算
してもよい。

【００７７】次に、図１１の８２に示すモデルパラメー
タに従った層境界曲線を境界要素として分割する（ステ
ップ７２０）。

【００７８】各要素は長さが等しくなるように、例え
ば、想定している層境界曲線の片端から順に分割点を決
定してゆく。

【００７９】これが終了した後、図１１の８１あるいは
Ｔに示す送波源（反射源）となる被検体内の参照点を選
択し（ステップ７３０）、受信点となる電気音響変換器
配列内の点を選択する（ステップ７４０）。

【００８０】次に、（式２）に従って伝達関数Ψ’を計
算する（ステップ７５）。

【００８１】これにより、各角周波数毎の振幅と位相の
変化が計算できるのでこれを元にした逆フィルタで受信
信号の特定時間窓区間［Ｔ１、Ｔ２］の信号を逆伝搬さ
せる（ステップ７６）。

【００８２】この時の逆フィルタは単に１／Ψ’（ω）
を用いるのではなく、雑音の存在を考慮したＷｉｅｎｅ
ｒフィルタを考慮してもよい。

【００８３】次に、ステップ７４１において、全ての受
信点について逆伝搬計算が終了するまで、前記ステップ
７４０〜ステップ７６の処理を繰り返す。

【００８４】ただし、この過程の反復処理は実現手段に
よっては並列化が可能であるのでその並列化の度合いに
よって反復回数を減少させたり、反復のない処理とする
ことができる。

【００８５】ステップ７４１において、全ての受信点の
逆伝搬計算が終了したら、前記した波形相似係数ρ、エ
ネルギ関数ε等の合焦点評価関数を計算する（ステップ
７７）。

【００８６】さらに、ステップ７３１において、空間内
参照点について合焦点評価関数計算が終了するまで、前
記ステップ７３０〜ステップ７７の処理を繰り返す。

【００８７】この反復過程についても同様に並列化によ
る処理の高速化が可能であることは言うまでもない。

【００８８】次に、ステップ７３１において、空間内参
照点について合焦点評価関数計算が終了したら、ステッ
プ７１１において、予め想定されたモデルパラメータの
組み合わせ全てについて、前記ステップ７１０〜ステッ
プ７３１の処理を繰り返す。

【００８９】ステップ７１１において、予め想定された
モデルパラメータの組み合わせ全てについて、前記ステ
ップ７１０〜ステップ７３１の処理が終了したら、モデ
ルパラメータの組み合わせ全てについて各空間内参照点
に対する合焦点評価関数計算７７の結果を用いて、どの
モデルパラメータの組み合わせが最適であったかを判定
する（ステップ７８）。

【００９０】この判定を行う評価関数としては、各空間
内参照点の波形相似係数ρの総和あるいはエネルギ関数
εの総和をとり、それが最大となる条件を選択する方法
等が上げられる。

【００９１】前記ステップ７８で最適な境界形状曲線が
選択されると、その最適な境界形状曲線に基づいて、被
検体内に複数設けた超音波の送波あるいは受波の焦点と
前記複数の電気音響変換器との間の伝達関数をそれぞれ
計算し、さらにその伝達関数もとにしてその逆伝達関数
をそれぞれ求め、前記求めたそれぞれに逆伝達関数の中
から、実際の超音波の送波あるいは受波の焦点に対応す
る逆伝達関数を選択し、その逆伝達関数と受信信号との
畳み込み信号処理を行う。

【００９２】ここで、実際の超音波の送波あるいは受波
の焦点が、前記被検体内に複数設けた超音波の送波ある
いは受波の焦点と一致しない場合には、隣接する前記被
検体内に複数設けた超音波の送波あるいは受波の焦点に
対応する逆伝達関数を使用する。

【００９３】本発明の一実施例である超音波計測装置に
ついて、図１から図６を用いて説明する。

【００９４】図１は、本発明の一実施例である超音波計
測装置の概略構成を示すブロック図である。

【００９５】図１に示す超音波計測装置において、電気
音響変換器（１０１，１０２〜１０ｃ）は、送受波分離
回路（１１１，１１２〜１１ｃ）に接続され、送受波分
離回路（１１１，１１２〜１１ｃ）には、受信回路（１
３１，１３２〜１３ｃ）および送波回路１２が接続され
る。

【００９６】受信回路（１３１，１３２〜１３ｃ）は、
送受波分離回路（１１１，１１２〜１１ｃ）からの入力
を時間に応じて増幅し、アナログ−ディジタル変換器
（１４１，１４２〜１４ｃ）へ出力する。

【００９７】アナログ−ディジタル変換器（１４１，１
４２〜１４ｃ）の出力（ディジタル信号出力）は、逆フ
ィルタ演算回路３および逆伝搬回路（１５１，１５２〜
１５ｃ）の入力となる。

【００９８】逆伝搬回路（１５１，１５２〜１５ｃ）
は、受信信号の逆伝搬処理を続く記憶回路（１６１ｉ，
１６２ｉ〜１６ｃｉ，１６１ｑ，１６２ｑ〜１６ｃｑ）
と相補的に行う。

【００９９】記憶回路（１６１ｉ，１６２ｉ〜１６ｃ
ｉ）からの出力が加算器１７１で加算されて実部成分同
士の加算出力１８ｉが得られ、記憶回路（１６ｑｉ，１
６２ｑ〜１６ｃｑ）からの出力が加算器１７２にて加算
されて虚部成分同士の加算出力１８ｑが得られる。

【０１００】信号成分（１８ｉ，１８ｑ）は、図示しな
い引き続くＢモード像やドプラ計測のための信号処理回
路への入力となる。

【０１０１】境界モデル発生回路１により、Ｆｒｅｓｎ
ｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分のための境界要素パラメ
ータがＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分回路２
に出力される。

【０１０２】境界要素パラメータとは、前記した空間内
参照点から境界要素へのベクトルＲと境界要素の法線ベ
クトル、境界要素から受信点へのベクトルｒである。

【０１０３】これらの値が所定の数の組だけ並列にＦｒ
ｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分回路２へ出力され
る。

【０１０４】Ｆｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分
回路２は、逆伝搬計算に必要な角周波数精度から必要に
なる並列度をもって各周波数毎の伝達関数値を複素成分
毎に逆フィルタ演算回路３へ出力する。

【０１０５】逆フィルタ演算回路３は、アナログ−ディ
ジタル変換器（１４１，１４２〜１４ｃ）の出力を高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）した結果とＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋ
ｉｒｃｈｈｏｆｆ積分回路２の出力から得られる周波数
領域での伝達関数の逆数との複素乗算を行うことにより
逆伝搬（逆フィルタによる畳み込み）を行う。

【０１０６】各周波数ごとの演算結果は評価関数回路７
の入力となり、評価関数回路７の出力（ＥＶＯＵＴ）
は、再び境界モデル発生回路１への指令となる。

【０１０７】評価関数回路７は、逆伝搬演算結果を評価
し、新たなモデルパラメータ条件での逆伝搬演算の反復
続行および最適モデルパラメータ条件の指定を行う。

【０１０８】最適モデルパラメータが評価関数回路７に
より指定されると、そのモデルに基づいて空間内の各焦
点と受信点の組に対する伝達関数が、再び境界モデル発
生回路１とＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分回
路２により計算され、逆フィルタ演算回路３内の分岐を
経て接続されたインパルス応答発生回路４の入力とな
る。

【０１０９】インパルス応答発生回路４は、各受信信号
毎に与える逆伝搬回路（１５１，１５２〜１５ｃ）への
出力群ＣＩを有する。

【０１１０】これらは、逆伝搬回路（１５１，１５２〜
１５ｃ）内部で各受信信号と畳み込むべき長さｄの有限
長インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの係数群である。

【０１１１】インパルス応答発生回路４は逆フィルタ演
算回路３の出力に基づいて逆フィルタのインパルス応答
を、有限の時間長で精度よく実現するのに好適な量子化
遅延と、同時に相補的に定まるインパルス応答係数群に
分離する。

【０１１２】これは逆フィルタのインパルス応答でその
係数値の大きな時間区間を検出し、その区間の群遅延か
ら量子化遅延出力６を決定し、元の逆フィルタのインパ
ルス応答から量子化遅延の位相回転分を除くこと等で実
現する。

【０１１３】量子化遅延出力６を入力として遅延制御回
路５は受信信号の読み出し番地ＡＤを記憶回路（１６１
ｉ，１６２ｉ〜１６ｃｉ，１６１ｑ，１６２ｑ〜１６ｃ
ｑ）に対して指定する。

【０１１４】記憶回路（１６１ｉ，１６２ｉ〜１６ｃ
ｉ，１６１ｑ，１６２ｑ〜１６ｃｑ）は、逆伝搬回路
（１５１，１５２〜１５ｃ）の出力を順次記憶し、遅延
制御回路５の指令する読み出し番地ＡＤに従った出力を
行う。

【０１１５】記憶回路（１６１ｉ，１６２ｉ〜１６ｃ
ｉ，１６１ｑ，１６２ｑ〜１６ｃｑ）は、書き込みと読
み出しが同時に並列して実現できるデュアル・ポート・
ラム（Ｄｕａｌ−ＰｏｒｔＲＡＭ）等で構成し、書き
込みを行う番地と読み出しを行う番地を異なるものにす
ることにより遅延を実現する。

【０１１６】また、逆フィルタのインパルス応答を超音
波の送波の焦点に関しても適用することができるよう、
インパルス応答発生回路４は送波回路１２への出力８を
も備える。

【０１１７】送波回路１２は、送波焦点に対して計算さ
れたインパルス応答データ出力８をディジタル−アナロ
グ変換し、送受分離回路群１１を経て電気音響変換器
（１０１，１０２〜１０ｃ）の駆動信号とする。

【０１１８】初めに、被検体内の音速を一定と仮定した
超音波の送波を行って、受信信号より補正すべきインパ
ルス応答データ出力８を得て補正された超音波の送波を
行う。

【０１１９】補正された超音波の送波に基づく受信信号
にしたがって再びモデルパラメータの最適化を行い、イ
ンパルス応答データ出力をより精度の高いものとする。

【０１２０】適切な反復回数でモデルパラメータの最適
化を終了し、最適化された最終的なインパルス応答発生
回路４の出力（ＣＩ、６、８）をもって補正後の整相加
算信号（１８ｉ，１８ｑ）を得る。

【０１２１】図２は、図１に示す境界モデル発生回路１
の概略構成を示すブロック図である。

【０１２２】図２に示す境界モデル発生回路１におい
て、制御回路２０は、内蔵された制御プログラム２１に
したがって境界モデルパラメータを発生し、得られた境
界曲線をｓ個の要素に分割する。

【０１２３】それぞれの要素と予め設定された空間内参
照点と受信点の間の空間ベクトルＲ、ｒおよび要素の法
線ベクトルｎを計算し、記憶回路群（２３１，２３２〜
２３ｓ）に結果を保持させる。

【０１２４】記憶回路群（２３１，２３２〜２３ｓ）の
個々は図示しない並列に読み出し可能な６個の記憶回路
からなる。

【０１２５】書き込み許可指令（ＷＥＮ）、読み出し許
可指令（ＲＥＮ）、アドレス信号（ＲＷＡＤ）は、記憶
回路群（２３１，２３２〜２３ｓ）間およびそれを構成
する個々の記憶回路に共通である。

【０１２６】これらの個々の記憶回路に格納するデータ
は、予め全て制御回路２０が演算により発生し、補正開
始の初期段階でデータバスセレクタ２２のバス選択を介
して書き込まれる。

【０１２７】逆伝搬演算に従った処理を開始すると、記
憶回路群（２３１，２３２〜２３ｓ）のそれぞれがベク
トルＲ、ｒ、ｎの成分（ｎｘ１，ｎｙ１，ｒｘ１，ｒｙ
１，Ｒｘ１，Ｒｙ１）、（ｎｘ２，ｎｙ２，ｒｘ２，ｒ
ｙ２，Ｒｘ２，Ｒｙ２）〜（ｎｘｓ，ｎｙｓ，ｒｘｓ，
ｒｙｓ，Ｒｘｓ，Ｒｙｓ）を共通のアドレス信号に従っ
て同時出力する。

【０１２８】同時出力されたデータは一旦ラッチ回路群
２４にて保持された後、Ｆｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈ
ｏｆｆ積分回路２に出力される。

【０１２９】これらの動作は全て図示しないクロック信
号に同期して行われる。

【０１３０】図３は、図１に示すＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉ
ｒｃｈｈｏｆｆ積分回路２の概略構成を示すブロック図
である。

【０１３１】図３において、周波数独立係数計算部（３
１１，３１２〜３１ｓ）は、境界モデル発生回路１の出
力（ｎｘ１，ｎｙ１，ｒｘ１，ｒｙ１，Ｒｘ１，Ｒｙ
１）、（ｎｘ２，ｎｙ２，ｒｘ２，ｒｙ２，Ｒｘ２，Ｒ
ｙ２）〜（ｎｘｓ，ｎｙｓ，ｒｘｓ，ｒｙｓ，Ｒｘｓ，
Ｒｙｓ）に従って振幅係数ａｉおよび遅延τｉを計算す
る。

【０１３２】これらは（式２）の周波数に依存しない部
分の係数であり、以下の（式５）および（式６）に従っ
て計算される。

【０１３３】

【数５】

【０１３４】

【数６】

【０１３５】ｉ＝１〜ｓの係数の組（ａｉ、τｉ）それ
ぞれに対して角周波数（ω１，ω２〜ωｕ）に応じた成
分の計算を次式（式７）に従って計算する。

【０１３６】

【数７】

【０１３７】図３に示す回路構成では、周波数依存計算
部（３２１，３２２〜３２ｓ）と角周波数ω毎の実部Ｓ
ｉｋと虚部の信号Ｓｑｋを、加算器（３３１ｉ，３３２
ｉ〜３３ｕｉ）および加算器（３３１ｑ、３３２ｑ〜３
３ｕｑ）の並列同時加算で実現する。

【０１３８】ただし、（３３１ｉ，３３２ｉ〜３３ｕ
ｉ）の添え字ｉは実部を、（３３１ｑ、３３２ｑ〜３３
ｕｑ）の添え字ｑは虚部を意味する。

【０１３９】図４は、図１に示す逆フィルタ演算回路
３、インパルス応答発生回路４の概略構成と、評価関数
回路７との接続関係を示すブロック図である。

【０１４０】図４に示す逆フィルタ演算回路３におい
て、図１に示すアナログ−ディジタル変換器（１４１，
１４２〜１４ｃ）の出力４１１が波形バッファ４１２に
同時に格納される。

【０１４１】波形バッファ４１２は、時系列の受信信号
を同時並列出力としてＦＦＴ演算器４１３に出力する。

【０１４２】ＦＦＴ演算器４１３の並列複素出力（Ｗ
１，Ｗ２〜Ｗｕ）とＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆ
ｆ積分回路２からの入力群（Ｓｉ１，Ｓｑ１）、（Ｓｉ
２，Ｓｑ２）〜（Ｓｉｕ、Ｓｑｕ）は複素除算器（４１
４１，４１４２〜４１４ｕ）の入力となる。

【０１４３】複素除算器（４１４１，４１４２〜４１４
ｕ）は、整数ｋ＝１〜ｕ、ｊを虚数単位、Ｗｋ＝Ｗｉｋ
＋ｊＷｑｋとして｛（Ｓｉｋ）＋ｊ（Ｓｑｋ）｝／（Ｗ
ｉｋ＋ｊＷｑｋ）を計算し、ｕ個の並列複素出力を評価
関数回路７の入力とする。

【０１４４】境界モデルの最適化が完了した後、補正さ
れた整相を実現するためにＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈ
ｈｏｆｆ積分回路２からの入力群（Ｓｉ１，Ｓｑ１）、
（Ｓｉ２，Ｓｑ２）〜（Ｓｉｕ、Ｓｑｕ）は、インパル
ス応答発生回路４内の逆ＦＦＴ回路４２１への入力とな
り、また、逆ＦＦＴ回路４２１は時間窓最適化回路４２
２の入力となる。

【０１４５】逆ＦＦＴ回路４２１は、虚部成分の符号を
反転したものを入力とするＦＦＴ回路で構成し、その出
力は時間窓最適化回路４２２内の記憶回路４２３に格納
される。

【０１４６】格納された時間領域のインパルス応答は出
力８を経て図１の送波回路１２へ出力される。

【０１４７】また、逆ＦＦＴを行う前のインパルス応答
も逆ＦＦＴ回路４２１内の図示しない分岐出力によって
記憶回路４２３に格納される。

【０１４８】ここで、逆ＦＦＴで得られた時間領域のイ
ンパルス応答を元に、有限の時間長で精度よく実現する
のに好適な量子化遅延と、同時に相補的に定まるインパ
ルス応答係数群に分離する処理を時間窓最適化回路４２
２内で行う。

【０１４９】この処理は、予め決められた時間幅（デー
タ点数）に渡って時間窓内のインパルス応答係数の２乗
和を求める操作を各インパルス応答の始点から終点まで
移動しながら求める操作を行い、最大値を与えた時間窓
位置を元に量子化遅延出力６を決定する。

【０１５０】次に、元のインパルス応答から量子化遅延
に相当する位相回転を除く演算を周波数領域で行った結
果を再び逆ＦＦＴ回路４２１内を経て、インパルス応答
係数群ＣＩ（ＣＩ１〜ＣＩｃ）として逆伝搬回路（１５
１，１５２〜１５ｃ）へ出力する。

【０１５１】図５は、図３に示す周波数独立係数計算部
（３１１，３１２〜３１ｓ）の概略構成を示すブロック
図である。

【０１５２】図５に示す周波数独立係数計算部では、境
界要素毎の入力（ｒｘｉ，ｒｙｉ，Ｒｘｉ，Ｒｙｉ，ｎ
ｘｉ，ｎｙｉ）、出力（ａｉ）および出力（τｉ）の他
に、他図には図示されず、境界要素共通の入力としてモ
デル上の各層に仮定する音速の逆数（１／ｃ_r、１／
ｃ_R）が入力される。

【０１５３】係数（ａｉ）と係数（τｉ）は、前記（式
５）、（式６）に基づいて出力される。

【０１５４】入力（ｒｘｉ，ｒｙｉ，Ｒｘｉ，Ｒｙｉ）
は、それぞれ乗算器（５００，５０１，５０２，５０
３）で２乗され、ｒ、Ｒに関する２乗和は加算器（５１
０，５１１）で計算される。

【０１５５】２乗和は平方根逆数演算器（５１２，５１
３）の入力となり、１／｜ｒ｜、１／｜Ｒ｜が計算され
る。

【０１５６】遅延回路（５１４，５１５，５１６，５１
７）は乗算器（５２０，５２１，５２２，５２３）にそ
れぞれ（ｒｘｉ，ｒｙｉ，Ｒｘｉ，Ｒｙｉ）を遅延出力
し、平方根逆数演算器（５１２，５１３）の出力と同期
する。

【０１５７】乗算器（５２０，５２１，５２２，５２
３）は、（ｒｘｉ／｜ｒ｜，ｒｙｉ／｜ｒ｜，Ｒｘｉ／
｜Ｒ｜，Ｒｙｉ／｜Ｒ｜）を出力し、加算器（５２４、
５２５）は（ｒｘｉ／｜ｒ｜＋Ｒｘｉ／｜Ｒ｜）、（ｒ
ｙｉ／｜ｒ｜＋Ｒｙｉ／｜Ｒ｜）を出力する。

【０１５８】乗算器（５３２，５３３）は加算器（５２
４、５２５）の出力と入力ｎｘｉ、ｎｙｉが遅延回路
（５３０，５３１）で同期するように遅延した結果とを
乗算し、加算器（５３４の出力によって（ｒｘｉ／｜ｒ
｜＋Ｒｘｉ／｜Ｒ｜）ｎｘｉ＋（ｒｙｉ／｜ｒ｜＋Ｒｙ
ｉ／｜Ｒ｜）ｎｙｉを得る。

【０１５９】この出力に、平方根逆数演算器（５１２，
５１３）の出力が遅延回路（５４０，５４１）で同期す
るように遅延し、対数演算器（５７０，５７１）を経た
結果を順次乗算器（５４２，５４３）で乗じた結果、
（式５）による係数ａｉを得る。

【０１６０】平方根逆数演算器（５１２，５１３）の出
力は逆数演算器（５６０，５６１）を経て乗算器（５５
０，５５１）で音速の逆数１／ｃ_r、１／ｃ_Rとの乗算が
行われ、それらの出力を加算器５５２で加算した結果と
して、（｜ｒ｜／ｃ_r＋｜Ｒ｜／ｃ_R）を得る。

【０１６１】さらに出力ａｉと同期するための遅延回路
５５３を経て出力τｉを得る。

【０１６２】図６は、図３に示す周波数依存計算部（３
２１，３２２〜３２ｓ）の概略構成を示すブロック図で
ある。

【０１６３】予め図示しない制御回路により発生された
角周波数信号群（ω１，ω２〜ωｕ）は全ての周波数依
存計算部（３２１，３２２〜３２ｓ）の共通の入力とな
り、乗算器（６１１，６１２〜６１ｕ）の入力となる。

【０１６４】これらの乗算器出力は正弦−余弦回路群６
３にて並列に正弦関数値および余弦関数値を発生する。

【０１６５】入力ａｉは角周波数信号群（ω１，ω２〜
ωｕ）のそれぞれと乗算器（６２１，６２２〜６２ｕ）
で乗算が行われ、遅延回路（６５１，６５２〜６５ｕ）
で正弦−余弦回路群６３の出力と同期し、乗算器群６４
にて各角周波数毎に乗算が行われる。

【０１６６】乗算の結果、実部出力群（Ｉｉ１，Ｉｉ２
〜Ｉｉｕ）、虚部出力群（Ｑｉ１，Ｑｉ２〜Ｑｉｕ）を
得る。

【０１６７】図７は、図１に示す評価関数回路７の概略
構成を示すブロックである。

【０１６８】まず、（式３）および（式４）で定義され
た評価関数を離散信号値に対する表現とし、かつ、Ｐａ
ｒｓｅｖａｌの式から周波数空間での演算に置き換えて
離散周波数毎の積算演算とすると、次式の評価関数ρ’
およびε’を得る。

【０１６９】

【数８】

【０１７０】

【数９】

【０１７１】これらの計算式に従った評価関数演算の構
成を以下に説明する。

【０１７２】逆フィルタ演算回路３の各周波数ごとの演
算出力は評価関数回路７の入力群（ＥＣＶ）となる。

【０１７３】図示した入力群（ＥＣＶ）の各信号は並列
した複素一対の信号であり、図７においては、単一の信
号線で記してある。

【０１７４】評価関数回路７は、加算後二乗和平方根演
算部９７と二乗和後平方根加算演算部９８、制御回路９
９から構成されている。

【０１７５】入力群（ＥＣＶ）は、分岐して加算後二乗
和平方根演算部９７と二乗和後平方根加算演算部９８の
並列した入力となっている。

【０１７６】加算後二乗和平方根演算部９７において順
次異なる電気音響変換器に対応した受信信号が逆フィル
タ演算回路３より複素加算器（９１１，９１２〜９１
ｕ）に入力される。

【０１７７】これらは信号の実部、虚部ごとに累加レジ
スタ（９２１１，９２１２〜９２１ｕ）に独立に累加さ
れる。

【０１７８】全ての電気音響変換器についての累加が完
了すると、二乗演算回路（９３１１，９３１２〜９３１
ｕ）の入力となり、二乗演算結果は並列加算器９５１で
加算を行った後に平方根演算回路９４１を経て記憶回路
９６１に格納される。

【０１７９】これらの動作は図示しない制御回路９９の
指令により行われる。

【０１８０】二乗和後平方根加算演算部９８において
は、順次異なる電気音響変換器に対応した受信信号が逆
フィルタ演算回路３より二乗演算回路（９３２１，９３
２２〜９３２ｕ）に入力される。

【０１８１】これらは並列加算器９５２で加算を行った
後に平方根演算回路９４２を経て加算器９２３と累加レ
ジスタ９２２で累加される。

【０１８２】全ての電気音響変換器についての累加が完
了すると、記憶回路９６２に格納される。

【０１８３】これらの回路により記憶回路（９６１，９
６２）に格納された結果を制御回路９９が読みだし、相
似度評価関数及びエネルギー評価関数を演算する。

【０１８４】これらの演算結果は再び記憶回路（９６
１，９６２）に格納される。

【０１８５】全参照点の評価関数を全ての境界形状パラ
メータの組み合わせについて終了するまで、各評価関数
の演算と結果の格納は反復される。

【０１８６】反復が終了すると全参照点評価関数の最適
化をもって最適な境界形状パラメータの組み合わせを選
択する。

【０１８７】本実施例の超音波計測装置では、以下のよ
うにして、全参照点評価関数の最適化により最適な境界
形状パラメータの組み合わせを選択した。

【０１８８】まず、被検体内の計測領域全体にわたり、
偏りの少ない最適化を行う場合には、全ての参照点につ
いて求めた相似度評価関数の平均値からの標準偏差を境
界形状パラメータの組み合わせ毎に求め最も小さかった
ものから所定の数だけ抽出する。

【０１８９】つぎにこの中からさらにエネルギー評価関
数が最大であったものを最適な境界形状パラメータの組
み合わせとして選択した。

【０１９０】ただし、被検体内に設定した参照点の総数
が小さく、空間的な密度が低い場合には前記標準偏差の
最小だけで最適化した。

【０１９１】また、最適化した結果による計測の補正結
果が不十分であるときは、図示しない計測領域内の特定
小領域の境界の座標を操作者が、限定する図示しない入
力手段により該特定小領域内の参照点での相似度評価関
数の偏差に１以上の重みを乗じて付けた。

【０１９２】即ち、該特定小領域内の相似度の偏差が全
参照点の標準偏差に与える影響を大きくして、関心領域
である該特定小領域内の合焦点評価を優先させた。

【０１９３】前記操作者が限定する図示しない入力手段
は、補正しない計測像（Ｂモード像等）の上に、トラッ
クボールに連動したカーソルで対角点の座標を指定さ
せ、矩形の領域決定する機構で実現した。

【０１９４】これらの動作は全て制御回路９９内のプロ
グラム９９１および図示されない指令信号により実現さ
れる。

【０１９５】図８は、図１に示す逆伝搬回路（１５１〜
１５ｃ）の概略構成を示すブロック図である。

【０１９６】図８において、入力ｖは受信信号のディジ
タル入力である。

【０１９７】前記受信信号のディジタル入力は、シフト
レジスタ１００１に時系列順に順次保持されており、保
持される信号長はｄである。

【０１９８】他の入力として図４の時間窓最適化回路４
２２から出力される係数群（ＣＩ１〜ＣＩｃ）のうちの
一群である１係数群（ＣＩｆ）があり、１係数群（ＣＩ
ｆ）もまた、総数ｄの並列ディジタル入力である。

【０１９９】シフトレジスタ１００１の出力と１係数群
（ＣＩｆ）は乗算器群（１００２１，１００２２〜１０
０２ｄ）で同時に乗算され、並列加算器１００３で加算
される。

【０２００】加算結果は、搬送波周波数ωｓを有する余
弦信号発生回路１００５と正弦信号発生回路１００６に
よって乗算器（１００４１，１００４２）にて直交検波
のための周波数移動処理が行われる。

【０２０１】周波数移動を行った後の信号は倍周波数帯
を除去するためにディジタル低周波通過フィルタ（１０
０７１，１００７２）を経て直交出力（１００８ｉ、１
００８ｑ）となる。

【０２０２】なお、ディジタル低周波通過フィルタ（１
００７１，１００７２）は逆伝搬回路（１５１〜１５
ｃ）内に個々に設けるのではなく、図１の最終加算出力
（１８ｉ，１８ｑ）の後にそれぞれ設けた構成にしても
よい。

【０２０３】また、余弦信号発生回路１００５と正弦信
号発生回路１００６の出力が共通に有する位相は逆伝搬
回路（１５１〜１５ｃ）毎に異なってもよいし、同期し
てもよい。

【０２０４】但し、同期した場合には受信焦点位置での
搬送波の位相との差を補償する図示しない手段を設け
る。

【０２０５】図９は、図１に示す境界モデル発生回路１
およびＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分回路２
の他の回路構成を示すブロック図である。

【０２０６】図９に示す境界モデル発生回路１およびＦ
ｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分回路２は、予め
発生させる境界モデルと参照点群、受信点群全てに対応
して計算しておいた逆伝達関数の周波数応答を記憶手段
から読みだして出力する回路である。

【０２０７】制御回路１１０１は、内蔵された制御プロ
グラム１１０１１に従って異なる境界モデルパラメータ
に対応した参照点と受信点の間の逆伝達関数のインパル
ス応答を読み出すためのアドレスＲＡＤを発生させる。

【０２０８】読みだし専用の光ディスクをデータの記憶
装置として用いるＣＤ−ＲＯＭ駆動回路（１１０２１，
１１０２２〜１１０２ｕ）は、このアドレスＲＡＤと読
みだし許可ＲＥＮに従って、内蔵のＣＤ−ＲＯＭからシ
リアルにデータを読み出して、直列−並列変換回路（１
１０３１，１１０３２〜１１０３ｕ）へ出力する。

【０２０９】直列−並列変換回路（１１０３１，１１０
３２〜１１０３ｕ）は、読みだされたデータの読み込み
と書き込みが同時に可能なデータバッファを内蔵し、実
部と虚部の両者のデータを並列出力する。

【０２１０】これらの出力は、図４に示す入力（Ｓｉ
１，Ｓｑ１）、（Ｓｉ２，Ｓｑ２）〜（Ｓｉｕ、Ｓｑ
ｕ）となる。

【０２１１】この構成により、境界モデル毎に発生する
極めて多い境界要素の座標情報の計算を並列回路で構成
する必要が無くなるため装置構成の著しい簡略化を実現
できる。

【０２１２】なお、本実施例では、最適な境界形状曲線
に基づいて、被検体内に複数設けた超音波の送波あるい
は受波の焦点と複数の電気音響変換器との間の伝達関数
をもとにした逆伝達関数をそれぞれ求め、その中から所
定の逆伝達関数を選択して受信信号と畳み込み信号処理
を行うことにより、受波超音波の波形歪みを補正する場
合について説明したが、最適な境界形状曲線に基づい
て、被検体内に複数設けた超音波の送波あるいは受波の
焦点と複数の電気音響変換器との間の伝達関数をもとに
した逆伝達関数をそれぞれ求め、その中から所定の逆伝
達関数を選択して送波信号と畳み込み信号処理を行うこ
とにより、送波超音波の波形歪みを補正することも可能
である。

【０２１３】また、本実施例では音速分布モデルを２次
元のモデルで構成していたが、実際の音場は３次元であ
る。

【０２１４】したがってモデルを３次元で構成してもよ
く、その場合は３次元のＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈ
ｏｆｆ積分式

【０２１５】

【数１０】

【０２１６】に従った、モデルパラメータの設定、参照
点の設定、伝達関数計算に基づいて推定を行うことがで
きることはいうまでもない。

【０２１７】以上、本発明を実施例に基づき具体的に説
明したが、本発明は、前記実施例に限定されるものでは
なく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更し得ること
は言うまでもない。

【０２１８】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。

【０２１９】（１）本発明によれば、予め仮定した複数
の境界形状曲線から得られた最適な境界形状曲線に基づ
いて、被検体内に複数設けた超音波の送波あるいは受波
の焦点と複数の電気音響変換器との間の伝達関数をもと
にした逆伝達関数をそれぞれ求め、その中から所定の逆
伝達関数を選択して送波信号あるいは受信信号と畳み込
み信号処理を行うことにより、送波超音波あるいは受波
超音波の、被検体内の音速不均一により起因する波形歪
みを補正することが可能となる。

【０２２０】（２）本発明の超音波計測装置を、医療用
超音波診断装置に適用することにより、人体の腹部など
を中心としてコントラスト分解能が向上するので、Ｂモ
ード像やドプラ像の診断の精度を向上させることが可能
となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例である超音波計測装置の概略
構成を示すブロック図である。

【図２】図１に示す境界モデル発生回路１の概略構成を
示すブロック図である。

【図３】図１に示すＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆ
ｆ積分回路の概略構成を示すブロック図である。

【図４】図１に示す逆フィルタ演算回路、インパルス応
答発生回路の概略構成と、評価関数回路との接続関係を
示すブロック図である。

【図５】図３に示す周波数独立係数計算部の概略構成を
示すブロック図である。

【図６】図３に示す周波数依存計算部の概略構成を示す
ブロック図である。

【図７】図１に示す評価関数回路の概略構成を示すブロ
ックである。

【図８】図１に示す逆伝搬回路の概略構成を示すブロッ
ク図である。

【図９】図１に示す境界モデル発生回路およびＦｒｅｓ
ｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ積分回路の他の回路構成を
示すブロック図である。

【図１０】本実施例の超音波計測装置の処理手順を示す
フローチャートである。

【図１１】Ｆｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ回折モ
デルに基づいた伝達関数計算を説明するための図であ
る。

【符号の説明】

１…境界モデル発生回路、２…Ｆｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒ
ｃｈｈｏｆｆ積分回路、３…逆フィルタ演算回路、４…
インパルス応答発生回路、５…遅延制御回路、６…量子
化遅延出力、７…評価関数回路、８…インパルス応答デ
ータ出力、１２…送波回路、１８ｉ…実部成分加算出
力、１８ｑ…虚部成分加算出力、２０，９９，１１０１
…制御回路、２１，１１０１１…制御プログラム、２２
…データバスセレクタ、２４…ラッチ回路群、６３…正
弦−余弦回路群、６４…乗算器群、８１，Ｔ…参照点、
８２…層境界、９７…加算後二乗和平方根演算部、９８
…二乗和後平方根加算演算部、１０１〜１０ｃ…電気音
響変換素子、１１１，１１２〜１１ｃ…送受波分離回
路、１３１，１３２〜１３ｃ…受信回路、１４１，１４
２〜１４ｃ…アナログ−ディジタル変換器、１５１，１
５２〜１５ｃ…逆伝搬回路、１６１ｉ，１６２ｉ〜１６
ｃｉ，１６１ｑ，１６２ｑ〜１６ｃｑ，４２３，９６
１，９６２…記憶回路、１７１，１７２，３３１ｉ，３
３２ｉ〜３３ｕｉ，３３１ｑ，３３２ｑ〜３３ｕｑ，５
１０，５１１，５２４，５２５，５３４，５５２，９２
３…加算器、２３１，２３２〜２３ｓ…記憶回路群、３
１１，３１２〜３１ｓ…周波数独立係数計算部、３２
１，３２２〜３２ｓ…周波数依存計算部、４１２…波形
バッファ、４１３…ＦＦＴ演算器、４１４１，４１４２
〜４１４ｕ…複素除算器、４２１…逆ＦＦＴ回路、４２
２…時間窓最適化回路、５００〜５０３，５２０〜５２
３，５３２，５３３，５４２，５４３，５５０，５５
１，６１１，６１２〜６１ｕ，６２１，６２２〜６２
ｕ，１００２１，１００２２〜１００２ｄ，１００４
１，１００４２…乗算器、５１２，５１３…平方根逆数
演算器、５１４〜５１７，５３０，５３１，５４０，５
４１，５５３，６５１，６５２〜６５ｕ…遅延回路、５
７０，５７１…対数演算器、５６０，５６１…逆数演算
器、９１１，９１２〜９１ｕ…複素加算器、９２２，９
２１１，９２１２〜９２１ｕ…累加レジスタ、９３１
１，９３１２〜９３１ｕ，９３２１，９３２２〜９３２
ｕ…二乗演算回路、９５１，９５２，１００３…並列加
算器、９４１，９４２…平方根演算回路、１００１…シ
フトレジスタ、１００５…余弦信号発生回路、１００６
…正弦信号発生回路、１００７１，１００７２…ディジ
タル低周波通過フィルタ、１１０２１，１１０２２〜１
１０２ｕ…ＣＤ−ＲＯＭ駆動回路、１１０３１，１１０
３２〜１１０３ｕ…直列−並列変換回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の電気音響変換器を備え、被検体内
に超音波を送波し、反射してくるエコーを前記複数の電
気音響変換器で受信し、受信信号を信号処理して被検体
内の情報を得る超音波計測装置において、被検体を音速
が異なる二層媒質構造とみなした場合の境界形状曲線を
複数仮定し、被検体内に複数設けた参照点と前記複数の
電気音響変換器との間の伝達関数を前記複数の境界形状
曲線の個々に対して求め、さらに前記求められた伝達関
数から逆伝達関数を求める第１の手段と、前記第１の手
段により求められた逆伝達関数と、実際に得られる特定
時間区間の受波信号との、時間領域あるいは周波数領域
での畳み込み演算を行って、各参照点毎の反射信号を前
記複数の電気音響変換器との関係において推定する推定
手段と、前記推定手段により推定された各参照点での反
射信号に基づいて、前記複数の境界形状曲線の中から最
適な曲線を選択する選択手段と、前記選択手段により選
択された最適な境界形状曲線に基づいて、被検体内に複
数設けた超音波の送波あるいは受波の焦点と前記複数の
電気音響変換器との間の逆伝達関数をそれぞれ求め、前
記それぞれ求められた逆伝達関数の中の所定の逆伝達関
数と送波信号あるいは受信信号との畳み込み信号処理を
行う信号処理手段とを具備することを特徴とする超音波
計測装置。
【請求項２】前記第１の手段は、Ｆｒｅｓｎｅｌ−Ｋ
ｉｒｃｈｈｏｆｆ積分により、前記被検体内に複数設け
た参照点と前記複数の電気音響変換器との間の伝達関数
を計算する手段を含むことを特徴とする請求項１に記載
された超音波計測装置。
【請求項３】前記選択手段は、同一の前記参照点で推
定された前記反射信号群について、全て加算した後の二
乗の時間積分値の平方根で定めるエネルギー評価関数
と、個々の二乗の時間積分値の平方根の和で前記エネル
ギー評価関数を除して定める相似度評価関数を全ての前
記参照点で求め、さらに前記評価関数値群を変数とした
全参照点評価関数の最適化をもって、前記複数の境界形
状曲線の中から最適な曲線を選択する手段であることを
特徴とする請求項１または請求項２に記載された超音波
計測装置。
【請求項４】前記全参照点評価関数は、前記相似度評
価関数値の平均値からの標準偏差とし、前記標準偏差の
最小をもって最適化することを特徴とする請求項３に記
載された超音波計測装置。
【請求項５】前記全参照点評価関数の変数となる参照
点の被検体内での空間密度あるいは各参照点の偏差に乗
ずる重み係数を変更可能とする手段を設けたことを特徴
とする請求項３または請求項４のいずれか１項に記載さ
れた超音波計測装置。
【請求項６】前記信号処理手段は、前記選択された境
界形状曲線に基づいて、被検体内に複数設けた超音波の
送波あるいは受波の焦点と前記複数の電気音響変換器と
の間の伝達関数をＦｒｅｓｎｅｌ−Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ
積分によりそれぞれ計算し、前記それぞれ計算された伝
達関数から求められるそれぞれの逆伝達関数毎に定まる
量子化遅延演算とインパルス応答係数群と、送波信号あ
るいは受信信号との時間領域の畳み込み演算を行う手段
であることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいず
れか１項に記載された超音波計測装置。
【請求項７】前記第１の手段は、被検体内に設けた複
数の参照点と前記複数の電気音響変換器との間の逆伝達
関数を、前記複数の境界形状曲線の個々に対して計算し
た結果を全て記憶手段に格納しておき、前記記憶手段か
ら逆伝達関数を順次読み出す手段であることを特徴とす
る請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載された
超音波計測装置。