JPH0866026A - Switching power supply - Google Patents
Switching power supplyInfo
- Publication number
- JPH0866026A JPH0866026A JP1321095A JP1321095A JPH0866026A JP H0866026 A JPH0866026 A JP H0866026A JP 1321095 A JP1321095 A JP 1321095A JP 1321095 A JP1321095 A JP 1321095A JP H0866026 A JPH0866026 A JP H0866026A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- power supply
- control
- winding
- saturable reactor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、安定した出力電圧を得
るためのスイッチング電源装置に関し、特に、大電力供
給用に好適なスイッチング電源装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply device for obtaining a stable output voltage, and more particularly to a switching power supply device suitable for supplying large power.
【０００２】[0002]
【従来の技術】直流入力電源をスイッチング制御し、電
源トランス等を介して所望の定電圧出力を得るようなス
イッチング電源装置には、種々のものが知られている。
このようなスイッチング電源装置の一例として、本件出
願人は先に、特願昭５９−２１５８５４号や特願昭５９
−２１１８４１号等において、可飽和リアクタトランス
を用い、電源トランスの２次側からの出力電圧に応じて
１次側直列共振インピーダンスを制御し、励磁電流を制
御することによって出力電圧を安定化するようなスイッ
チング電源装置を提案している。2. Description of the Related Art Various types of switching power supply devices are known for controlling switching of a DC input power supply and obtaining a desired constant voltage output via a power supply transformer or the like.
As an example of such a switching power supply device, the applicant of the present invention has previously described Japanese Patent Application No. 59-215854 and Japanese Patent Application No. 59-215854.
-211841, etc., a saturable reactor transformer is used to stabilize the output voltage by controlling the primary side series resonance impedance according to the output voltage from the secondary side of the power transformer and controlling the exciting current. We have proposed various switching power supplies.
【０００３】図１０は、このようなスイッチング電源装
置の一例を示しており、電源装置に対する直流入力電源
としては、例えば商用交流入力電源１０１をダイオード
ブリッジ形の全波整流器１０２および平滑コンデンサ１
０３にて整流し平滑することにより得ている。この直流
入力電源は、コンバータ駆動トランス１１１の１次巻線
ＮA を介し、コンデンサ１１２、電力制御用の可飽和リ
アクタトランス１１３の被制御巻線ＮR および電源絶縁
トランス１１４の１次巻線Ｎ1 よりなる直列共振回路に
供給されている。この直流入力電源の電流は、コンバー
タ駆動トランス１１１の２次巻線ＮB1とコンデンサＣB1
との直列共振回路がベースに接続されたスイッチングト
ランジスタＱ1 および２次巻線ＮB2とコンデンサＣB2と
の直列共振回路がベースに接続されたスイッチングトラ
ンジスタＱ2 を用いた２石構成の自励式発振駆動回路１
１５によってオン、オフスイッチング制御されるように
なっている。FIG. 10 shows an example of such a switching power supply device. As a DC input power supply for the power supply device, for example, a commercial AC input power supply 101 is connected to a diode bridge type full wave rectifier 102 and a smoothing capacitor 1.
It is obtained by rectifying and smoothing at 03. This DC input power source passes through the primary winding N A of the converter drive transformer 111, the capacitor 112, the controlled winding N R of the saturable reactor transformer 113 for power control, and the primary winding N of the power supply isolation transformer 114. It is supplied to a series resonant circuit consisting of 1 . The current of the DC input power source is the secondary winding N B1 of the converter drive transformer 111 and the capacitor C B1.
A two-stone self-exciting type using a switching transistor Q 1 having a series resonance circuit connected to the base and a switching transistor Q 2 having a series resonance circuit including a secondary winding N B2 and a capacitor C B2 connected to the base. Oscillation drive circuit 1
ON / OFF switching control is performed by 15.
【０００４】可飽和リアクタトランス１１３は、被制御
巻線ＮR および制御巻線ＮC を有し、図１１に示すよう
に、４本の磁脚１１３ａ〜１１３ｄを有する磁気コア１
１３ｅの隣り合う２本の磁脚、例えば１１３ａ，１１３
ｂに跨がるように上記被制御巻線ＮR を巻回し、この巻
線ＮR の巻回方向に対して直交する方向に、例えば磁脚
１１３ｂ，１１３ｃに跨がるように上記制御巻線ＮC を
巻回している。この制御巻線ＮC に供給される制御電流
に応じて可飽和リアクタトランス１１３の磁束が制御さ
れ、被制御巻線ＮR のインダクタンスが制御される。The saturable reactor transformer 113 has a controlled winding N R and a control winding N C , and as shown in FIG. 11, a magnetic core 1 having four magnetic legs 113a to 113d.
Two adjacent magnetic legs of 13e, for example, 113a and 113
The controlled winding N R is wound so as to straddle b, and the control winding is wound so as to straddle the magnetic legs 113b and 113c in a direction orthogonal to the winding direction of the winding N R. A wire N C is wound. The magnetic flux of the saturable reactor transformer 113 is controlled according to the control current supplied to the control winding N C, and the inductance of the controlled winding N R is controlled.
【０００５】電源絶縁トランス１１４の２次巻線Ｎ2 に
は、並列共振コンデンサＣS および整流平滑回路１１６
が接続されており、この整流平滑回路１１６からの直流
出力電圧は、制御回路１１７により制御電流に変換され
て可飽和リアクタトランス１１３の制御巻線ＮC に送ら
れている。A parallel resonance capacitor C S and a rectifying / smoothing circuit 116 are connected to the secondary winding N 2 of the power supply isolation transformer 114.
The DC output voltage from the rectifying and smoothing circuit 116 is converted into a control current by the control circuit 117 and sent to the control winding N C of the saturable reactor transformer 113.
【０００６】したがって、この直流出力電圧の変動に応
じて可飽和リアクタトランス１１３のインダクタンスが
変化し、電源絶縁トランス１１４の１次側直列共振イン
ピーダンスが変化して励磁電流が変化することによっ
て、直流出力電圧を一定に制御することができる。Therefore, the inductance of the saturable reactor transformer 113 changes in accordance with the change in the DC output voltage, the primary side series resonance impedance of the power source isolation transformer 114 changes, and the exciting current changes, thereby changing the DC output. The voltage can be controlled to be constant.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
スイッチング電源装置においては、可飽和リアクタトラ
ンス１１３の放熱のために、図１１に示すように、磁気
コア１１３ｅに放熱板１１３ｆをいわゆるＵ字ビス１１
３ｇ等で取り付けるとともに電源ブロックのシールドケ
ースに締め付け固定して放熱を行う必要があり、また、
可飽和リアクタトランス１１３からの漏れ磁束が大きい
という欠点を有している。またＡＣ−ＤＣ変換効率は、
他のスイッチング電源装置に較べれば良好であるが、８
３〜８５％程度が限度であり、例えば、負荷電力が１０
０Ｗ程度以上のような大電力の電源装置として用いる場
合には、さらに変換効率の改善が望まれる。In such a switching power supply device, as shown in FIG. 11, a heat dissipation plate 113f is provided on the magnetic core 113e to dissipate heat from the saturable reactor transformer 113, which is a so-called U-shaped screw. 11
It is necessary to attach it with 3g etc. and to fix it to the shield case of the power supply block to radiate heat.
It has the drawback that the leakage flux from the saturable reactor transformer 113 is large. The AC-DC conversion efficiency is
Good compared to other switching power supplies, but 8
The limit is about 3 to 85%, and for example, the load power is 10
Further improvement in conversion efficiency is desired when used as a high-power power supply device of about 0 W or more.
【０００８】本発明は、このような従来の実情に鑑みて
成されたものであり、可飽和リアクタトランスの小型軽
量化、発熱の低下および漏れ磁束の低減が図れて電源ブ
ロックのシールドケースや放熱構造を簡略化でき、可飽
和リアクタトランスの損失を低減して電力変換効率を９
０％程度にまで改善できるのみならず、負荷変動や入力
変動の制御範囲をさらに拡大でき、さらに、電源投入時
の発振駆動回路の起動が安定して行えるようなスイッチ
ング電源装置の提供を目的とする。The present invention has been made in view of such a conventional situation, and the size and weight of the saturable reactor transformer can be reduced, the heat generation can be reduced, and the leakage magnetic flux can be reduced. The structure can be simplified and the loss of the saturable reactor transformer can be reduced to improve the power conversion efficiency.
The object is to provide a switching power supply device that can not only be improved to about 0% but can further expand the control range of load fluctuations and input fluctuations, and that can stably start the oscillation drive circuit when the power is turned on. To do.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明に係るスイッチング電源装置は、直流入力
電源に接続された電源トランスの１次巻線を含むＬＣ共
振回路と、このＬＣ共振回路の巻線とコンデンサとの接
続点に接続され該ＬＣ共振回路を流れる電流をオン、オ
フ駆動するスイッチング素子を有し、上記ＬＣ共振回路
と上記直流入力電源との間に設けられた可飽和リアクタ
トランスにより発振周波数が制御され、上記スイッチン
グ素子の制御端子に接続された起動抵抗を介して供給さ
れる起動電流によりスイッチング動作が開始される発振
駆動回路と、上記電源トランスの２次側出力電圧を検出
して上記可飽和リアクタトランスのインダクタンスを制
御し、上記発振駆動回路の発振周波数を可変制御する制
御回路とを具備して成ることを特徴としている。In order to solve the above-mentioned problems, a switching power supply device according to the present invention includes an LC resonance circuit including a primary winding of a power transformer connected to a DC input power supply, and this LC resonance circuit. A switching element that is connected to the connection point between the winding of the resonance circuit and the capacitor and that turns on and off the current flowing through the LC resonance circuit, is provided between the LC resonance circuit and the DC input power source. The oscillation frequency is controlled by the saturation reactor transformer, and the oscillation drive circuit in which the switching operation is started by the starting current supplied through the starting resistor connected to the control terminal of the switching element, and the secondary side output of the power transformer. A control circuit for detecting the voltage, controlling the inductance of the saturable reactor transformer, and variably controlling the oscillation frequency of the oscillation drive circuit. It is characterized by comprising.
【００１０】[0010]
【作用】可飽和リアクタトランスにより、電源トランス
の１次側の発振周波数を負荷変動や入力変動に応じて制
御することができ、可飽和リアクタトランスを小型軽量
化でき、同時に、小振幅動作のため、可飽和リアクタト
ランスの損失による発熱や漏れ磁束等の悪影響を有効に
防止できる。また、発振駆動回路の起動時には、起動抵
抗を介して起動電流が供給され、安定にスイッチング動
作が開始される。With the saturable reactor transformer, the oscillation frequency on the primary side of the power transformer can be controlled according to load fluctuations and input fluctuations, and the saturable reactor transformer can be made smaller and lighter, and at the same time, because of small amplitude operation. Therefore, it is possible to effectively prevent adverse effects such as heat generation and leakage magnetic flux due to loss of the saturable reactor transformer. Further, at the time of starting the oscillation drive circuit, the starting current is supplied through the starting resistor, and the switching operation is stably started.
【００１１】[0011]
【実施例】図１は本発明の実施例となるスイッチング電
源装置を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to an embodiment of the present invention.
【００１２】この図１において、電源装置に対する直流
入力電源としては、例えば商用交流入力電源１をダイオ
ードブリッジ形の全波整流器２および平滑コンデンサ３
にて整流し平滑することにより得ている。交流入力電源
１と全波整流器２との間には、電源スイッチ４および突
入電流（インラッシュ電流）制限用の抵抗５が直列に挿
入接続されている。In FIG. 1, as a DC input power source for the power supply device, for example, a commercial AC input power source 1 is connected to a diode bridge type full wave rectifier 2 and a smoothing capacitor 3.
It is obtained by rectifying and smoothing at. A power switch 4 and a resistor 5 for limiting an inrush current (inrush current) are inserted and connected in series between the AC input power source 1 and the full-wave rectifier 2.
【００１３】この直流入力電源は、可飽和リアクタトラ
ンス２１Ｓの１次巻線ＮA を介し、電源トランス２３の
１次巻線Ｎ1 とコンデンサ２２とよりなる直列共振回路
に供給されている。可飽和リアクタトランス２１Ｓは、
１次巻線ＮA 、２次巻線ＮBおよび制御巻線ＮC を有
し、図２に示すように、４本の磁脚２１ａ〜２１ｄを有
する磁気コア２１ｅの隣り合う２本の磁脚、例えば２１
ａ，２１ｂに跨がるように上記１次巻線ＮA および２次
巻線ＮB を巻回し、これらの巻線ＮA ，ＮB の巻回方向
に対して直交する方向に、例えば磁脚２１ｂ，２１ｃに
跨がるように上記制御巻線ＮC を巻回している。This DC input power is supplied to the series resonance circuit composed of the primary winding N 1 of the power transformer 23 and the capacitor 22 via the primary winding N A of the saturable reactor transformer 21S. The saturable reactor transformer 21S is
Two adjacent magnets of a magnetic core 21e having a primary winding N A , a secondary winding N B, and a control winding N C, and having four magnetic legs 21a to 21d, as shown in FIG. Legs, eg 21
The primary winding N A and the secondary winding N B are wound so as to straddle a and 21 b, and a magnetic field is applied in a direction orthogonal to the winding direction of these windings N A and N B , for example. The control winding N C is wound so as to straddle the legs 21b and 21c.
【００１４】可飽和リアクタトランス２１Ｓの２次巻線
ＮB に関連して、上記直流入力電源の電流をオン、オフ
スイッチング制御するための発振駆動回路２４Ｓが設け
られている。この発振駆動回路２４Ｓは、コンデンサ２
２に並列に接続されたスイッチングトランジスタＱおよ
びこのトランジスタＱのエミッタ・ベース間に接続され
たダイオードＤB を有している。すなわち、スイッチン
グトランジスタＱのコレクタが電源トランス２３の１次
巻線ＮA とコンデンサ２２との接続点に接続され、トラ
ンジスタＱのベースはエミッタは接地されている。ま
た、可飽和リアクタトランス２１Ｓの２次巻線ＮB と発
振駆動回路２４ＳのコンデンサＣB との直列共振回路が
スイッチングトランジスタＱのベースに接続されてい
る。また、スイッチングトランジスタＱのベースと直流
入力電源との間には、起動用の抵抗ＲS が接続されてい
る。さらに、電源トランス２３の２次巻線Ｎ2 には、並
列共振コンデンサＣS および半波整流平滑回路２５Ｓが
接続されており、この整流平滑回路２５Ｓからの直流出
力電圧は、制御回路２６により制御電流に変換されて可
飽和リアクタトランス２１Ｓの制御巻線ＮC に送られて
いる。An oscillation drive circuit 24S for controlling ON / OFF switching of the current of the DC input power source is provided in relation to the secondary winding N B of the saturable reactor transformer 21S. This oscillation drive circuit 24S is composed of the capacitor 2
2 has a switching transistor Q connected in parallel and a diode D B connected between the emitter and base of this transistor Q. That is, the collector of the switching transistor Q is connected to the connection point between the primary winding N A of the power transformer 23 and the capacitor 22, and the base and emitter of the transistor Q are grounded. Further, a series resonance circuit of the secondary winding N B of the saturable reactor transformer 21S and the capacitor C B of the oscillation drive circuit 24S is connected to the base of the switching transistor Q. A starting resistor R S is connected between the base of the switching transistor Q and the DC input power source. Further, a parallel resonance capacitor C S and a half-wave rectifying / smoothing circuit 25S are connected to the secondary winding N 2 of the power transformer 23, and the DC output voltage from the rectifying / smoothing circuit 25S is controlled by the control circuit 26. It is converted into a current and sent to the control winding N C of the saturable reactor transformer 21S.
【００１５】次に、このような構成を有するいわゆる磁
束制御形スイッチング電源装置の概略的な動作を説明す
る。Next, a schematic operation of the so-called magnetic flux control type switching power supply device having such a configuration will be described.
【００１６】電源スイッチ４をオン操作した電源投入時
には、上記直流入力電源の電圧Ｅ1が与えられ、発振駆
動回路２４Ｓの起動抵抗ＲS を介してスイッチングトラ
ンジスタＱのベースに起動電流が流れ、このトランジス
タＱがキックされてスイッチング動作が開始される。定
常時には、可飽和リアクタトランス２１Ｓの２次巻線Ｎ
B のインダクタンスとコンデンサＣB との直列共振回路
により２次巻線ＮB を流れる正弦波交流電流によってス
イッチングトランジスタＱ1 が駆動され、これを繰り返
してスイッチング動作が継続する。When the power is turned on by turning on the power switch 4, the voltage E 1 of the DC input power is applied, and a starting current flows to the base of the switching transistor Q via the starting resistor R S of the oscillation drive circuit 24S. The transistor Q is kicked and the switching operation is started. In the steady state, the secondary winding N of the saturable reactor transformer 21S
The switching transistor Q 1 is driven by the sinusoidal alternating current flowing through the secondary winding N B by the series resonance circuit of the inductance of B and the capacitor C B, and the switching operation is continued by repeating this.
【００１７】可飽和リアクタトランス２１Ｓの制御巻線
ＮC には、電源トランス２３の出力電圧を検出して得ら
れる制御回路２６からの直流制御電流が供給されてお
り、負荷変動や上記直流入力電源電圧Ｅｉの変動に対し
て電源トランス２３からの直流出力電圧が常に一定とな
るように、制御回路２６によって可飽和リアクタトラン
ス２１Ｓの制御巻線ＮC を流れる制御電流が制御され、
２次巻線ＮB のインダクタンスが制御されて、発振駆動
回路２４Ｓの発振周波数が制御される。The control winding N C of the saturable reactor transformer 21S is supplied with a DC control current from the control circuit 26, which is obtained by detecting the output voltage of the power transformer 23. The control circuit 26 controls the control current flowing through the control winding N C of the saturable reactor transformer 21S so that the DC output voltage from the power supply transformer 23 is always constant with respect to the fluctuation of the voltage Ei.
The inductance of the secondary winding N B is controlled to control the oscillation frequency of the oscillation drive circuit 24S.
【００１８】ここで、トランジスタＱのコレクタ電圧は
図３Ａのように変化する。また、図３Ｂは２次巻線ＮB
を流れる正弦波交流電流を示し、図３Ｃはスイッチング
トランジスタＱのコレクタ電流を示し、図３Ｄは電源ト
ランス２３の１次巻線Ｎ1 を流れる電流を示している。
すなわち、電源トランス２３の１次巻線Ｎ1 を流れる電
流は、コンデンサ２２の容量値Ｃ1 と電源トランス２３
の１次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 とによって直列共
振して、図３Ｇに示すように正弦波状の波形となり、可
飽和リアクタトランス２１Ｓの１次巻線ＮA を流れる上
記直列共振電流で誘起した電圧によって、２次巻線ＮB
のインダクタンスＬB とコンデンサＣBとが直列共振し
て、図３Ｂに示すような正弦波状の電流がスイッチング
トランジスタＱのベース電流として供給される。したが
って、本実施例に示すスイッチング電源装置のスイッチ
ング動作周波数ｆは、Here, the collector voltage of the transistor Q changes as shown in FIG. 3A. Further, FIG. 3B shows the secondary winding N B.
3C shows the sine wave alternating current flowing through the collector current of the switching transistor Q, and FIG. 3D shows the current flowing through the primary winding N 1 of the power transformer 23.
That is, the current flowing through the primary winding N 1 of the power transformer 23 is equal to the capacitance value C 1 of the capacitor 22 and the power transformer 23.
And series resonance by the inductance L 1 of the primary winding N 1 of a sine wave waveform as shown in FIG. 3G, induced by the series resonance current flowing through the primary winding N A of the saturable reactor transformer 21S Secondary winding N B
The inductance L B and the capacitor C B resonate in series, and a sinusoidal current as shown in FIG. 3B is supplied as the base current of the switching transistor Q. Therefore, the switching operation frequency f of the switching power supply device shown in this embodiment is
【００１９】[0019]
【数１】 [Equation 1]
【００２０】と表される。ここで、可飽和リアクタトラ
ンス２１Ｓの２次巻線ＮB を流れる電流ＩB とインダク
タンスＬB との関係は、図２に示したような直交形可飽
和リアクタトランス２１Ｓの磁芯ギャップを片足のみに
設けるとき、制御巻線ＮC に供給される直流制御電流Ｉ
NCによって図４のように変化する。したがって、図５に
示すように電源トランス２３の２次側の負荷電流ＩL の
変化や交流入力電源１を整流平滑して得られる上記直流
入力電源の電圧Ｅｉの変動に対して上記直流制御電流Ｉ
NCが制御されるように、制御回路２６を設計すれば、発
振駆動回路２４Ｓの発振周波数ｆは、図６に示すよう
に、負荷電流ＩL の変化や入力電源電圧Ｅｉの変動に対
して制御されることになる。It is expressed as follows. Here, the relationship between the current I B flowing through the secondary winding N B of the saturable reactor transformer 21S and the inductance L B is that the magnetic core gap of the orthogonal saturable reactor transformer 21S as shown in FIG. , The DC control current I supplied to the control winding N C
It changes according to NC as shown in Fig. 4. Therefore, as shown in FIG. 5, the DC control current is changed with respect to the change of the load current I L on the secondary side of the power transformer 23 and the fluctuation of the voltage Ei of the DC input power obtained by rectifying and smoothing the AC input power 1. I
If the control circuit 26 is designed so that the NC is controlled, the oscillation frequency f of the oscillation drive circuit 24S is controlled against changes in the load current I L and changes in the input power supply voltage Ei, as shown in FIG. Will be done.
【００２１】ところで図７は、発振駆動回路２４Ｓのス
イッチングトランジスタＱをスイッチＴで置き換えた等
価回路構成を示しており、電源絶縁トランス２３の１次
側スイッチング回路部は、上記発振周波数ｆの正弦波交
流電流を１次巻線Ｎ1 に流すための変換回路と考えて良
いことから、これを高周波交流電源に置き換えることに
より、図８に示すような等価回路が得られる。これらの
図７および図８において、Ｌ1 ，Ｌ2 およびＭは、電源
絶縁トランス２３の１次側、２次側の巻線Ｎ1，Ｎ2 の
各インダクタンスおよび相互インダクタンスをそれぞれ
示し、ＲL は電源絶縁トランス２３の２次側の負荷抵抗
を示している。ここで、図８の等価回路における高周波
交流電源から得られる交流出力電圧ＥACの実効値Ｅ0
は、By the way, FIG. 7 shows an equivalent circuit configuration in which the switching transistor Q of the oscillation drive circuit 24S is replaced by a switch T. The primary side switching circuit portion of the power insulating transformer 23 is a sine wave of the oscillation frequency f. Since it can be considered as a conversion circuit for supplying an alternating current to the primary winding N 1 , by replacing this with a high frequency alternating current power supply, an equivalent circuit as shown in FIG. 8 can be obtained. In these FIGS. 7 and 8, L 1 , L 2 and M indicate the respective inductances and mutual inductances of the windings N 1 and N 2 on the primary side and secondary side of the power supply isolation transformer 23, respectively, and R L Indicates load resistance on the secondary side of the power insulating transformer 23. Here, the effective value E 0 of the AC output voltage E AC obtained from the high frequency AC power supply in the equivalent circuit of FIG.
Is
【００２２】[0022]
【数２】 [Equation 2]
【００２３】となる。また最大実効値Ｅ0MAXは、並列共
振周波数ｆ0 とスイッチング周波数ｆが等しいときに得
られ、これらの並列共振周波数ｆ0 および最大実効値Ｅ
0MAXは、It becomes Further, the maximum effective value E 0MAX is obtained when the parallel resonance frequency f 0 and the switching frequency f are equal, and the parallel resonance frequency f 0 and the maximum effective value E 0 are obtained.
0MAX is
【００２４】[0024]
【数３】 (Equation 3)
【００２５】となる。すなわち、負荷抵抗ＲL 、直流入
力電圧Ｅｉの変化に対して、図６に示すような周波数制
御によって出力電圧を一定とする動作に一致しているこ
とがわかる。これは、図９に示す最大負荷電力を供給す
るために、スイッチング周波数ｆを並列共振周波数に定
め、軽負荷時や入力電圧が大の時に、Δｆの周波数変化
によって直流出力電圧を一定に制御することになる。[0025] That is, it can be seen that the change in the load resistance R L and the DC input voltage Ei is consistent with the operation of keeping the output voltage constant by the frequency control shown in FIG. In order to supply the maximum load power shown in FIG. 9, the switching frequency f is set to the parallel resonance frequency, and the DC output voltage is controlled to be constant by the frequency change of Δf when the load is light or the input voltage is large. It will be.
【００２６】ここで、電源トランス２３の２次側に接続
された整流平滑回路２５Ｓとして、例えば、１４０Ｖの
直流出力を得る第１の整流平滑回路と、１５Ｖの直流出
力を得る第２の整流平滑回路とが用いられ、第１の整流
平滑回路の出力負荷電力が１４０Ｗで、第２の整流平滑
回路の出力負荷電力が１５Ｗの計１５５Ｗの電力を供給
するためのスイッチング電源装置を、上記交流入力電源
１の電圧が９０Ｖ〜１４４Ｖの範囲で変動するような条
件の下に設計する場合について説明する。As the rectifying / smoothing circuit 25S connected to the secondary side of the power transformer 23, for example, a first rectifying / smoothing circuit for obtaining a DC output of 140V and a second rectifying / smoothing circuit for obtaining a DC output of 15V. And a switching power supply device for supplying a total of 155 W of output load power of the first rectifying and smoothing circuit of 140 W and an output load power of the second rectifying and smoothing circuit of 15 W. A case of designing under the condition that the voltage of the power supply 1 varies in the range of 90V to 144V will be described.
【００２７】前記従来の図１０に示すスイッチング電源
装置において上記条件を満足させようとする場合、先
ず、スイッチング周波数ｆについては、５０ｋHzより高
い周波数にすると可飽和リアクタトランス１１３の磁心
損失が増大するため、効率低下防止の面から４０ｋHz〜
５０ｋHz程度に設定されることを考慮し、例えばｆ＝５
０ｋHzに定めている。このとき、コンバータ駆動トラン
ス１１１の磁気コアには、Ｕ−１６，ＦＥ−２材のフェ
ライト磁心を用いており、可飽和リアクタトランス１１
３については、磁気コア１１３ｅとして８mm角の直交磁
心を用い、巻線としては直径０.1mmの細い芯線を４３本
束ねたものを被制御巻線ＮR 側に３５巻きし、かつ図１
１に示すようにＵ字ビス１１３ｇにより放熱板１１３ｆ
を磁気コア１１３ｅに取り付け、これを電源ブロックの
シールドケースに共締めして磁心損失による発熱を逃が
す構成が必要とされる。このような従来のスイッチング
電源装置を上記条件の下に構成するとき、交流−直流変
換効率は、ＡＣ１００Ｖで８３％となることが実験によ
り確かめられている。In order to satisfy the above conditions in the conventional switching power supply device shown in FIG. 10, first, when the switching frequency f is higher than 50 kHz, the magnetic core loss of the saturable reactor transformer 113 increases. From the aspect of efficiency reduction prevention, 40 kHz ~
Considering that it is set to about 50 kHz, for example, f = 5
It is set to 0 kHz. At this time, a ferrite core of U-16 and FE-2 material is used for the magnetic core of the converter drive transformer 111, and the saturable reactor transformer 11
Regarding No. 3, a rectangular core of 8 mm square was used as the magnetic core 113e, and as the winding wire, 43 thin core wires having a diameter of 0.1 mm were bundled and 35 windings were made on the controlled winding N R side, and FIG.
As shown in FIG. 1, the U-shaped screw 113g causes the heat sink 113f to
Needs to be attached to the magnetic core 113e and fastened together with the shield case of the power supply block to release heat generated by magnetic core loss. It has been confirmed by experiments that, when such a conventional switching power supply device is configured under the above conditions, the AC-DC conversion efficiency is 83% at AC100V.
【００２８】これに対して、本発明の上記実施例のスイ
ッチング電源装置によれば、可飽和リアクタトランス２
１Ｓを発振駆動回路２４Ｓの発振周波数制御用に用いて
おり、小振幅動作のため、高周波での磁心損失が少な
く、上記条件の下でもスイッチング周波数ｆを１００ｋ
Hz〜１５０ｋHz程度あるいはこれ以上に設定可能であ
り、このとき、可飽和リアクタトランス２１Ｓとして
は、ＦＥ−３材で６mm角の直交コアを用い、線材には直
径０.1mmの細い芯線を１７本束ねたものを各巻線ＮAお
よびＮB にそれぞれ７巻きすればよく、可飽和リアクタ
トランス２１Ｓを小型軽量化することができるととも
に、放熱についても自然空冷の状態で十分な信頼性を確
保できる。このときの交流−直流変換効率は、ＡＣ１０
０Ｖで９０％にまで向上することが実験により確かめら
れている。On the other hand, according to the switching power supply device of the above embodiment of the present invention, the saturable reactor transformer 2
1S is used for controlling the oscillation frequency of the oscillation drive circuit 24S, and because of the small amplitude operation, there is little magnetic core loss at high frequencies, and the switching frequency f is 100k even under the above conditions.
The frequency can be set to about Hz to 150 kHz or higher. At this time, as the saturable reactor transformer 21S, a 6 mm square orthogonal core made of FE-3 is used, and the wire rod has 17 thin core wires with a diameter of 0.1 mm. It is only necessary to wind the bundled product 7 times around each of the windings N A and N B , and it is possible to reduce the size and weight of the saturable reactor transformer 21S, and also to secure sufficient reliability in heat dissipation in the natural air cooling state. The AC-DC conversion efficiency at this time is AC10.
It has been confirmed by experiments that the voltage is improved to 90% at 0V.
【００２９】この図１に示す実施例によれば、高周波・
小振幅動作が可能となり、可飽和リアクタトランスの小
型軽量化、磁心損失の低減および制御範囲の拡大が図
れ、安価で高性能の電源装置を提供できるのみならず、
電源投入時の発振駆動回路の起動が安定かつ確実に行
え、さらに、小電力供給用として、構成が簡単で済み、
より安価に提供できるという利点もある。According to the embodiment shown in FIG. 1, high frequency
Small amplitude operation is possible, the saturable reactor transformer can be made smaller and lighter, the magnetic core loss can be reduced, and the control range can be expanded.
The oscillation drive circuit can be started stably and reliably when the power is turned on, and the configuration is simple for small power supply.
There is also an advantage that it can be provided at a lower cost.
【００３０】[0030]
【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明のスイッチング電源装置によれば、可飽和リアクタト
ランスを１次側電流スイッチング用の発振駆動回路の発
振周波数を制御するために用いているため、高周波・小
振幅動作が可能となり、可飽和リアクタトランスの小型
軽量化、磁心損失の低減および制御範囲の拡大が図れ、
安価で高性能の電源装置を提供できる。また、可飽和リ
アクタトランスが小電流でドライブされることより、可
飽和リアクタトランスからの漏れ磁束が低減され、電源
ブロックのシールドケースが簡略化され、例えば、従来
の厚さ２mmのアルミ製ケースから、厚さ１mmの鉄板製ケ
ースに簡略化できる。また、可飽和リアクタトランスを
シールドケースに取り付ける必要がないため、トランス
のいわゆる鳴きが解消する。さらに、電源投入時の発振
駆動回路の起動が安定かつ確実に行え、電源投入時の過
渡現象による悪影響等を有効に防止できる。さらに、ス
イッチングトランジスタを１個用いており、小電力供給
用として、構成が簡単で済み、より安価に提供できると
いう利点もある。As is apparent from the above description, according to the switching power supply device of the present invention, the saturable reactor transformer is used to control the oscillation frequency of the oscillation drive circuit for the primary side current switching. Since it is possible to operate at high frequency and small amplitude, it is possible to reduce the size and weight of the saturable reactor transformer, reduce the core loss, and expand the control range.
An inexpensive and high-performance power supply device can be provided. Also, by driving the saturable reactor transformer with a small current, the leakage flux from the saturable reactor transformer is reduced, and the shield case of the power supply block is simplified. For example, from the conventional aluminum case with a thickness of 2 mm, It can be simplified to an iron plate case with a thickness of 1 mm. Further, since it is not necessary to attach the saturable reactor transformer to the shield case, so-called squeal of the transformer is eliminated. Further, the oscillation drive circuit can be stably and reliably started when the power is turned on, and the adverse effects due to the transient phenomenon when the power is turned on can be effectively prevented. Further, since one switching transistor is used, there is an advantage that it can be provided at a lower cost because it has a simple structure for supplying a small amount of power.
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の一実施例
を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a switching power supply device according to the present invention.
【図２】可飽和リアクタトランスの一例を示す概略斜視
図である。FIG. 2 is a schematic perspective view showing an example of a saturable reactor transformer.
【図３】実施例の動作説明のためのタイムチャートであ
る。FIG. 3 is a time chart for explaining the operation of the embodiment.
【図４】可飽和リアクタトランスの電流−電圧特性を示
すグラフである。FIG. 4 is a graph showing current-voltage characteristics of a saturable reactor transformer.
【図５】負荷電流変化、入力電圧変動に対する制御動作
特性を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing control operation characteristics with respect to load current changes and input voltage fluctuations.
【図６】負荷電流変化、入力電圧変動に対する制御動作
特性を示すグラフである。FIG. 6 is a graph showing control operation characteristics with respect to load current change and input voltage change.
【図７】スイッチング電源回路の等価回路図である。FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of a switching power supply circuit.
【図８】スイッチング電源回路の等価回路図である。FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of a switching power supply circuit.
【図９】発振周波数に対する出力電圧の変化を示すグラ
フである。FIG. 9 is a graph showing changes in output voltage with respect to oscillation frequency.
【図１０】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回
路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply device.
【図１１】従来の可飽和リアクタトランスの一例を示す
概略斜視図である。FIG. 11 is a schematic perspective view showing an example of a conventional saturable reactor transformer.
１ 交流入力電源 ２ 全波整流器 ３ 平滑コンデンサ ２１Ｓ 可飽和リアクタトランス ２２ 共振コンデンサ ２３ 電源トランス ２４Ｓ 発振駆動回路 ２５Ｓ 整流平滑回路 ２６ 制御回路 1 AC input power supply 2 Full-wave rectifier 3 Smoothing capacitor 21S Saturable reactor transformer 22 Resonance capacitor 23 Power supply transformer 24S Oscillation drive circuit 25S Rectification smoothing circuit 26 Control circuit
Claims (1)
の１次巻線を含むＬＣ共振回路と、 このＬＣ共振回路の巻線とコンデンサとの接続点に接続
され該ＬＣ共振回路を流れる電流をオン、オフ駆動する
スイッチング素子を有し、上記ＬＣ共振回路と上記直流
入力電源との間に設けられた可飽和リアクタトランスに
より発振周波数が制御され、上記スイッチング素子の制
御端子に接続された起動抵抗を介して供給される起動電
流によりスイッチング動作が開始される発振駆動回路
と、 上記電源トランスの２次側出力電圧を検出して上記可飽
和リアクタトランスのインダクタンスを制御し、上記発
振駆動回路の発振周波数を可変制御する制御回路とを具
備して成るスイッチング電源装置。1. An LC resonance circuit including a primary winding of a power transformer connected to a DC input power supply, and a current flowing through the LC resonance circuit connected to a connection point between the winding of the LC resonance circuit and a capacitor. A starting resistor connected to a control terminal of the switching element, which has a switching element that is turned on and off, and whose oscillation frequency is controlled by a saturable reactor transformer provided between the LC resonance circuit and the DC input power source. An oscillation drive circuit in which a switching operation is started by a starting current supplied via the power supply transformer and an output voltage of the secondary side of the power supply transformer are detected to control the inductance of the saturable reactor transformer to oscillate the oscillation drive circuit. A switching power supply device comprising: a control circuit for variably controlling a frequency.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7013210A JP2565217B2 (en) | 1995-01-30 | 1995-01-30 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7013210A JP2565217B2 (en) | 1995-01-30 | 1995-01-30 | Switching power supply |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60203942A Division JPH0775469B2 (en) | 1985-09-13 | 1985-09-14 | Switching power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0866026A true JPH0866026A (en) | 1996-03-08 |
| JP2565217B2 JP2565217B2 (en) | 1996-12-18 |
Family
ID=11826801
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7013210A Expired - Fee Related JP2565217B2 (en) | 1995-01-30 | 1995-01-30 | Switching power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2565217B2 (en) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1001520A2 (en) * | 1998-11-10 | 2000-05-17 | Sony Corporation | Switching power supply circuit |
| WO2000069059A1 (en) * | 1999-05-11 | 2000-11-16 | Sony Corporation | Switching power supply circuit |
| EP1089304A1 (en) * | 1999-09-30 | 2001-04-04 | Sony Corporation | Switching power circuit and insulating converter transformer |
| EP1124316A2 (en) * | 2000-02-09 | 2001-08-16 | Sony Corporation | Switching power circuit |
| JP2001327167A (en) * | 2000-05-17 | 2001-11-22 | Sony Corp | Switching power circuit |
| EP1367705A1 (en) * | 2001-03-05 | 2003-12-03 | Sony Corporation | Switching power source circuit with drive frequency variably controlled by switching element |
| KR100529994B1 (en) * | 1999-09-14 | 2005-11-22 | 이턴 코포레이션 | Loosely coupled rotary transformer having resonant circuit |
| CN100405833C (en) * | 2006-06-01 | 2008-07-23 | 南京Lg同创彩色显示系统有限责任公司 | Compensation loop for eliminating switch frequency change to generate electromagnetic interference phenomenon |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6087672A (en) * | 1983-10-20 | 1985-05-17 | Sony Corp | Drive circuit of switching power source circuit |
-
1995
- 1995-01-30 JP JP7013210A patent/JP2565217B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6087672A (en) * | 1983-10-20 | 1985-05-17 | Sony Corp | Drive circuit of switching power source circuit |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1001520A2 (en) * | 1998-11-10 | 2000-05-17 | Sony Corporation | Switching power supply circuit |
| EP1001520A3 (en) * | 1998-11-10 | 2000-10-11 | Sony Corporation | Switching power supply circuit |
| WO2000069059A1 (en) * | 1999-05-11 | 2000-11-16 | Sony Corporation | Switching power supply circuit |
| KR100718480B1 (en) * | 1999-05-11 | 2007-05-16 | 소니 가부시끼 가이샤 | Switching power supply circuit |
| KR100529994B1 (en) * | 1999-09-14 | 2005-11-22 | 이턴 코포레이션 | Loosely coupled rotary transformer having resonant circuit |
| US6411528B1 (en) | 1999-09-30 | 2002-06-25 | Sony Corporation | Switching power circuit and insulating converter transformer |
| EP1089304A1 (en) * | 1999-09-30 | 2001-04-04 | Sony Corporation | Switching power circuit and insulating converter transformer |
| EP1124316A3 (en) * | 2000-02-09 | 2003-12-03 | Sony Corporation | Switching power circuit |
| EP1124316A2 (en) * | 2000-02-09 | 2001-08-16 | Sony Corporation | Switching power circuit |
| JP2001327167A (en) * | 2000-05-17 | 2001-11-22 | Sony Corp | Switching power circuit |
| JP4501224B2 (en) * | 2000-05-17 | 2010-07-14 | ソニー株式会社 | Switching power supply circuit |
| EP1367705A1 (en) * | 2001-03-05 | 2003-12-03 | Sony Corporation | Switching power source circuit with drive frequency variably controlled by switching element |
| EP1367705A4 (en) * | 2001-03-05 | 2005-07-27 | Sony Corp | Switching power source circuit with drive frequency variably controlled by switching element |
| CN100405833C (en) * | 2006-06-01 | 2008-07-23 | 南京Lg同创彩色显示系统有限责任公司 | Compensation loop for eliminating switch frequency change to generate electromagnetic interference phenomenon |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2565217B2 (en) | 1996-12-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100741872B1 (en) | Switching power supply apparatus with active clamp circuit | |
| JP4676409B2 (en) | Non-contact power transmission device | |
| US6794976B2 (en) | HF transformer assembly having a higher leakage inductance boost winding | |
| JP2001275351A (en) | Switching power circuit | |
| US6747883B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP2001103751A (en) | Switching power circuit and isolation converter transformer | |
| JP2565217B2 (en) | Switching power supply | |
| US6590787B2 (en) | Wide range zero voltage switching resonance type converter | |
| JPH0775469B2 (en) | Switching power supply | |
| US7298633B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP2734296B2 (en) | Switching power supply | |
| KR940008029B1 (en) | Power supply for driving magnetron | |
| JPH0819252A (en) | Resonance converter | |
| KR20090128260A (en) | Power supply using integrated transformer | |
| TW506183B (en) | Switching power supply circuit | |
| JP4314703B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP4314700B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP2006054935A (en) | Switching power circuit | |
| JP2003143851A (en) | Switching regulator circuit and insulated converter transformer | |
| JP2697167B2 (en) | High frequency heating equipment | |
| JP2002027751A (en) | Switching power supply circuit | |
| JP2001128451A (en) | Switching power circuit | |
| JP2002027749A (en) | Switching power supply circuit | |
| JPS6264169A (en) | Switching power unit | |
| JP2004007957A (en) | Power supply for switching circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |