JPH0898525A - スイッチモード電源回路 - Google Patents

スイッチモード電源回路

Info

Publication number
JPH0898525A
JPH0898525A JP7228390A JP22839095A JPH0898525A JP H0898525 A JPH0898525 A JP H0898525A JP 7228390 A JP7228390 A JP 7228390A JP 22839095 A JP22839095 A JP 22839095A JP H0898525 A JPH0898525 A JP H0898525A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
power supply
transistor
voltage
oscillator
control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP7228390A
Other languages
English (en)
Other versions
JP3499057B2 (ja
Inventor
Gerard Rilly
リリ ゲラルト
Jose I Rodriguez Duran
イ ロドリーゲス−デュラン ホセ
Markus Rehm
レーム マルクス
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Deutsche Thomson Brandt GmbH
Original Assignee
Deutsche Thomson Brandt GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from DE19944431783 external-priority patent/DE4431783A1/de
Application filed by Deutsche Thomson Brandt GmbH filed Critical Deutsche Thomson Brandt GmbH
Publication of JPH0898525A publication Critical patent/JPH0898525A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3499057B2 publication Critical patent/JP3499057B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F19/00—Fixed transformers or mutual inductances of the signal type
    • H01F19/04—Transformers or mutual inductances suitable for handling frequencies considerably beyond the audio range
    • H01F19/08—Transformers having magnetic bias, e.g. for handling pulses
    • H01F2019/085—Transformer for galvanic isolation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、回路のコストを著しく追加するこ
となく動作周波数をかなり増大させ変圧器を小さくし得
るように流入損失が低減されるスイッチングトランジス
タの提供を目的とする。 【解決手段】 本発明において、スイッチングトランジ
スタ(TP020) を制御する制御トランジスタ(TP023) は、
スイッチングトランジスタ(TP020) のコレクタ電圧(UT)
が最小値に降下するまで絶縁フェーズ中に適当な制御電
圧でスイッチオンされる。制御トランジスタ(TP023)
は、好ましくは、絶縁放電時間と変圧器(LP20)の次の発
振フェーズ中にスイッチオンされる。開始電流は著しく
減少されるので、開始抵抗の電力損失は全動作時間を通
じて１ワットではなく３３ｍワットである。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、特許請求の範囲の
請求項１の前半部に記載されたスイッチングトランジス
タと、スイッチングトランジスタのベースパスにあり上
記ベースと反対側の端面が上記スイッチングトランジス
タをスイッチオフするためにスイッチオンされる制御ト
