JP4314700B2 - Switching power supply circuit - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図５の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。この電源回路は、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備えて構成される。
【０００４】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。また、この整流平滑回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平滑コンデンサＣｉに流入する突入電流を抑制するようにしている。
【０００５】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1 には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には、検出駆動巻線ＮB ，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地される。
【０００７】
また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 側のリーケージインダクタンスＬ1 とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｐは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００８】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD 、駆動巻線ＮB 、及び制御巻線ＮC が巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1 を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD 、駆動巻線ＮB を巻装し、更に制御巻線ＮC を、上記共振電流検出巻線ＮD 及び駆動巻線ＮB に対して直交する方向に巻装して構成される。
【０００９】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮD は、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 との間に直列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1 を介して共振電流検出巻線ＮD に伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮD に得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮB に励起されることで、駆動巻線ＮB にはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB ，ＣB ）からベース電流制限抵抗ＲB を介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1 のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1 は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１６に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎ2 をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００１１】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、図５に示すようにスイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は共振電流検出巻線ＮD の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2 に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2 に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2 のリーケージインダクタンスＬ2 と二次側並列共振コンデンサＣ2 のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１３】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１４】
上記ようにして、電源回路の二次側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1から成る整流平滑回路を備えることで二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。つまり、この構成では二次側においてブリッジ整流回路ＤBRによって全波整流動作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路ＤBRは二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力することで、二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧とほぼ等倍レベルに対応する直流出力電圧ＥO1を生成する。なお、この直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力される。
制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧及び制御回路１の動作電源として利用する。
【００１５】
また、上記図５に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側としては、本出願人の提案に基づき図６に示すような回路構成も採用することができる。
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2 に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2 が接続される。そして、二次巻線Ｎ2 に対してセンタータップを設けたうえで、整流ダイオードＤO1，ＤO2及び平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで全波整流回路を構成し、二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する直流出力電圧ＥO1を生成するようにしている。
【００１６】
ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図１７（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１７（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。
これを、図５及び図６に示す二次側の動作に対応させてみると、例えば図５に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときにブリッジ整流回路ＤBRに整流電流Ｉ3 が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方式）と見ることができ、また逆に二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が負極性のときにブリッジ整流ダイオードＤBRに整流電流Ｉ4 が流れる動作は−Ｍの動作モード（フライバック方式）であると見ることができる。
また例えば図６に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1に整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方式）と見ることができ、逆に、二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2に流れる整流電流は−Ｍの動作モード（フライバック方式）であると見ることができる。即ち、この図５及び図６に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作することになる。
【００１７】
このような構成では、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。
これは、先に図１６にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるものである。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設けられない場合には、フライバック動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
【００１８】
制御回路１では、二次側の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、制御巻線ＮC に流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB のインダクタンスＬB を可変制御する。これにより、駆動巻線ＮB のインダクタンスＬB を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1 のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００１９】
図５に示した電源回路においては、駆動巻線ＮB のインダクタンスＬB を可変制御する直交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFF は一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御するように動作することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。なお、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
【００２０】
ここで、例えば入力される交流入力電圧ＶACの変動が８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏが２００Ｗ〜０Ｗ（無負荷）という入出力条件に対応する電源回路を、上記図５に示した直交形制御トランスＰＲＴによる自励発振形スイッチング周波数制御方式によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライトコアＥＥ−３５、一次巻線Ｎ1 及び二次巻線Ｎ2 の巻線数をそれぞれ４３Ｔ（ターン）、ギャップＧ＝１ｍｍ、一次側共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2 ＝０．０１μＦに選定される。
【００２１】
図７は上記のように各構成部品の値が設定された図５に示す構成の電源回路において、入力交流電圧ＶACを１００Ｖとした時に得られる動作波形の一例を示した図である。
このような電源回路において、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB ，ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチング動作を行うことで、スイッチング素子Ｑ1 ／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用によって、図７（ａ）に示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この一次側並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するようにスイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFF において正弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応している。
【００２２】
そして、スイッチング素子Ｑ1 のオン／オフ動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にスイッチング出力が伝達される。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴが＋Ｍの動作モード（フォワード方式）になると、絶縁コンバータトランスＰＩＴはフォワードコンバータ動作となって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられているブリッジ整流回路ＤBRでは、図７（ｂ）に示すような波形の整流電流Ｉ3 が流れる。また逆に、絶縁コンバータトランスＰＩＴが−Ｍの動作モード（フライバック方式）になると、絶縁コンバータトランスＰＩＴはフライバックコンバータ動作となって、図７（ｃ）に示すような波形の整流電流Ｉ4 が流れることになる。
【００２３】
また図８は、上記のように各構成部品の値が設定された図５に示す構成の電源回路において、負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。なお、この場合も入力交流電圧ＶACは１００Ｖとする。
この図に示されているように、上記図５に示した電源回路では、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の定電圧制御として、負荷電力Ｐｏが上昇するにしたがって、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング周波数ｆｓがほぼ一定の傾きを持って低くなるように制御され、また同時にスイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONもほぼ一定の傾きを持って長くなるように制御されている。なお、スイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF は、ほぼ一定とされるので図示は省略する。つまり、上記図５に示した電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時にスイッチング素子Ｑ1 のオン期間（導通角）を制御するという複合制御方式を採っている。
【００２４】
また、図９は先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできる先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示した図である。
なお、上記図５と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２５】
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられている二次巻線Ｎ2 の一端は二次側アースに接続され、他端は直列共振コンデンサＣｓの直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側アースに対して接続される。
【００２６】
このような接続形態では、［二次巻線Ｎ2 、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧半波整流回路が設けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンス成分Ｌ2 とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
また、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）の並列共振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の直列共振回路の直列共振周波数をｆｏ２とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２となるように、二次側の直列共振コンデンサＣｓのキャパシタンスが選定される。つまり、この図に示す電源回路も、一次側にスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側に倍電圧半波整流動作を得るための直列共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバータとして構成されているものである。
【００２７】
上記［二次巻線Ｎ2 、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の組による倍電圧整流動作としては、一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起される。倍電圧整流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧を入力して整流動作を行う。
この場合、先ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓによる直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓに対して充電する動作が得られる。
そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2 に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓの電位が加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作となる。
上記のように、絶縁コンバータトランスＰＩＴが加極性モードと減極性モードを交互に繰り返すことで、平滑コンデンサＣO1には、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍のレベルに対応した直流出力電圧（整流平滑電圧）が得られる。つまり、この図９に示す二次側においては、いわゆる倍電圧半波整流動作を行う倍電圧半波整流回路が設けられている。
【００２８】
ここで、例えば入力される交流入力電圧ＶACの変動を８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏを２００Ｗ〜０Ｗとした入出力条件に対応する電源回路を、図９に示した倍電圧半波整流回路を備えた電源回路によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の巻線数を３９Ｔ、二次巻線Ｎ2 の巻線数を２３Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．１μＦに選定される。
【００２９】
図１１は、図９に示したような絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側が倍電圧半波整流回路によって構成され、各構成部品の値が適正に選定された電源回路において、入力交流電圧ＶACを１００Ｖとした時に得られる動作波形の一例である。
このような回路においても、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB ，ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチング動作を行うことで、スイッチング素子Ｑ1 ／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用によって、図１１（ａ）に示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するように、スイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFF において正弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応することになる。
また、整流ダイオードＤO1，ＤO2を流れる電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、図１１（ｂ），図１１（ｃ）に示すように、二次巻線Ｎ2 を流れる直列共振電流が交互に連続して流れる波形となる。
【００３０】
また図１２は、上記のような設計により各構成部品の値が設定された図９に示した電源回路において、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示した図である。なお、この場合の入力交流電圧ＶACは１００Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルは１３５Ｖとされる。
この図１２に示されているように、図９に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏが変動した場合でも、スイッチング周波数ｆｓは殆ど変化しておらず、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1を定電圧化するための定電圧制御は、スイッチング素子Ｑ1 がオンとされる期間ＴONと、オフとされる期間ＴOFF を制御することにより実現されている。即ち、図９に示した電源回路は、スイッチング周波数ｆｓの可変制御は行われておらず、先に説明したような複合制御方式を採っていないものとなっている。
【００３１】
また、上記図９に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側としては、本出願人からの提案に基づき図１０に示すような回路構成とすることもできる。
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 の一端は、直列共振コンデンサＣｓ1 の直列接続を介して、整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続されると共に、直列共振コンデンサＣｓ2 の直列接続を介して整流ダイオードＤO3のアノードと整流ダイオードＤO4のカソードの接続点に対して接続される。
一方、二次巻線Ｎ2 の他端は、平滑コンデンサＣO10 の負極と平滑コンデンサＣO11 の正極の接続点に対して接続される。また、この平滑コンデンサＣO10 の負極と平滑コンデンサＣO11 の正極の接続点に対しては、整流ダイオードＤO2のアノードと整流ダイオードＤO3のカソードが接続される。
平滑コンデンサＣO10 と平滑コンデンサＣO11 は、平滑コンデンサＣO10 の負極と平滑コンデンサＣO11 の正極と接続して直列接続したうえで、平滑コンデンサＣO10 の正極を整流ダイオードＤO1のカソードに接続し、平滑コンデンサとＣO11 の負極を二次側アースに対して接続するように設けられる。
【００３２】
このような接続形態では、結果的には、［直列共振コンデンサＣｓ1 、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO10 ］の組から成る第１の倍電圧整流回路と、［直列共振コンデンサＣｓ2 、整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO11 ］の組から成る第２の倍電圧整流回路とが形成され、これら第１及び第２の倍電圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣO10 ，ＣO11 ）が直列に接続されて設けられることになる。そして、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせた整流回路全体としては、直列接続された平滑コンデンサＣO10 −平滑コンデンサＣO11 の両端には、二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧の４倍に対応する二次側出力電圧が得られる。つまり、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせた整流回路全体としては、４倍電圧全波整流回路を形成する。なお、この４倍電圧全波整流回路の整流動作については後述する。
【００３３】
直列共振コンデンサＣｓ1 は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンス成分Ｌ2 とによって、第１の倍電圧整流回路における整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
同様に、直列共振コンデンサＣｓ2 は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンス成分Ｌ2 によって、第２の倍電圧整流回路における整流ダイオードＤO3，ＤO4のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
【００３４】
また、これら直列共振回路の共振周波数としては、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）の並列共振周波数をｆｏ１とし、二次側の直列共振回路（Ｎ2 ，Ｃｓ1 ）の直列共振周波数をｆｏ２、同じ二次側の直列共振回路（Ｎ2 ，Ｃｓ2 ）の直列共振周波数をｆｏ３とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２≒ｆｏ３となるように、二次側の直列共振コンデンサＣｓ1 ，Ｃｓ2 のキャパシタンスが選定される。
【００３５】
続いて、先に述べた４倍電圧全波整流回路の動作について説明する。
一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起される。４倍電圧整流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧を入力して整流動作を行うが、このときの［直列共振コンデンサＣｓ1 、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO10 ］から成る第１の倍電圧整流回路の動作を以下に記す。
先ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓ1 による直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓ1 に対して充電する動作が得られる。
そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2 に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1 の電位が加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO10 に対して充電が行われる動作となる。
【００３６】
上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO10 においては、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流平滑電圧）が得られる。
また、［直列共振コンデンサＣｓ2 、整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO11 ］の組とから成る第２の倍電圧整流回路においても同様の動作によって、平滑コンデンサＣO11 の両端には、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧が得られることになる。
【００３７】
そして、上記のようにして第１，第２の倍電圧整流回路の各々によって倍電圧整流動作が行われる結果、直列接続された平滑コンデンサＣO10 −平滑コンデンサＣO11 の両端には、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。
【００３８】
ここで、例えば入力される交流入力電圧ＶACの変動を８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏを２００Ｗ〜０Ｗという入出力条件に対応する電源回路を、図１０に示した４倍電圧全波整流回路を備えた電源回路によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 ＝４６Ｔ、二次巻線Ｎ2 ＝１４Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝３９００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ1 ，Ｃｓ2 ＝０．１μＦが選定される。
【００３９】
また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側として、図１３に示すような回路構成を採用することも考えられる。
この図に示す電源回路の二次側としては、図５に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 に対して並列に接続されていた二次側並列共振コンデンサＣ2 を削除し、二次巻線Ｎ2 の一端とブリッジ整流回路ＤBRとの間に、二次側直列共振コンデンサＣｓを直列に接続した構成とされる。
【００４０】
図１４は、上記図１３に示した二次側の回路構成を備え、適正なドライブ条件となるように各構成部品の値が選定された電源回路において、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示した図である。
この図に示されているように、図１３に示した電源回路は、図９に示した電源回路と同様、負荷電力Ｐｏが変動した場合でもスイッチング周波数ｆｓは殆ど変化しておらず、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1を定電圧化するための定電圧制御は、スイッチング素子Ｑ1 がオンとされる期間ＴONと、オフとされる期間ＴOFF を制御することにより行われている。つまり、図１３に示した電源回路は図９に示した電源回路と同様に複合制御方式を採っていないものとされる。
【００４１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図５に示した電源回路では、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している各整流ダイオードがターンオンする際に、ブリッジ整流回路ＤBRの整流ダイオードを流れる電流Ｉ3 ，Ｉ4 には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンス成分Ｌ2 と、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している各整流ダイオードの接合静電容量（数ｐＦ）によって、図７（ｂ），図７（ｃ）に示すような高周波のリンギング電流（振動電流）が重畳される。
このような高周波の振動電流は、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダイオードから電源ノイズ（ＥＭＩ；Electromagnetic Interference）として輻射されることになる。このため、図５に示した電源回路の実際に構成する場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にフェライトビーズインダクタやセラミックコンデンサを追加するなどして、ＥＭＩ対策を施さなければならず部品点数が増加する。
【００４２】
これに対して、図９に示した倍電圧半波整流方式の電源回路では、図１１（ｂ），図１１（ｃ）に示すように、二次側に設けられている整流ダイオードＤO1，ＤO2のターンオン時に、整流ダイオードＤO1，ＤO2を流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 に高周波のリンギングノイズは重畳されない。
また、図１０に示した４倍電圧全波整流方式の電源回路、及び図１３に示した等倍電圧全波整流方式の電源回路においても、その動作波形は図示していないが二次側に設けられている整流ダイオードを流れる共振電流に高周波のリンギングノイズが重畳されないものとなる。
【００４３】
しかしながら、上記図９及び図１０に示した電源回路は、図１２に示すように、負荷電力が例えば５０Ｗ〜１２０Ｗの範囲という中間負荷状態となる領域においてスイッチング素子Ｑ1 が異常動作となる。
また図１３に示した電源回路も、図１４に示すように、例えば負荷電力が中間負荷状態となる領域においてスイッチング素子Ｑ1 が異常動作となっている。
つまり、上記図９、図１０及び図１３に示した電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に、二次側直列共振コンデンサＣｓが設けられているため、二次側の整流ダイオードＤO1〜ＤO4を流れる共振電流に高周波のリンギングノイズが重畳されなくなるが、この場合は負荷電力が中間負荷状態となる領域において、スイッチング素子Ｑ1 が異常動作となる欠点があった。
【００４４】
ここで、図１３に示した電源回路の中間負荷状態における動作波形を図１５に示し、この図を参照しながら中間負荷状態において発生する異常動作について説明する。
自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB ，ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチング動作を行うことで、図１５（ａ）に示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られることになる。この場合はスイッチング素子Ｑ1 がオフとなっている期間ＴOFF が終了する直前の期間Ｔ1 において、図１５（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ1 のコレクタに対してコレクタ電流Ｉｃｐが短時間流れることになる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 を流れる共振電流Ｉ2 の波形としては、図１５（ｃ）に示すような波形となる。
【００４５】
この場合、図１５（ａ），図１５（ｂ）に示したようにスイッチング素子Ｑ1 のオフ期間ＴOFF が終了する直前の期間Ｔ1 では、スイッチング素子Ｑ1 が導通状態となっており、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ間に供給されている一次側共振電圧Ｖｃｐが０レベルになった時にスイッチング動作を行う、いわゆる共振形の基本動作であるＺＶＳ（Zero Voltage Switching）動作から外れることになる。即ち、上記図１３に示した電源回路の中間負荷状態においては、スイッチング素子Ｑ1 の動作がＺＶＳ動作を外れることにより異常動作が発生している。
【００４６】
このような異常動作は、負荷電力Ｐｏの減少にともなってスイッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間ＴOFF が拡大することによって発生する。そして、このような異常動作が発生する期間Ｔ1 においては、スイッチング素子Ｑ1 が或る電圧レベルと電流レベルを持った状態でスイッチング動作が行われるので、スイッチング素子Ｑ1 における電力損失が増加することになる。このため、スイッチング素子Ｑ1 の発熱を抑えるための放熱板を拡大する必要が生じることになる。
【００４７】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、二次側に設けられる整流ダイオードを流れる二次側共振電流に高周波のリンギング電流が重畳されないようにすると共に、中間負荷状態においてもスイッチング素子の動作がＺＶＳ動作となるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【００４８】
このため、本発明のスイッチング電源回路としては、スイッチング素子を備えて、入力された直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、スイッチング手段の動作を電圧共振形とするようにして挿入される一次側電圧共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで形成される二次側直列共振回路とが組み合わされて成る二次側共振回路とを備える。
そして、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、交番電圧のレベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧レベルに応じて、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えて構成することとした。
【００４９】
上記構成によれば、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振回路と二次側並列共振回路が組み合わされて成る二次側共振回路を設けることで、二次側並列共振回路の共振動作によって、絶縁コンバータトランスの二次巻線Ｎ2 を流れる二次側共振電流をほぼ正弦波状とすることができる。これにより、二次側に設けられる整流ダイオードを流れる共振電流の導通角がほぼ等しくなるため、整流ダイオードを流れる共振電流には、高周波のリンギング電流が重畳されなくなる。
また、二次側直流出力電圧の定電圧制御としては、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れるスイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるため、負荷が変動した場合でもスイッチング素子がオフとなる期間の拡大を抑えることができ、中間負荷状態においてもスイッチング素子をＺＶＳ動作とすることが可能になる。
【００５０】
【発明の実施の形態】
図１の回路図は、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図である。この図に示す電源回路は、これまで説明してきた電源回路と同様に、１石のスイッチング素子（バイポーラトランジスタ）を備えた自励式の電圧共振形スイッチングコンバータが設けられている。なお、この図において図５及び図１３と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００５１】
この図１に示す本実施の形態の電源回路は、図５及び図１３に示した電源回路と同様に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対してブリッジ整流回路ＤBRが設けられている。そして、二次側並列共振コンデンサＣ2 と、二次側直列コンデンサＣｓが組み合わされて接続されている点が、図５及び図１３に示した電源回路と異なる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されていると共に、二次巻線Ｎ2 の一端とブリッジ整流回路ＤBRとの間に二次側直列共振コンデンサＣｓが直列に挿入されている。
【００５２】
上記したような構成によれば、本実施の形態の電源回路の二次側においては、二次側並列共振コンデンサＣ2 のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスＬ2 とにより電圧共振回路が形成されると共に、二次側直列共振コンデンサＣｓのキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスＬ2 とにより電流共振回路が形成されることになる。つまり、二次側では、二次巻線Ｎ2 を共通にインダクタンスとして備える電圧共振回路と電流共振回路とが複合的に組み合わされた構成を採るものである。
なお、本明細書では、このようにして二次側において電圧共振回路と電流共振回路とを組み合わせた構成について、「二次側電圧・電流共振回路」ともいうこととする。
【００５３】
図２は上記したような本実施の形態の電源回路の各部の動作波形の一例を示した図である。
このような本実施の形態の電源回路は、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB ，ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチング動作を行うことで、スイッチング素子Ｑ1 ／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用によって、図２（ａ）に示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するようにスイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFF において正弦波状のパルスとなる波形が得られる。またスイッチング素子Ｑ1 のコレクタには図２（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流Ｉｃｐが流れることになる。
【００５４】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 を流れる二次側共振電流Ｉ2 の波形としては、二次側直列共振コンデンサＣｓと二次側並列共振コンデンサＣ2 が組み合わせて接続されていることで、これら並列共振コンデンサＣ2 及び直列共振コンデンサＣｓのキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスＬ2 による電圧・電流共振動作によって、図２（ｃ）に示すように、ほぼ正弦波状となっている。
この場合、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダイオードを流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 の導通角はほぼ等しいものとなり、共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 の波形としては図２（ｄ），図２（ｅ）に示すようになる。
【００５５】
このような本実施の形態の電源回路と、二次巻線Ｎ2 に対して二次側並列共振コンデンサＣ2 が挿入されていない図１３に示した電源回路とを比較すると、図１３に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏが軽負荷となるにしたがってスイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF が拡大され、例えば中間負荷状態の時はスイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF の終了直前の期間Ｔ1 において、図１５（ａ），（ｂ）に破線で示したようにスイッチング素子Ｑ1 が導通してコレクタ電流Ｉｃｐが流れていた。
これに対して、本実施の形態の電源回路では、図２（ａ），（ｂ）に示すように、中間負荷状態においても、後述するようにスイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF は殆ど拡大することがないので、期間ＴOFF においてスイッチング素子Ｑ1 にコレクタ電流Ｉｃｐが流れることがない。これにより、中間負荷状態における異常動作が防止され、安定したＺＶＳ動作となる。つまり、対応可能な負荷範囲の全領域において安定したＺＶＳ動作が実現されるものである。
また、中間負荷状態における異常動作が防止されることで、異常動作により発生する電力損失も無くなるので、中間負荷状態における電力変換効率の向上を図ることができると共に、スイッチング素子Ｑ1 の発熱も減少するため、スイッチング素子Ｑ1 に取り付けられている放熱板を拡大する必要もなくなる。
【００５６】
また、本実施の形態の電源回路では、図２（ｄ），図２（ｅ）に示したように、ブリッジ整流回路ＤBRを流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 の導通角がほぼ等しいものとなるため、例えば図５に示した電源回路において、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダイオードがターンオンする際に発生していた高周波のリンギング電流が共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 に重畳されるということもない。
これにより、本実施の形態の電源回路では、整流ダイオードＤO1，ＤO2からＥＭＩが殆ど輻射されないので、例えば図５に示した電源回路においては、ＥＭＩ対策として、実際には設ける必要があったフェライトビーズインダクタやセラミックコンデンサを削除することが可能とされ、その分、部品点数の削減を図ることができる。
【００５７】
また、本実施の形態の電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して電圧・電流共振回路を設けるようにしているため、二次側並列共振コンデンサＣ2 の共振作用に、二次側直列共振コンデンサＣｓの共振作用が加わった二次側共振電流Ｉ2 が、ブリッジ整流回路ＤBRを介して平滑コンデンサＣO1に流入し、平滑コンデンサＣO1に対する充電動作を行うことになる。
例えば、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴが加極性モードで動作すると、二次巻線Ｎ2 に励起された励起電圧により二次巻線Ｎ2 →直列共振コンデンサＣｓ→ブリッジ整流回路ＤBR→平滑コンデンサＣO1という経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣO1に対する充電動作が行われると共に、二次巻線Ｎ2 の励起電圧により二次側直列共振コンデンサＣｓに対する充電動作が行われる。
すると、減極性モードにおいては、二次巻線Ｎ2 の励起電圧に対して二次側直列共振コンデンサＣｓの電位が加わるという直列共振作用が得られた状態で、直列共振コンデンサＣｓ→二次巻線Ｎ2 →ブリッジ整流回路ＤBR→平滑コンデンサＣO1という経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣO1に対する充電動作が行われることになる。
この場合、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の電圧レベルは、二次巻線Ｎ2 の励起電圧に二次側直列共振コンデンサＣｓの電位が加わることになるため、二次巻線Ｎ2 の励起電圧レベルより大きくなる。
【００５８】
従って、本実施の形態の電源回路において、図５に示した電源回路の二次側直流出力電圧ＥO1とほぼ同等の二次側直流出力電圧ＥO1を得ようとした場合は、二次側コンデンサＣｓの電位が加わる分だけ、二次巻線Ｎ2 の励起電圧を低くすることができる。これにより、本実施の形態の電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数を、図５に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数より少なくすることが可能となり、これに伴って、絶縁コンバータトランスＰＩＴを構成している分割ボビンＢの小型、軽量化を図ることも可能になる。
【００５９】
例えば図１に示した本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の巻線数を４３Ｔ、二次巻線Ｎ2 の巻線数を３８Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．０２７μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2 ＝０．０１μＦに選定することができる。
上記のようにして各部品を選定した場合は、図１に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数は３８Ｔとされており、図５に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数４３Ｔよりも少なくなっている。
従って、図１に示した電源回路では、図５に示した電源回路よりも、絶縁コンバータトランスＰＩＴのサイズを小さくすることが可能である。
【００６０】
このように本実施の形態の電源回路は、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダイオードを流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 に高周波のリンギング電流が重畳されることなく、また中間負荷状態においてスイッチング動作がＺＶＳ動作から外れる異常動作を防止できるうえに、絶縁コンバータトランスＰＩＴを構成している分割ボビンＢの小型、軽量化を図ることが可能になるものである。
【００６１】
ここで、図３は上記したような設計により各構成部品の値が設定された本実施の形態の電源回路において、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示した図である。なお、この場合も入力交流電圧ＶACは１００Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO1は１３５Ｖとされる。
この図３に示されているように、本実施の形態の電源回路では、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の定電圧制御として、負荷電力Ｐｏが上昇するにしたがって、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されていると共に、スイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは長くなるように制御されている。つまり、定電圧制御動作として複合制御方式となっていることがわかる。
【００６２】
従って、本実施の形態の電源回路では、負荷の変動に伴うスイッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間ＴOFF の変化は、例えば図１３に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間ＴOFF の変化（図１４参照）に比べて小さく、その変化量は僅かなものとなっている。
このことからも、本実施の形態とされる電源回路が中間負荷状態をとった場合に、スイッチング素子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFF が拡大していないことがわかる。従って、本実施の形態の電源回路は、例えば図９や図１０、図１３に示した電源回路のように、中間負荷状態においてスイッチング動作がＺＶＳ動作から外れる異常動作が発生しないものとなる。
【００６３】
さらにまた、本実施の形態の電源回路は、スイッチング素子Ｑ1 を複合制御方式によって制御することができるため、対応可能な最大負荷電力ＰｏMAX が２００Ｗから２２０Ｗまで拡大すると共に、制御可能な動作範囲の拡大も図ることが可能になる。
【００６４】
また、本実施の形態の電源回路の二次側としては、図１に示したブリッジ整流回路ＤBRに限定されるものでない。
そこで、本実施の形態の電源回路の変形例として二次側の構成を図４に示す。なお、この図４において、一次側の構成は図１の構成と同様とされるため図示は省略する。また図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００６５】
この図に示す二次側においては、２本のダイオード素子ＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1、インダクタＬO によって構成されるフォワード方式の等倍電圧半波整流回路に、二次側並列共振コンデンサＣ2 と二次側直列共振コンデンサＣｓが設けられて構成されている。
【００６６】
上記各素子の接続形態としては、二次巻線Ｎ2 に対して二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されると共に、二次巻線Ｎ2 の巻始め端部には整流ダイオードとして機能するダイオード素子ＤO1のアノードが接続され、このダイオード素子ＤO1のカソードと平滑コンデンサＣO1の正極側との間に、インダクタＬO が挿入されている。また、二次巻線Ｎ2 の巻終り端部、及び平滑コンデンサＣO1の負極側が二次側アースに接続される。
ダイオード素子ＤO1のカソードとインダクタＬO との接続点と、二次側アースとの間には、図示するように、二次側直列共振コンデンサＣｓと、ダイオード素子ＤO2がそれぞれ挿入されている。この場合、ダイオード素子ＤO2のカソードはダイオード素子ＤO1のカソードとインダクタＬO との接続点に対して接続され、ダイオード素子ＤO2のアノードは二次側アースに対して接続されることになる。
【００６７】
このような接続形態により形成される等倍電圧半波整流回路の整流動作としては、一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起され、この二次巻線Ｎ2 に得られた励起電圧を入力して整流する。
この場合、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードでは、ダイオード素子ＤO1がオンとなり、ダイオード素子ＤO1により整流された整流電流はインダクタＬO を介して平滑コンデンサＣO1に供給され、平滑コンデンサＣO1に対する充電が行われる。この場合、平滑コンデンサＣO1にはインダクタＬO を介してダイオード素子ＤO1からの整流電流が流入することから、インダクタＬO にはエネルギーが蓄積されることになる。
また、この加極性モードの時には、ダイオード素子ＤO1の整流電流が分岐されて二次側直列共振コンデンサＣｓにも供給され、二次側直列共振コンデンサＣｓに対する充電も行われる。
【００６８】
一方、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が−Ｍとなる減極性モードでは、ダイオード素子ＤO1がオフになり、インダクタＬO に蓄積されていたエネルギーの逆起電力と、二次側直列共振コンデンサＣｓの放電電力とによって発生する電流が平滑コンデンサＣO1に流入し、平滑コンデンサＣO1に対する充電動作が行われることになる。
即ち、減極性モードにおいては、ダイオード素子ＤO2がオンになり、インダクタＬO →平滑コンデンサＣO1→ダイオード素子ＤO2という経路でインダクタＬO からの電流が平滑コンデンサＣO1に供給されると共に、二次側直列共振コンデンサＣｓからの放電電流がインダクタＬO →平滑コンデンサＣO1という経路で平滑コンデンサＣO1に供給されることになる。
このような動作により、平滑コンデンサＣO1の両端には二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ等倍に対応する直流電圧（整流平滑電圧）ＥO1が得られることになる。この場合も二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の電圧レベルは、二次側直列共振コンデンサＣｓの放電時の両端電圧が加わるため、二次巻線Ｎ2 の励起電圧レベルより大きくすることができる。
【００６９】
従って、図４に示した二次側の構成においても、図５に示した電源回路の二次側直流出力電圧ＥO1とほぼ同等の二次側直流出力電圧ＥO1を得ようとすれば、二次巻線Ｎ2 の巻線数を、図５に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数より少なくすることが可能となるものである。
【００７０】
このような構成とされる電源回路にあっては、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 の巻線数を３８Ｔ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．０２７μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2 ＝０．０１５μＦ、インダクタＬO ＝１５０μＨに選定すると、図１に示した電源回路と同様の効果が得られることが確認された。
【００７１】
なお、本実施の形態においては、スイッチング電源回路の二次側に対して、ブリッジ整流回路ＤBR、及び半波整流方式の等倍電圧整流回路を設けた場合を例に挙げているが、このような構成の整流回路に限定されるものでなく、本発明としては、二次巻線Ｎ2 に励起される励起電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧ＥO1を得るように構成された各種整流回路が設けられればよいものである。
【００７２】
また、本発明の電源回路としては、上記図１、図４に示した構成以外にも、実際の使用条件に対応して適宜変更されて構わないものである。例えば上記各実施の形態としては、自励方式によるスイッチング駆動の構成が採られているが、他励式によってスイッチング素子を駆動する構成に対しても本発明の適用が可能である。また、スイッチング素子としても、バイポーラトランジスタやＭＯＳ−ＦＥＴの以外の他の部品素子（例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やＳＩＴ（静電誘導サイリスタ））等が採用されて構わないものである。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して、二次側直列共振回路と二次側並列共振回路が組み合わされて成る二次側共振回路を形成するようにしている。
この場合、先ず、二次側並列共振回路の共振動作によって、絶縁コンバータトランスの二次巻線を流れる二次側共振電流は、ほぼ正弦波状となるため、直流出力電圧生成手段に設けられている整流ダイオードを流れる電流の導通角もほぼ等しくなる。これにより、整流ダイオードを流れる電流には高周波のリンギング電流が重畳されることなく、整流ダイオードから発生するＥＭＩを抑制することができる。よって、二次側に対してＥＭＩ対策のための部品を設ける必要がなく、その分、回路規模の小型化を図ることが可能になる。
【００７４】
また、二次側直流出力電圧の定電圧制御は、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れるスイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるため、負荷が変動した場合でもスイッチング素子がオフとなる期間の拡大を抑えることができ、よって中間負荷状態においてもスイッチング素子はＺＶＳ動作を外れないものとなる。
これにより、中間負荷状態において発生していた異常動作が解消され、結果的に対応可能な負荷変動範囲内の全領域において安定したＺＶＳ動作を実現することができる。
また、ＺＶＳ動作が得られることで、スイッチング素子における電力損失も減少するので、電力変換効率の向上を図ることができると共に、スイッチング素子に取り付けられている放熱板を大型化する必要もない。
【００７５】
さらにまた、直流出力電圧生成手段から出力される二次側直流出力電圧の定電圧制御は、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れるスイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるため、最大負荷電力の増加を図ることができると共に、制御可能範囲の拡大を図ることができるという利点もある。
さらにまた、絶縁コンバータトランスの巻線数を少なくすることができるので、その分、絶縁コンバータトランスの小型、軽量化を図ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図３】本実施の形態の電源回路の負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。
【図４】変形例としての電源回路の二次側構成例を示す回路図である。
【図５】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図６】先行技術としての電源回路の二次側の他の構成を示す回路図である。
【図７】図５に示した先行技術としての電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図８】図５に示した先行技術としての電源回路の負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。
【図９】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１０】先行技術としての電源回路の二次側の他の構成を示す回路図である。
【図１１】図９に示した先行技術としての電源回路の二次側動作を示す波形図である。
【図１２】図９に示した先行技術としての電源回路の負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。
【図１３】先行技術としての電源回路の二次側の他の構成を示す回路図である。
【図１４】図１３に示した先行技術としての電源回路の負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。
【図１５】図１３に示した先行技術としての電源回路の一次側動作を示す波形図である。
【図１６】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図１７】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す説明図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ 直交形制御（ドライブ）トランス、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ Ｃｓ1 Ｃｓ2二次側直列共振コンデンサ、ＮC 制御巻線、ＮB 駆動巻線、ＮD 共振電流検出巻線、ＣB 共振コンデンサ、ＤBR ブリッジ整流回路、ＤO1 ＤO2 ＤO3 ＤO4 整流ダイオード、ＣO1 ＣO2 平滑コンデンサ、ＬO インダクタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power source for various electronic devices.
[0002]
[Prior art]
As a switching power supply circuit, a circuit using a switching converter such as a flyback converter or a forward converter is widely known. Since these switching converters have a rectangular switching operation waveform, there is a limit to suppression of switching noise. Further, it has been found that there is a limit to improving the power conversion efficiency due to its operating characteristics.
Therefore, various types of switching power supply circuits using various resonant converters have been previously proposed by the present applicant. The resonant converter can easily obtain high power conversion efficiency, and low noise is realized by making the switching operation waveform sinusoidal. In addition, there is an advantage that it can be configured with a relatively small number of parts.
[0003]
The circuit diagram of FIG. 5 shows an example of a switching power supply circuit as a prior art which can be configured based on the invention previously proposed by the present applicant. This power supply circuit includes a single switching element Q1 and a voltage resonance type converter that performs a switching operation by a so-called single-ended method in a self-excited manner.
[0004]
In the power supply circuit shown in this figure, a full-wave rectification circuit including a bridge rectification circuit Di and a smoothing capacitor Ci is provided as a rectification smoothing circuit for obtaining a DC input voltage by inputting a commercial AC power supply (AC input voltage VAC). Thus, a rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level that is one time the AC input voltage VAC is generated. The rectifying / smoothing circuit has an inrush current limiting resistor Ri inserted in the rectified current path to suppress, for example, an inrush current flowing into the smoothing capacitor Ci when the power is turned on.
[0005]
The voltage resonance type switching converter provided in the power supply circuit has a self-excited configuration including one switching element Q1. In this case, a high breakdown voltage bipolar transistor (BJT; junction transistor) is employed as the switching element Q1.
[0006]
The base of the switching element Q1 is connected to the positive side of the smoothing capacitor Ci (rectified and smoothed voltage Ei) via the starting resistor RS so that the base current at the time of starting is obtained from the rectifying and smoothing line. A series resonance circuit for driving self-oscillation comprising a series connection circuit of a detection drive winding NB, a resonance capacitor CB, and a base current limiting resistor RB is connected between the base of the switching element Q1 and the primary side ground.
A clamp diode DD inserted between the base of the switching element Q1 and the negative electrode (primary side ground) of the smoothing capacitor Ci forms a path of a clamp current that flows when the switching element Q1 is turned off. The collector of the switching element Q1 is connected to one end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, and the emitter is grounded.
[0007]
A parallel resonant capacitor Cr is connected in parallel between the collector and emitter of the switching element Q1. The parallel resonant capacitor Cr forms a primary side parallel resonant circuit of a voltage resonant converter by its own capacitance and a leakage inductance L1 on the primary winding N1 side of an insulating converter transformer PIT described later. Although a detailed description is omitted here, when the switching element Q1 is turned off, the voltage Vcp across the resonant capacitor Cr actually becomes a sinusoidal pulse waveform due to the action of this parallel resonant circuit. Can be obtained.
[0008]
The orthogonal control transformer PRT shown in this figure is a saturable reactor around which a resonance current detection winding ND, a drive winding NB, and a control winding NC are wound. This orthogonal control transformer PRT drives the switching element Q1 and is provided for constant voltage control.
As a structure of this orthogonal control transformer PRT, although not shown, a three-dimensional core is formed by joining the ends of the magnetic legs of two double U-shaped cores having four magnetic legs. . Then, the resonance current detection winding ND and the drive winding NB are wound in the same winding direction on the predetermined two magnetic legs of the solid core, and the control winding NC is further connected to the resonance current detection. It is constructed by winding in a direction orthogonal to the winding ND and the drive winding NB.
[0009]
In this case, the resonance current detection winding ND of the orthogonal control transformer PRT is inserted in series between the positive electrode of the smoothing capacitor Ci and the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, thereby switching the switching output of the switching element Q1. Is transmitted to the resonant current detection winding ND via the primary winding N1. In the orthogonal control transformer PRT, the switching output obtained in the resonance current detection winding ND is excited to the driving winding NB via the transformer coupling, so that an alternating voltage as a driving voltage is applied to the driving winding NB. appear. This drive voltage is output as a drive current from the series resonance circuit (NB, CB) forming the self-excited oscillation drive circuit to the base of the switching element Q1 via the base current limiting resistor RB. As a result, the switching element Q1 performs a switching operation at a switching frequency determined by the resonance frequency of the series resonance circuit.
[0010]
The insulating converter transformer PIT transmits the switching output of the switching element Q1 to the secondary side.
As shown in FIG. 16, the insulating converter transformer PIT is provided with an EE type core in which, for example, ferrite type E type cores CR1 and CR2 are combined so that their magnetic legs face each other, and the central magnetic leg of the EE type core is provided. On the other hand, using the divided bobbin B, the primary winding N1 and the secondary winding N2 are wound in a divided state. A gap G is formed on the central magnetic leg as shown in the figure. As a result, loose coupling with a required coupling coefficient is obtained.
The gap G can be formed by making the central magnetic legs of the E-type cores CR1 and CR2 shorter than the two outer magnetic legs. Further, as the coupling coefficient k, for example, a loosely coupled state of k≈0.85 is obtained, and accordingly, a saturated state is hardly obtained.
[0011]
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the collector of the switching element Q1 as shown in FIG. 5, and the other end is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci via the series connection of the resonance current detection winding ND. (Rectified and smoothed voltage Ei).
[0012]
On the secondary side of the insulating converter transformer PIT, an alternating voltage induced by the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2. In this case, a secondary side parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2, so that it depends on the leakage inductance L2 of the secondary winding N2 and the capacitance of the secondary side parallel resonant capacitor C2. A parallel resonant circuit is formed. By this parallel resonance circuit, the alternating voltage excited in the secondary winding N2 becomes the resonance voltage. That is, a voltage resonance operation is obtained on the secondary side.
[0013]
That is, in this power supply circuit, the primary side is provided with a parallel resonance circuit for making the switching operation a voltage resonance type, and the secondary side is provided with a parallel resonance circuit for obtaining a voltage resonance operation. In the present specification, the switching converter configured to operate with the resonance circuits provided on the primary side and the secondary side as described above is also referred to as a “composite resonance switching converter”.
[0014]
As described above, the secondary side DC output voltage E01 is obtained by providing the secondary side of the power supply circuit with the rectifying and smoothing circuit including the bridge rectifier circuit DBR and the smoothing capacitor C01. That is, in this configuration, full-wave rectification operation is obtained by the bridge rectifier circuit DBR on the secondary side. In this case, the bridge rectifier circuit DBR inputs the resonance voltage supplied from the secondary side parallel resonance circuit to generate the DC output voltage EO1 corresponding to the alternating voltage excited at the secondary winding N2 and substantially the same level. Generate. The DC output voltage E01 is also branched and input to the control circuit 1.
In the control circuit 1, the DC output voltage E01 is used as a detection voltage and an operation power source for the control circuit 1.
[0015]
Further, as the secondary side of the insulating converter transformer PIT of the power supply circuit shown in FIG. 5, a circuit configuration as shown in FIG. 6 can be adopted based on the proposal of the present applicant.
On the secondary side of the insulating converter transformer PIT shown in this figure, a secondary parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel with the secondary winding N2. Then, after providing a center tap for the secondary winding N2, a full-wave rectifier circuit is constructed by connecting the rectifier diodes DO1, DO2 and the smoothing capacitor CO1 as shown in the figure, and the secondary winding N2 is connected to the secondary winding N2. A DC output voltage EO1 corresponding to a substantially equal level of the excited alternating voltage is generated.
[0016]
By the way, in the insulating converter transformer PIT, the inductance L1 of the primary winding N1 and the secondary winding N1 depend on the relationship between the polarity (winding direction) of the primary winding N1 and secondary winding N2 and the connection of the rectifier diodes DO (DO1, DO2). The mutual inductance M with the inductance L2 of the next winding N2 may be + M or -M.
For example, when the connection form shown in FIG. 17A is adopted, the mutual inductance becomes + M, and when the connection form shown in FIG. 17B is adopted, the mutual inductance becomes −M.
When this is made to correspond to the operation on the secondary side shown in FIGS. 5 and 6, for example, in the power supply circuit shown in FIG. 5, the bridge rectifier circuit is obtained when the alternating voltage obtained in the secondary winding N2 is positive. The operation in which the rectified current I3 flows through DBR can be regarded as an + M operation mode (forward method). Conversely, when the alternating voltage obtained at the secondary winding N2 is negative, the rectified current I4 is supplied to the bridge rectifier diode DBR. It can be seen that the operation in which the current flows is the -M operation mode (flyback method).
Further, for example, in the power supply circuit shown in FIG. 6, the operation in which the rectified current flows through the rectifier diode DO1 when the alternating voltage obtained in the secondary winding N2 is positive can be regarded as an + M operation mode (forward method). Conversely, the rectified current flowing through the rectifier diode D02 when the alternating voltage obtained at the secondary winding N2 is negative can be regarded as the -M operation mode (flyback method). That is, the power supply circuit shown in FIGS. 5 and 6 operates in a mode in which the mutual inductance is + M / −M every time the alternating voltage obtained in the secondary winding N2 becomes positive / negative.
[0017]
In such a configuration, the power increased by the action of the primary side parallel resonant circuit and the secondary side parallel resonant circuit is supplied to the load side, and the power supplied to the load side is increased accordingly, increasing the maximum load power. The rate is also improved.
As described above with reference to FIG. 16, this is because the gap G is formed with respect to the insulating converter transformer PIT so as to be loosely coupled with a required coupling coefficient, thereby obtaining a state that is not easily saturated. It is realized. For example, when the gap G is not provided with respect to the insulating converter transformer PIT, it is highly possible that the insulating converter transformer PIT becomes saturated during the flyback operation and the operation becomes abnormal. It is difficult to hope that is done properly.
[0018]
In the control circuit 1, the drive wound around the orthogonal control transformer PRT is made by varying the control current (DC current) level flowing in the control winding NC in accordance with the change in the DC output voltage level E01 on the secondary side. The inductance LB of the winding NB is variably controlled. As a result, the resonance condition of the series resonance circuit in the self-oscillation drive circuit for the switching element Q1 formed including the inductance LB of the drive winding NB changes. This is an operation for changing the switching frequency of the switching element Q1, and this operation stabilizes the secondary side DC output voltage.
[0019]
In the power supply circuit shown in FIG. 5, when an orthogonal control transformer PRT that variably controls the inductance LB of the drive winding NB is provided, the period TOFF during which the switching element Q1 is off is constant when the switching frequency is varied. In addition, the ON period TON is variably controlled. In other words, in this power supply circuit, as a constant voltage control operation, the switching frequency is variably controlled to perform resonance impedance control for the switching output. At the same time, the conduction angle control (PWM) of the switching element in the switching period is performed. Control). This complex control operation is realized by a set of control circuit systems. In the present specification, such complex control is also referred to as “composite control method”.
[0020]
Here, for example, the power supply circuit corresponding to the input / output condition in which the fluctuation of the input AC input voltage VAC is 85 V to 144 V and the load power Po that can be handled is 200 W to 0 W (no load) is shown in FIG. When the self-excited oscillation type switching frequency control system using the type control transformer PRT is used, the number of windings of the ferrite core EE-35, the primary winding N1, and the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT is 43T (turn ), Gap G = 1 mm, primary side resonance capacitor Cr = 6800 pF, and secondary side parallel resonance capacitor C2 = 0.01 μF.
[0021]
FIG. 7 is a diagram showing an example of operation waveforms obtained when the input AC voltage VAC is set to 100 V in the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 5 in which the values of the respective components are set as described above.
In such a power supply circuit, the switching element Q1 performs a switching operation by a series resonant circuit (NB, CB) as a self-excited oscillation driving circuit, so that the switching element Q1 // parallel resonant capacitor Cr is connected to both ends of the parallel connection circuit The primary side parallel resonance voltage Vcp as shown in FIG. 7A is obtained by the action of the parallel resonance circuit. This primary side parallel resonance voltage Vcp has a waveform that becomes a sine wave in the period TON in which the switching element Q1 is turned on and is in a zero level during the period TOFF in which the switching element Q1 is turned on. It corresponds to.
[0022]
The switching output is transmitted to the secondary side of the insulating converter transformer PIT by the on / off operation of the switching element Q1. In this case, when the insulating converter transformer PIT is in the + M operation mode (forward method), the insulating converter transformer PIT becomes a forward converter operation. In the bridge rectifier circuit DBR provided on the secondary side of the insulating converter transformer PIT, A rectified current I3 having a waveform as shown in FIG. Conversely, when the insulating converter transformer PIT enters the -M operation mode (flyback method), the insulating converter transformer PIT operates as a flyback converter, and the rectified current I4 having a waveform as shown in FIG. Will flow.
[0023]
FIG. 8 is a diagram showing constant voltage control characteristics when the load fluctuates in the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 5 in which the values of the respective components are set as described above. In this case, the input AC voltage VAC is 100V.
As shown in this figure, in the power supply circuit shown in FIG. 5, as the constant voltage control of the DC output voltage E01 output from the secondary side, as the load power Po rises, the switching element Q1 The switching frequency fs is controlled to be low with a substantially constant slope, and at the same time, the period TON during which the switching element Q1 is turned on is also controlled to be long with a substantially constant slope. The period TOFF during which the switching element Q1 is turned off is substantially constant and is not shown in the figure. That is, in the power supply circuit shown in FIG. 5, as the constant voltage control operation, the switching impedance is variably controlled to control the resonance impedance with respect to the switching output. It adopts a composite control method of controlling.
[0024]
FIG. 9 is a diagram showing another configuration example of a switching power supply circuit as a prior art that can be configured based on the invention previously proposed by the present applicant.
The same parts as those in FIG.
[0025]
One end of the secondary winding N2 provided on the secondary side of the insulating converter transformer PIT shown in this figure is connected to the secondary side ground, and the other end of the rectifier diode DO1 is connected via a series connection of a series resonant capacitor Cs. Connected to the connection point between the anode and the cathode of the rectifier diode D02. The cathode of the rectifier diode DO1 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor CO1, and the anode of the rectifier diode DO2 is connected to the secondary side ground. The negative side of the smoothing capacitor CO1 is connected to the secondary side ground.
[0026]
In such a connection form, a voltage doubler half-wave rectifier circuit comprising a set of [secondary winding N2, series resonant capacitor Cs, rectifier diodes DO1, DO2, and smoothing capacitor CO1] is provided. Here, the series resonance capacitor Cs forms a series resonance circuit corresponding to the on / off operation of the rectifier diodes D01 and D02 by its own capacitance and the leakage inductance component L2 of the secondary winding N2.
Further, when the parallel resonance frequency of the primary side parallel resonance circuit (N1, Cr) is fo1, and the series resonance frequency of the secondary side series resonance circuit is fo2, the secondary side resonance circuit is set so that fo1≈fo2. The capacitance of the series resonant capacitor Cs is selected. That is, the power supply circuit shown in this figure is also provided with a parallel resonance circuit for making the switching operation a voltage resonance type on the primary side, and a series resonance circuit for obtaining a voltage doubler half-wave rectification operation on the secondary side. It is configured as a composite resonance type switching converter.
[0027]
In the voltage doubler rectifying operation by the set of [secondary winding N2, series resonant capacitor Cs, rectifier diodes DO1, DO2, and smoothing capacitor CO1], a switching output is obtained at the primary winding N1 by the switching operation on the primary side. This switching output is excited in the secondary winding N2. The voltage doubler rectifier circuit performs rectification by inputting the alternating voltage obtained in the secondary winding N2.
In this case, first, during a period in which the rectifier diode D01 is turned off and the rectifier diode D02 is turned on, the primary winding N1 and the secondary winding N2 operate in a depolarization mode in which the polarity is -M, The series resonance capacitor Cs is charged with the rectified current rectified by the rectifier diode D02 by the series resonance effect of the next winding N2 and the series resonance capacitor Cs.
During the period in which the rectification diode D02 is turned off and the rectification diode D01 is turned on to perform the rectification operation, the polarity of the primary winding N1 and the secondary winding N2 becomes + M, and the secondary winding is set. The smoothing capacitor CO1 is charged while the series resonance occurs in which the potential of the series resonance capacitor Cs is added to the voltage induced on the line N2.
As described above, the insulating converter transformer PIT alternately repeats the addition mode and the depolarization mode, so that the smoothing capacitor CO1 has a DC output voltage corresponding to a level almost twice the induced voltage of the secondary winding N2. (Rectified and smoothed voltage) is obtained. That is, on the secondary side shown in FIG. 9, a voltage doubler half wave rectifier circuit that performs a so-called voltage doubler half wave rectification operation is provided.
[0028]
Here, for example, the voltage doubler half-wave rectification shown in FIG. 9 is used for the power supply circuit corresponding to the input / output condition in which the fluctuation of the input AC input voltage VAC is 85 V to 144 V and the load power Po that can be handled is 200 W to 0 W. In the case of a power supply circuit including a circuit, for example, the number of turns of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is 39T, the number of turns of the secondary winding N2 is 23T, the primary side resonance capacitor Cr = 4700 pF, two The secondary side series resonant capacitor Cs = 0.1 μF is selected.
[0029]
FIG. 11 shows an input AC voltage VAC of 100 V in a power supply circuit in which the secondary side of the insulating converter transformer PIT as shown in FIG. 9 is constituted by a voltage doubler half-wave rectifier circuit and the values of the respective components are appropriately selected. It is an example of an operation waveform obtained when
Even in such a circuit, the switching element Q1 performs a switching operation by a series resonance circuit (NB, CB) as a self-excited oscillation driving circuit, so that the switching element Q1 // parallel resonance capacitor Cr is connected to both ends of the parallel connection circuit. The primary side parallel resonance voltage Vcp as shown in FIG. 11A is obtained by the action of the parallel resonance circuit. As shown in the figure, the parallel resonance voltage Vcp is 0 level during the period TON when the switching element Q1 is turned on, and a waveform having a sinusoidal pulse is obtained during the period TOFF when the switching element Q1 is turned off. Will respond.
Further, the currents I3 and I4 flowing through the rectifier diodes D01 and D02 have a waveform in which a series resonance current flowing through the secondary winding N2 alternately and continuously flows as shown in FIGS. 11 (b) and 11 (c). Become.
[0030]
FIG. 12 is a diagram showing constant voltage control characteristics when the load is varied in the power supply circuit shown in FIG. 9 in which the values of the respective components are set by the above-described design. In this case, the input AC voltage VAC is 100V, and the level of the secondary side DC output voltage E01 is 135V.
As shown in FIG. 12, in the power supply circuit shown in FIG. 9, even when the load power Po fluctuates, the switching frequency fs hardly changes, and the DC output voltage output from the secondary side. Constant voltage control for making EO1 constant is realized by controlling a period TON in which the switching element Q1 is turned on and a period TOFF in which the switching element Q1 is turned off. That is, the power supply circuit shown in FIG. 9 does not perform variable control of the switching frequency fs, and does not adopt the composite control method as described above.
[0031]
Further, the secondary side of the insulating converter transformer PIT of the power supply circuit shown in FIG. 9 may have a circuit configuration as shown in FIG. 10 based on a proposal from the applicant.
One end of the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT shown in this figure is connected to the connection point between the anode of the rectifier diode DO1 and the cathode of the rectifier diode DO2 via the series connection of the series resonant capacitor Cs1. The rectifier diode D03 is connected to the anode of the rectifier diode D03 and the cathode of the rectifier diode D04 through a series connection of the series resonant capacitor Cs2.
On the other hand, the other end of the secondary winding N2 is connected to a connection point between the negative electrode of the smoothing capacitor CO10 and the positive electrode of the smoothing capacitor CO11. Further, the anode of the rectifier diode DO2 and the cathode of the rectifier diode DO3 are connected to the connection point between the negative electrode of the smoothing capacitor CO10 and the positive electrode of the smoothing capacitor CO11.
The smoothing capacitor CO10 and the smoothing capacitor CO11 are connected in series with the negative electrode of the smoothing capacitor CO10 and the positive electrode of the smoothing capacitor CO11, and the positive electrode of the smoothing capacitor CO10 is connected to the cathode of the rectifier diode DO1, and the smoothing capacitor CO11 is connected to the smoothing capacitor CO11. A negative electrode is provided to be connected to the secondary side ground.
[0032]
In such a connection form, as a result, a first voltage doubler rectifier circuit comprising a set of [series resonant capacitor Cs1, rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO10], and [series resonant capacitor Cs2, rectifier diode DO3]. , DO4, smoothing capacitor CO11], and a second voltage doubler rectifier circuit is formed, and the outputs (smoothing capacitors CO10, CO11) of the first and second voltage doubler rectifier circuits are connected in series. Will be. As a whole rectifier circuit combining the first and second voltage doubler rectifier circuits, the alternating voltage obtained at the secondary winding N2 is connected between the smoothing capacitor CO10 and the smoothing capacitor CO11 connected in series. A secondary output voltage corresponding to 4 times is obtained. That is, a quadruple voltage full-wave rectifier circuit is formed as the entire rectifier circuit combining the first and second voltage doubler rectifier circuits. The rectification operation of this quadruple voltage full-wave rectifier circuit will be described later.
[0033]
The series resonant capacitor Cs1 forms a series resonant circuit corresponding to the on / off operation of the rectifier diodes DO1 and DO2 in the first voltage doubler rectifier circuit by its own capacitance and the leakage inductance component L2 of the secondary winding N2. .
Similarly, the series resonant capacitor Cs2 has a series resonant circuit corresponding to the on / off operation of the rectifier diodes D03 and D04 in the second voltage doubler rectifier circuit by its own capacitance and the leakage inductance component L2 of the secondary winding N2. Form.
[0034]
Further, as the resonance frequency of these series resonance circuits, the parallel resonance frequency of the primary side parallel resonance circuit (N1, Cr) is fo1, and the series resonance frequency of the secondary side series resonance circuit (N2, Cs1) is fo2. When the series resonance frequency of the same secondary side series resonance circuit (N2, Cs2) is fo3, the capacitances of the secondary side series resonance capacitors Cs1, Cs2 are selected so that fo1≈fo2≈fo3.
[0035]
Subsequently, the operation of the above-described quadruple voltage full-wave rectifier circuit will be described.
When a switching output is obtained in the primary winding N1 by the switching operation on the primary side, this switching output is excited in the secondary winding N2. The quadruple voltage rectifier circuit performs the rectification operation by inputting the alternating voltage obtained in the secondary winding N2, and comprises the [series resonant capacitor Cs1, rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO10] at this time. The operation of the first voltage doubler rectifier circuit will be described below.
First, during a period in which the rectifier diode D01 is turned off and the rectifier diode D02 is turned on, the secondary winding operates in the depolarization mode in which the polarity of the primary winding N1 and the secondary winding N2 is -M. The series resonance capacitor Cs1 is charged with the rectified current rectified by the rectifier diode DO2 by the series resonance effect of the leakage inductance of N2 and the series resonance capacitor Cs1.
During the period in which the rectification diode D02 is turned off and the rectification diode D01 is turned on to perform the rectification operation, the polarity of the primary winding N1 and the secondary winding N2 becomes + M, and the secondary winding is set. The smoothing capacitor CO10 is charged in a state where a series resonance occurs in which the potential of the series resonance capacitor Cs1 is added to the voltage induced on the line N2.
[0036]
In the smoothing capacitor CO10, the rectifying operation is performed using both the positive polarity mode (+ M; forward operation) and the depolarization mode (-M; flyback operation) as described above. A DC voltage (rectified smoothing voltage) corresponding to almost twice the induced voltage of the secondary winding N2 is obtained.
Further, in the second voltage doubler rectifier circuit composed of a set of [series resonant capacitor Cs2, rectifier diodes DO3, DO4, smoothing capacitor CO11], the secondary winding N2 is connected to both ends of the smoothing capacitor CO11 by the same operation. Thus, a DC voltage corresponding to approximately twice the induced voltage is obtained.
[0037]
As a result of the voltage doubler rectification operation performed by each of the first and second voltage doubler rectifier circuits as described above, the secondary winding N2 is connected to both ends of the smoothing capacitor CO10-smoothing capacitor CO11 connected in series. The secondary side DC output voltage EO1 corresponding to about four times the induced voltage is obtained.
[0038]
Here, for example, a power supply circuit corresponding to an input / output condition in which the fluctuation of the input AC input voltage VAC is 85 V to 144 V and the load power Po that can be handled is 200 W to 0 W is shown in FIG. In the case of a power supply circuit having a circuit, for example, the primary winding N1 = 46T of the insulating converter transformer PIT, the secondary winding N2 = 14T, the primary side resonance capacitor Cr = 3900 pF, the secondary side series resonance capacitors Cs1, Cs2 = 0.1 μF is selected.
[0039]
Further, for example, a circuit configuration as shown in FIG. 13 may be adopted as the secondary side of the insulating converter transformer PIT.
As the secondary side of the power supply circuit shown in this figure, the secondary side parallel resonant capacitor C2 connected in parallel to the secondary winding N2 of the power supply circuit shown in FIG. A secondary side series resonant capacitor Cs is connected in series between one end of N2 and the bridge rectifier circuit DBR.
[0040]
FIG. 14 shows the constant voltage control when the load is varied in the power supply circuit having the secondary side circuit configuration shown in FIG. 13 and having the values of the respective components selected so as to satisfy the appropriate drive conditions. It is the figure which showed the characteristic.
As shown in this figure, in the power supply circuit shown in FIG. 13, the switching frequency fs hardly changes even when the load power Po fluctuates, as in the power supply circuit shown in FIG. Constant voltage control for making the DC output voltage E01 output from the side constant is performed by controlling a period TON in which the switching element Q1 is turned on and a period TOFF in which the switching element Q1 is turned off. That is, it is assumed that the power supply circuit shown in FIG. 13 does not adopt the composite control method as the power supply circuit shown in FIG.
[0041]
[Problems to be solved by the invention]
In the power supply circuit shown in FIG. 5, when the rectifier diodes constituting the bridge rectifier circuit DBR are turned on, currents I3 and I4 flowing through the rectifier diode of the bridge rectifier circuit DBR are supplied to the insulation converter transformer PIT. As shown in FIG. 7B and FIG. 7C, the leakage inductance component L2 of the secondary winding N2 and the junction capacitance (several pF) of each rectifier diode constituting the bridge rectifier circuit DBR. A high frequency ringing current (oscillating current) is superimposed.
Such high-frequency oscillating current is radiated as power supply noise (EMI; Electromagnetic Interference) from the four sets of rectifier diodes constituting the bridge rectifier circuit DBR. Therefore, when the power supply circuit shown in FIG. 5 is actually constructed, EMI countermeasures must be taken by adding a ferrite bead inductor or a ceramic capacitor to the secondary side of the insulating converter transformer PIT. Will increase.
[0042]
On the other hand, in the voltage doubler half-wave rectification type power supply circuit shown in FIG. 9, as shown in FIGS. 11 (b) and 11 (c), rectifier diodes DO1 and DO2 provided on the secondary side are provided. At the turn-on time, high-frequency ringing noise is not superimposed on the resonance currents I3 and I4 flowing through the rectifier diodes DO1 and DO2.
Also, in the quadruple voltage full wave rectification type power supply circuit shown in FIG. 10 and the equal voltage full wave rectification type power supply circuit shown in FIG. High-frequency ringing noise is not superimposed on the resonance current flowing through the provided rectifier diode.
[0043]
However, in the power supply circuit shown in FIGS. 9 and 10, as shown in FIG. 12, the switching element Q1 operates abnormally in an intermediate load state where the load power is in the range of 50 W to 120 W, for example.
In the power supply circuit shown in FIG. 13, as shown in FIG. 14, for example, the switching element Q1 operates abnormally in a region where the load power is in an intermediate load state.
That is, in the power supply circuits shown in FIGS. 9, 10 and 13, since the secondary side series resonant capacitor Cs is provided on the secondary side of the insulating converter transformer PIT, the secondary side rectifier diodes DO1˜ Although high-frequency ringing noise is not superimposed on the resonance current flowing through DO4, in this case, there is a drawback that the switching element Q1 operates abnormally in a region where the load power is in an intermediate load state.
[0044]
Here, the operation waveforms in the intermediate load state of the power supply circuit shown in FIG. 13 are shown in FIG. 15, and the abnormal operation occurring in the intermediate load state will be described with reference to this figure.
When the switching element Q1 performs the switching operation by the series resonance circuit (NB, CB) as the self-excited oscillation drive circuit, the primary side parallel resonance voltage Vcp as shown in FIG. 15A is obtained. In this case, in the period T1 immediately before the end of the period TOFF in which the switching element Q1 is off, the collector current Icp flows for a short time to the collector of the switching element Q1 as shown in FIG. . Further, the waveform of the resonance current I2 flowing through the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT is as shown in FIG.
[0045]
In this case, as shown in FIGS. 15A and 15B, in the period T1 immediately before the OFF period TOFF of the switching element Q1 ends, the switching element Q1 is in a conductive state, and the switching element Q1 That is, a ZVS (Zero Voltage Switching) operation, which is a so-called basic resonance operation, is performed when the primary resonance voltage Vcp supplied between the collector and the emitter becomes 0 level. That is, in the intermediate load state of the power supply circuit shown in FIG. 13, an abnormal operation occurs because the operation of the switching element Q1 deviates from the ZVS operation.
[0046]
Such an abnormal operation occurs when the period TOFF during which the switching element Q1 is turned off increases with a decrease in the load power Po. In the period T1 during which such an abnormal operation occurs, the switching operation is performed with the switching element Q1 having a certain voltage level and current level, so that the power loss in the switching element Q1 increases. . For this reason, it is necessary to enlarge the heat dissipation plate for suppressing the heat generation of the switching element Q1.
[0047]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above-described problems, the present invention prevents high-frequency ringing current from being superimposed on the secondary resonance current flowing through the rectifier diode provided on the secondary side, and operates the switching element even in an intermediate load state. An object of the present invention is to provide a switching power supply circuit in which ZVS operates.
[0048]
For this reason, the switching power supply circuit of the present invention includes a switching element, switching means for intermittently outputting the input DC input voltage, an insulating converter transformer for transmitting the output of the switching means to the secondary side, It is formed by connecting the primary side voltage resonance circuit inserted so that the operation of the switching means is a voltage resonance type and the secondary side parallel resonance capacitor in parallel to the secondary winding of the insulating converter transformer. A secondary side formed by combining a secondary side parallel resonant circuit and a secondary side series resonant circuit formed by connecting a secondary side series resonant capacitor in series with the secondary winding of the insulating converter transformer. A resonance circuit.
And, it is configured to obtain a secondary side DC output voltage of a level corresponding to the same level as the level of the alternating voltage by inputting the alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer and performing rectification operation. DC output voltage generating means, and constant voltage control means configured to perform constant voltage control by varying the switching frequency of the switching element according to the secondary side DC output voltage level; and did.
[0049]
According to the above configuration, the secondary side resonance circuit is formed by combining the secondary side series resonance circuit and the secondary side parallel resonance circuit for the secondary winding of the insulating converter transformer. By the resonant operation of the circuit, the secondary side resonance current flowing through the secondary winding N2 of the insulating converter transformer can be made substantially sinusoidal. As a result, the conduction angle of the resonance current flowing through the rectifier diode provided on the secondary side becomes substantially equal, so that the high-frequency ringing current is not superimposed on the resonance current flowing through the rectifier diode.
In addition, the constant voltage control of the secondary side DC output voltage is a composite control that controls the switching frequency and the conduction angle of the switching current flowing through the switching element, so the period during which the switching element is turned off even when the load fluctuates. And the switching element can be set to the ZVS operation even in the intermediate load state.
[0050]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The circuit diagram of FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a switching power supply circuit as an embodiment of the present invention. The power supply circuit shown in this figure is provided with a self-excited voltage resonant switching converter having a single switching element (bipolar transistor), as in the power supply circuit described so far. In this figure, the same parts as those in FIG. 5 and FIG.
[0051]
The power supply circuit according to the present embodiment shown in FIG. 1 is provided with a bridge rectifier circuit DBR on the secondary side of the insulating converter transformer PIT, similarly to the power supply circuits shown in FIGS. The secondary side parallel resonant capacitor C2 and the secondary side series capacitor Cs are connected in combination, which is different from the power supply circuit shown in FIGS. That is, the secondary parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT, and the secondary winding N2 is connected between the one end of the secondary winding N2 and the bridge rectifier circuit DBR. A side series resonant capacitor Cs is inserted in series.
[0052]
According to the configuration described above, on the secondary side of the power supply circuit of the present embodiment, a voltage resonance circuit is formed by the capacitance of the secondary side parallel resonance capacitor C2 and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2. At the same time, a current resonance circuit is formed by the capacitance of the secondary side series resonance capacitor Cs and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2. In other words, on the secondary side, a configuration in which a voltage resonance circuit and a current resonance circuit having the secondary winding N2 in common as an inductance is combined is adopted.
In the present specification, the configuration in which the voltage resonance circuit and the current resonance circuit are combined on the secondary side in this way is also referred to as a “secondary side voltage / current resonance circuit”.
[0053]
FIG. 2 is a diagram showing an example of operation waveforms of each part of the power supply circuit of the present embodiment as described above.
In the power supply circuit of this embodiment, the switching element Q1 performs a switching operation by a series resonance circuit (NB, CB) as a self-excited oscillation drive circuit, so that the switching element Q1 // parallel resonance capacitor Cr is connected in parallel. A primary side parallel resonance voltage Vcp as shown in FIG. 2A is obtained at both ends of the connection circuit by the action of the parallel resonance circuit. As shown in the figure, the parallel resonance voltage Vcp has a waveform that becomes a sine-like pulse in the period TON in which the switching element Q1 is turned on during the period TON when the switching element Q1 is turned on. A collector current Icp having a waveform as shown in FIG. 2B flows through the collector of the switching element Q1.
[0054]
Further, as a waveform of the secondary side resonance current I2 flowing through the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT, the secondary side series resonance capacitor Cs and the secondary side parallel resonance capacitor C2 are connected in combination, Due to the voltage / current resonance operation by the capacitances of the parallel resonance capacitor C2 and the series resonance capacitor Cs and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2, a substantially sine wave shape is obtained as shown in FIG.
In this case, the conduction angles of the resonance currents I3 and I4 flowing through the four sets of rectifier diodes constituting the bridge rectification circuit DBR are substantially equal, and the waveforms of the resonance currents I3 and I4 are shown in FIGS. As shown in (e).
[0055]
When the power supply circuit of this embodiment is compared with the power supply circuit shown in FIG. 13 in which the secondary parallel resonant capacitor C2 is not inserted into the secondary winding N2, the power supply shown in FIG. In the circuit, the period TOFF in which the switching element Q1 is turned off is expanded as the load power Po becomes lighter. For example, in the intermediate load state, the period T1 immediately before the end of the period TOFF in which the switching element Q1 is turned off. In FIG. 15A and FIG. 15B, the switching element Q1 is turned on and the collector current Icp flows as indicated by the broken line.
On the other hand, in the power supply circuit according to the present embodiment, as shown in FIGS. 2A and 2B, even in the intermediate load state, the period TOFF during which the switching element Q1 is turned off is almost as described later. Since it does not expand, the collector current Icp does not flow through the switching element Q1 during the period TOFF. Thereby, abnormal operation in the intermediate load state is prevented, and stable ZVS operation is achieved. That is, a stable ZVS operation is realized in the entire load range that can be handled