ランジスタを介して充電パスで接地された絶縁キャパシ
タを有するスイッチモード電源に基づいている。
【０００２】
【従来の技術】上記スイッチモード電源は、特に、直流
絶縁を実現し、振幅と極性の異なる動作電圧を発生させ
るため周期的に作動されるスイッチングトランジスタと
変圧器を有する。実際、コストと重量を低減させるため
変圧器の寸法を縮小する努力が行なわれている。上記変
圧器の寸法の縮小は、スイッチモード電源の動作周波数
を例えば、３０ｋＨｚから１２０ｋＨｚに増大させるこ
とにより可能になる。しかし、上記の如く動作周波数を
増大させる場合、スイッチングトランジスタの所謂スイ
ッチングオン損失は、動作周波数に比例的に上昇し、許
容し得ない程の高いレベルに達する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、何ら
重要な構成部品を追加することなく、スイッチングトラ
ンジスタのスイッチングオンの損失が最小限に抑えら
れ、スイッチングオンの損失を許容できない程増加させ
ることなく変圧器の寸法を縮小し得るスイッチモード電
源を開発することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記本発明の目的は、ス
イッチングトランジスタのコレクタ電圧が最小の値に降
下するまでスイッチングトランジスタがスイッチオフさ
れたフェーズの間で制御トランジスタがスイッチオンさ
れた請求項１に記載の本発明のスイッチモード電源によ
り達成される。本発明の有利な開発内容は、請求項２以
下の従属項に記載されている。開始フェーズ用の所謂開
始抵抗の損失を低減する更なる解決法は、絶縁変圧器
と、発振器からのスイッチング電圧により周期的にスイ
ッチオン及びオフされるスイッチングトランジスタと、
主端子と上記発振器に動作開始電圧を供給する点との間
に抵抗を有する開始回路とからなり、上記抵抗は上記発
振器の周波数を定め開始電圧を供給するキャパシタだけ
に本質的に接続された請求項１２乃至１５に記載のスイ
ッチモード電源である。
【０００５】本発明によれば、スイッチングトランジス
タを制御する制御トランジスタは、スイッチングトラン
ジスタのコレクタ電圧が最小の値に降下するまでスイッ
チングトランジスタの絶縁フェーズ中にスイッチオンさ
れる。これにより以下の利点が得られる。２５ｋＨｚの
動作周波数を有するスイッチモード電源において、スイ
ッチイングトランジスタは、約０．６Ｗのスイッチング
オン損失を有する。動作周波数が４倍されて略１００ｋ
Ｈｚに増加されるならば、スイッチングオン損失は約
２．４Ｗに上昇する筈である。しかし、本発明に従って
スイッチングトランジスタを制御することにより、約
０．０４Ｗのスイッチングオン損失が得られる。この有
利な効果は、制御トランジスタを制御し、一方、付加的
な構成部品は実質的に不要である特に有利な方法に限っ
て達成される。更に、変圧器の寸法の縮小により変圧器
に合わされたプリント回路基板の寸法を縮小することが
可能である。その上、スイッチングトランジスタのスイ
ッチングオン損失がかなり低減されることにより、スイ
ッチングトランジスタ用に設けられたヒートシンクを小
さくし、或いは、完全に取り除くことが可能である。同
じことが所謂スナッバーの抵抗とダイオードにも当ては
まる。
【０００６】制御トランジスタは複数の機能を果たす発
振器によって制御されることが好ましい。発振器は、制
御トランジスタ用とスイッチングトランジスタ用の制御
電圧を発生する。発振器は、発振器の一方の入力を主端
子に接続させることにより開始発振器としても使用され
る。その上、発振器は夫々に放出された電力の関数とし
てスイッチモード電源の動作周波数を変えるので、上記
目的のためスイッチングトランジスタを制御する所謂パ
ケット動作を必要とすることなく、例えば、５Ｗの非常
に電力が低減されたスタンバイモードを提供し得る。主
電源と比例し、その電力には依存しない電圧が発振器の
一方の制御入力に印加され、発生された動作電圧の安定
化のため使用される制御電圧の振幅に依存する電圧がも
う一方の制御入力に印加される。その上、制御回路から
得られた電圧が発振器に印加され、スタンバイモードに
おいて、発振器の周波数、即ち、スイッチモード電源の
動作周波数は、電力出力の降下に伴って減少する。かく
して、発振器は１次電圧及び電力の関数としてスイッチ
ングトランジスタを制御し得るようになる。同時に、充
電パスは、主端子と絶縁キャパシタの間でスイッチング
トランジスタのベースパスにあり、充電パスは絶縁キャ
パシタの充電電流が１次電圧の上昇と共に増加するよう
な大きさにされている。
【０００７】制御トランジスタは、サイリスター特性を
有する回路、又は、ダーリントン回路を形成するため第
２のトランジスタによって補完されることが好ましい。
本発明の開発によれば、変圧器の付加的な１次巻線の一
部分の巻線は、整流回路を介して絶縁キャパシタに接続
されている。この例の場合、付加的な１次巻線の一方の
端は、整流回路を介して、スイッチングトランジスタの
エミッタで電流測定抵抗に接続されている。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
の実施例を説明する。図１は、特に、１次電圧源ＵＮ
と、１次整流器ＢＲと、直流絶縁と変圧のために使用さ
れる変圧器ＬＰ２０と、動作電圧Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３を発
生させるための整流回路１，２，３と、トランジスタＴ
Ｐ０４２，ＴＰ０４５を有する制御発振器Ｏと、実際の
スイッチングトランジスタＴＰ０２０と、絶縁キャパシ
タＣＰ０２３と、制御トランジスタＴＰ０２３とトラン
ジスタＴＰ０２２を有するドライバ回路と、ダイオード
ＤＰ０３１とトランジスタＴＰ０３４とダイオードＤＰ
０３４とを有する安定化のため使用される制御回路と、
所謂スナッバーキャパシタＣＰ０２１と、開始抵抗ＲＰ
０１７及びＲＰ０１８を有する制御回路を示している。
【０００９】かかる回路の動作方法は、以下図２を参照
して順次説明する。流入損失を低減するためのスイッチングトランジスタの
制御 スイッチングトランジスタＴＰ０２０は、時間ｔｏｆｆ
の間にスイッチが切られる。このスイッチのオフは、ス
イッチングオンの時間ｔｏｎの間に図示された極性に充
電され、左側の正に充電された電極でスイッチが入れら
れたトランジスタＴＰ０２３及びＴＰ０２２を介して接
地された絶縁キャパシタＣＰ０２３によって行われる。
従って、トランジスタＴＰ０２０のベースに負の電圧が
発生され、ＴＰ０２０のスイッチが切られる。特別の測
定が行なわれていない場合、かなり大きい電圧ＵＴがト
ランジスタＴＰ０２０のコレクタに依然として存在する
ならば、トランジスタＴＰ０２０は絶縁時間の最後に再
びスイッチが入れられる。従って、トランジスタＴＰ０
２０は、最初にスナッバーキャパシタＣＰ０２１を放電
させる必要があるので許容できない程に大きいスイッチ
ングオン損失がＴＰ０２０に生じる。
【００１０】制御トランジスタＴＰ０２３の制御、即
ち、トランジスタＴＰ０２０のスイッチングオンは、ト
ランジスタＴＰ０２０のコレクタ上の電圧ＵＴが最小の
値に降下した時点ｔ３で行われる。トランジスタＴＰ０
２０は、非常に小さい電圧ＵＴで実質的にスイッチが入
れられるので、上記スイッチングオン損失は概ね回避さ
れる。時点ｔ２でトランジスタＴＰ０２０のスイッチを
切るため本質的に使用される制御トランジスタＴＰ０２
３は、各スイッチングオンの期間にかなり大きいスイッ
チングオン損失がこれ以上発生されないように遅延させ
てトランジスタＴＰ０２０のスイッチを入れるため付加
的に使用される。
【００１１】開始フェーズ スイッチモード電源のスイッチが入れられたとき、実質
的な遅延を伴うことなく１次整流器ＢＲのａ点に１次電
圧が生じる。キャパシタＣＰ０１９は、抵抗ＲＰ０１７
及びＲＰ０１８を介して最初に充電される。キャパシタ
ＣＰ０１９上の電圧がダイオードＤＰ０１９のツェナー
電圧を上回るとき、電流がキャパシタＣＰ０４２とトラ
ンジスタＴＰ０４２のベースに流れる。トランジスタＴ
Ｐ０４２はスイッチが入れられ、その上、トランジスタ
ＴＰ０４５のスイッチを入れる。キャパシタＣＰ０１９
がトランジスタＴＰ０４５−キャパシタＣＰ０４５−抵
抗ＲＰ０４８−ダイオードＤＰ０４６のパスを介してキ
ャパシタＣＰ０２３と、ＴＰ０２０のベースに放電され
るので、トランジスタＴＰ０２０のスイッチを入れるこ
とが可能である。約２ｋＨｚのスイッチング周波数で５
０Ｈｚのパケット動作が開始される。従って、変圧器Ｌ
Ｐ２０は、最初、非常に少量の電力しか伝達しないので
出力電圧が短絡している場合、許容できない動作状態が
生じることはない（温度上昇、構成部品の破壊がな
い）。出力電圧が上昇すると共に、ダイオードＤＰ０３
４のツェナー電圧は過大になる。その上、電流がダイオ
ードＤＰ０４３を介してトランジスタＴＰ０４２のベー
スに流れ、約１００ｋＨｚの連続的なスイッチング周波
数が発生され、多量の電力が変圧器を通して伝達され
る。上記の特別な開始処理により得られる利点は、安全
性に関連する保護の予防措置だけではなく、従来の４ワ
ットの開始抵抗における電力損失を４０ｍＷに低下させ
る非常に小さい開始電流（２乗平均の最大は２３０Ａ）
である。トランジスタＴＰ０４２とＴＰ０４５は、トラ
ンジスタＴＰ０２０を制御する制御発振器を形成し、こ
の制御発振器は通常のモードにおいてトランジスタＴＰ
０２０のスイッチを周期的に入れるターンオンパルスを
発生する。絶縁キャパシタＣＰ０２３は、スイッチング
トランジスタＴＰ０２０がスイッチオンされるのと同時
に充電されるので、これにより、スイッチングトランジ
スタは、非常に早いパルスが存在する場合でも高い信頼
性でスイッチを切られることが保障されている。
【００１２】スイッチングトランジスタＴＰ０２０のス
イッチング トランジスタＴＰ０２０のスイッチを切るため、トラン
ジスタＴＰ０２２及びＴＰ０２３は、測定抵抗ＲＰ０２
０のコレクタ電流の上昇の結果としてスイッチが入れら
れる。ダイオードＤＰ０４２のカソードは実質的に接地
されている。キャパシタＣＰ０２０を予め充電すること
により、トランジスタＴＰ０４２のベースに負の電圧が
生じる。従って、トランジスタＴＰ０４２がスイッチオ
フされる。キャパシタＣＰ０４２は、全体的に、開始時
に抵抗ＲＰ０１９を介して主電源から直接得られるパス
と、ダイオードＤＰ０４３と、抵抗ＲＰ０４３と、抵抗
ＲＰ０４０と、抵抗ＲＰ０４１を介して制御回路から得
られた電圧を用いるパスの二つのパスを有する電流で充
電される。例えば、２次電圧Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３が上昇す
るならば、上記充電電流は制御ループの電圧の関数とし
て増加する。キャパシタＣＰ０４２が０．７ボルトに充
電されたとき、トランジスタＴＰ０４２は再びスイッチ
が入れられる。スイッチが入れられたトランジスタＴＰ
０４５は、キャパシタＣＰ０４５の充電パスのパルスを
表わす正の電圧をコレクタに受ける。従って、ダイオー
ドＤＰ０４６は、順方向にバイアスされ、トランジスタ
ＴＰ０２０のベース電流パルスを発生し、同時に、抵抗
ＲＰ０４７を介して制御トランジスタＴＰ０２３のスイ
ッチを切る。次いで、ベース電流が巻線６，７から変圧
器ＬＰ２０の正帰還の巻線を流れる。トランジスタＴＰ
０２０のスイッチが切られるとダイオードＤＰ０２４は
順方向にバイアスされ、トランジスタＴＰ０２０は、電
圧を抵抗ＲＰ０２１及び抵抗ＲＰ０２４からトランジス
タＴＰ０２０のベースに流れるベース電流に変換する。
トランジスタＴＰ０２０のベースにある抵抗ＲＰ０２２
は、約４．７ｋオームのかなり小さい値にしてもよい。
これにより、外部の影響を受けやすいベース回路はかな
り小さい抵抗を有し、外部の妨害電圧はかかる回路に僅
かな影響しか与えないという利点が得られる。
【００１３】安定化の制御 出力電圧Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３の安定化は、１次側の制御に
よって実現される。電圧Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３の振幅を表わ
す電圧は、変圧器ＬＰ２０の１次巻線８，９から取り出
され、図示されるようなトランジスタＴＰ０３４と、ツ
ェナーダイオードＤＰ０３４と、通常の構成部品を有す
る制御回路Ｒに供給される。上記パスから抵抗ＲＰ０３
６を介してサイリスター又はトランジスタＴＰ０２２及
びＴＰ０２３を有するダーリントン回路に得られた制御
電流Ｉｒは、電圧Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３の振幅の関数として
スイッチが切られるべきスイッチングトランジスタＴＰ
０２０を通る電流Ｉｃを発生させる。出力電圧Ｕ１，Ｕ
２，Ｕ３の振幅は、トランジスタＴＰ０２０のコレクタ
電流Ｉｃの制御によって安定化される。
【００１４】スタンバイモードにおける周波数変化 スイッチモード電源は、通常モードにおいて、１２０ｋ
Ｈｚの増加された周波数で動作すると想定される。スタ
ンバイモードで放出される電力は、電圧Ｕ１，Ｕ２，Ｕ
３に接続された負荷を切断することにより、例えば、８
０Ｗから５Ｗに著しく縮小される。従って、スイッチン
グオンの時間が著しく短縮されるので周波数は本質的に
上昇するが、この周波数の上昇を許容することはできな
い。回路は、通常モードにおいて１５０ｋＨｚと３５Ｗ
で動作するようにされている。動作周波数は、スタンバ
イモードで約２０ｋＨｚに下げられる。従って、電力
は、倍率７でスタンバイモード用の電力に略一致する約
５Ｗに低減される。この例における利点は、所謂パケッ
ト動作を伴うことなくスタンバイモードを実現し得る点
である。対応して周波数が下げられるので、より長いス
イッチングオンの時間ｔｏｎを選択し得る利点がある。
電流も同様に小さいので、スイッチングトランジスタＴ
Ｐ０２０の温度が許容できない程上昇することはない。
【００１５】周波数が下げられたスタンバイモードは、
以下に説明する回路によって実現される。周波数変化
は、周波数を定めるキャパシタＣＰ０４２の充電電流を
小さくするトランジスタＴＰ０５１によって形成され
る。トランジスタＴＰ０５１は、制御回路Ｒの出力によ
り制御される。制御回路ＲのトランジスタＴＰ０３４の
電流が増加する場合、電力は低減される。抵抗ＲＰ０３
６の電圧は上昇する。上記電圧がツェナーダイオードＤ
Ｐ０５１によって予め定められた閾値を超えた場合、ト
ランジスタＴＰ０５１はスイッチが入れられ、発振器Ｏ
の周波数、即ち、スイッチモード電源の動作周波数を低
下させる。
【００１６】図２の（ａ）にはトランジスタＴＰ０２０
のコレクタの電圧ＵＴが示されている。トランジスタＴ
Ｐ０２０のスイッチが入れられた時点ｔ３で、電圧ＵＴ
は最小の値を取ると想定されることが判る。同図の
（ｂ）によれば、制御トランジスタＴＰ０２３は電圧Ｕ
Ｔが上記最小の値に達するまでスイッチが入れられたま
まであることが判る。同図の（ｃ）にはキャパシタＣＰ
０４２の電圧Ｕｃが示されている。同図の（ｄ）には、
発振器はトランジスタＴＰ０２０のスイッチが入れられ
た時間ｔｏｎの間スイッチが入れられ、スイッチングオ
フの時間ｔｏｆｆの間でスイッチが切られることが示さ
れている。同図の（ｅ）はトランジスタＴＰ０４２のベ
ースの電圧Ｕｂを示している。同図の（ｆ）はトランジ
スタＴＰ０４２がスイッチオン及びオフされるときを示
し、一方、同図の（ｇ）はトランジスタＴＰ０２０がス
イッチオン及びオフされるときを示している。同図の
（ｈ）はキャパシタＣＰ０４２が充電されるときを示し
ている。
【００１７】上記のようなスイッチモード電源の別の損
失の形は、１次整流器と開始回路の間の開始抵抗上の損
失である。１次整流器の電圧は高く、開始電流が必要と
されるので、上記抵抗は約４ワットにされ、その結果と
して１ワットの大きさのオーダーのかなり高い電力損失
が生じる。本発明の他の解決手段は上記のようなスイッ
チモード電源の開始抵抗の損失を低減する目的に基づい
ている。この目的は、上記開始抵抗が本質的に周波数を
定め開始電圧を供給する発振器のキャパシタだけに接続
されるので、開始電流を著しく低減させ得ることにより
達成される。この例の場合、抵抗は、抵抗の電力損失が
３３ｍＷの大きさのオーダーになるような大きい抵抗値
にされることが好ましい。開始抵抗は、従来の回路の場
合の２７ｋオームから８００ｋオームの大きさのオーダ
ーに増大され、これに対応して電流が減少することが好
ましい。
【００１８】上記の変形は図１に同様に示されている。
増大された約８００ｋオームの値を有する開始抵抗は、
抵抗ＲＰ０１７及びＲＰ０１８により形成される。上記
の周波数を定めるキャパシタは発振器ＯのキャパシタＣ
Ｐ０４２であり、開始電圧を提供するキャパシタはＣＰ
０１９である。定常状態において、発振器Ｏの動作電圧
は、変圧器ＬＰ２０の巻線８，９により整流器ＲＰ０３
１及びキャパシタＣＰ０３１を介して供給される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従って設計されたスイッチモード電源
の全体の回路図である。
【図２】図１の回路の動作方法を説明するための曲線を
示す図である。
【符号の説明】
１，２，３ 整流回路 ８，９ １次巻線 ＣＰ０１９ キャパシタ ＣＰ０２３ 絶縁キャパシタ ＣＰ０２１ スナッバーキャパシタ ＤＰ０１９，ＤＰ０３１，ＤＰ０３４，ＤＰ０５１
ダイオード ＬＰ２０ 変圧器 Ｏ 発振器 Ｒ 制御回路 ＲＰ０１７，ＲＰ０１８ 開始抵抗 ＴＰ０２０ スイッチングトランジスタ ＴＰ０２３ 制御トランジスタ ＴＰ０３４，ＴＰ０４２，ＴＰ０４５，ＴＰ０５１
トランジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ホセ イ ロドリーゲス−デュラン ドイツ連邦共和国 デー−78050 ヴィリ ンゲン−シュヴェニンゲン ブレントヴェ ーク 16 (72)発明者 マルクス レーム ドイツ連邦共和国 デー−78052 ヴィリ ンゲン−シュヴェニンゲン ティローラー シュトラーセ 10

Claims (15)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スイッチングトランジスタと、該スイッ
    チングトランジスタのベースパスにあり、上記ベースと
    反対側の端面が上記スイッチングトランジスタをスイッ
    チオフするためスイッチオンされる制御トランジスタを
    介して充電パスで接地された絶縁キャパシタを有するス
    イッチモード電源であって、 上記制御トランジスタは、上記スイッチングトランジス
    タのコレクタ電圧が最小の値に降下するまで上記スイッ
    チングトランジスタがスイッチオフされたフェーズ中ス
    イッチオンされる、スイッチモード電源。
  2. 【請求項２】 上記制御トランジスタは、絶縁放電時間
    と、変圧器の次の発振フェーズ中スイッチオンされる請
    求項１記載の電源。
  3. 【請求項３】 上記制御トランジスタは、スイッチモー
    ド電源に対し開始発振器として付加的に使用される発振
    器によって制御される請求項１記載の電源。
  4. 【請求項４】 主電源に比例する電圧が上記発振器の一
    方の制御入力に印加され、発生された動作電圧の安定化
    に使用される上記制御電圧の振幅に依存する電圧がもう
    一方の制御入力に印加される請求項３記載の電源。
  5. 【請求項５】 充電パスが主端子と上記絶縁キャパシタ
    の間に設けられ、上記充電パスは主電圧の上昇と共に上
    記絶縁キャパシタ上の電荷が増加するような寸法とされ
    た請求項１記載の電源。
  6. 【請求項６】 上記制御トランジスタは、サイリスタ特
    性を有する回路又はダーリントン回路を形成するため第
    ２のトランジスタにより補完される請求項１記載の電
    源。
  7. 【請求項７】 上記変圧器の付加的な一次巻線の中の一
    部分の巻線は、整流回路を介して上記絶縁キャパシタに
    接続された請求項１記載の電源。
  8. 【請求項８】 上記付加的な一次巻線の一方の端は、整
    流回路を介して上記スイッチングトランジスタのエミッ
    タで電流測定抵抗に接続された請求項７記載の電源。
  9. 【請求項９】 スイッチモード電源の動作周波数が電力
    降下と共に増加するよう回路が設計された請求項１記載
    の電源。
  10. 【請求項１０】 上記動作周波数は、スタンバイモード
    の上記電力の低下と略同じ比率で下げられた請求項９記
    載の電源。
  11. 【請求項１１】 抵抗とトランジスタを有する回路網
    は、発振器の動作周波数を定める充電キャパシタと並列
    に接続され、上記トランジスタのベースには、安定化の
    ため使用される制御回路の出力から得られた制御電圧が
    閾値回路を介して印加される請求項１０記載の電源。
  12. 【請求項１２】 絶縁変圧器と、発振器からのスイッチ
    ング電圧により周期的にスイッチオン及びオフされるス
    イッチングトランジスタと、主端子と上記発振器に動作
    開始電圧を供給する点との間に抵抗を有する開始回路と
    からなるスイッチモード電源であって、 上記抵抗は本質的に周波数を定め開始電圧を供給する上
    記発振器のキャパシタだけに接続されたスイッチモード
    電源。
  13. 【請求項１３】 開始抵抗は、上記開始抵抗の電力損失
    が４０ｍＷの大きさのオーダーの高い抵抗値を有するよ
    うに定められた請求項１２記載の電源。
  14. 【請求項１４】 上記抵抗は１ＭΩの大きさのオーダー
    である請求項１３記載の電源。
  15. 【請求項１５】 通常モードにおける上記発振器の動作
    電圧は整流器を介して絶縁変圧器の巻線から得られる請
    求項１２記載の電源。
JP22839095A 1994-09-07 1995-09-05 スイッチモード電源回路 Expired - Fee Related JP3499057B2 (ja)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE4431783:2 1994-09-07
DE19944431783 DE4431783A1 (de) 1994-09-07 1994-09-07 Schaltnetzteil
DE4445220:9 1994-12-17
DE4445220 1994-12-17

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH0898525A true JPH0898525A (ja) 1996-04-12
JP3499057B2 JP3499057B2 (ja) 2004-02-23

Family

ID=25939891

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP22839095A Expired - Fee Related JP3499057B2 (ja) 1994-09-07 1995-09-05 スイッチモード電源回路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5657218A (ja)
EP (1) EP0701318B1 (ja)
JP (1) JP3499057B2 (ja)
DE (1) DE59507685D1 (ja)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19619751A1 (de) * 1996-05-15 1997-11-20 Thomson Brandt Gmbh Schaltnetzteil
KR100229507B1 (ko) * 1997-02-21 1999-11-15 윤종용 이상전압 보호기능을 갖는 스위칭 모드 전원공급기
US6046641A (en) * 1998-07-22 2000-04-04 Eni Technologies, Inc. Parallel HV MOSFET high power stable amplifier

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2462211C3 (de) * 1974-04-10 1978-08-31 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Schaltungsanordnung zum Anlaufen eines Schaltnetzteils mit Strombegrenzung und Spannungsstabilisierung
US4246634A (en) * 1979-03-07 1981-01-20 Ann Arbor Terminals, Inc. Start-up circuit for switch mode power supply
JPS62166777A (ja) * 1986-01-16 1987-07-23 Sanken Electric Co Ltd 直流−直流変換器
DE4111277A1 (de) * 1991-04-08 1992-10-15 Thomson Brandt Gmbh Anlaufschaltung fuer ein schaltnetzteil
NL9201428A (nl) * 1992-08-10 1992-12-01 Philips Electronics Nv Voedingsschakeling en stuurschakeling voor toepassing in een voedingsschakeling.
US5285369A (en) * 1992-09-01 1994-02-08 Power Integrations, Inc. Switched mode power supply integrated circuit with start-up self-biasing
US5434768A (en) * 1993-02-12 1995-07-18 Rompower Fixed frequency converter switching at zero voltage

Also Published As

Publication number Publication date
DE59507685D1 (de) 2000-03-02
EP0701318B1 (de) 2000-01-26
JP3499057B2 (ja) 2004-02-23
EP0701318A1 (de) 1996-03-13
US5657218A (en) 1997-08-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2755612B2 (ja) スイツチング電源回路
US6229366B1 (en) Off-line converter with integrated softstart and frequency jitter
US5619403A (en) Multi-output power supply apparatus
US4246634A (en) Start-up circuit for switch mode power supply
WO2000036739A1 (en) Power converter circuit and method for controlling
US20100133910A1 (en) Uninterruptible power supply
US5171949A (en) Switching power supply for microwave oven
US4710695A (en) Power supply circuit
KR19980046508A (ko) 배터리 충전회로
US20040201937A1 (en) Overcurrent protection circuit for switching power supply
US7433210B2 (en) Switched-mode power supply comprising an adjustable oscillator
US4277824A (en) Start-up circuit
US4439722A (en) Ferroresonant power supply stabilizer circuit for avoiding sustained oscillations
US6256179B1 (en) Switching power supply apparatus
JP3499057B2 (ja) スイッチモード電源回路
KR920004334Y1 (ko) Smps의 출력 전압 안정화 회로
MXPA96004531A (en) Power supply of tuned switch mode with control of corrie mode
JP2001016851A (ja) スイッチング電源装置
US4744020A (en) Switching mode power supply
JPH11206116A (ja) 定電圧定電流電源装置
JP3493840B2 (ja) 電源装置
US6233164B1 (en) Protection circuit for a switched-mode power supply
JPH05176541A (ja) 補助電源回路
JPS60226772A (ja) スイツチング電源
JPS59143476A (ja) スタンバイ作動機器用の電源回路装置

Legal Events

Date Code Title Description
R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071205

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081205

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091205

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101205

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101205

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111205

Year of fee payment: 8

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees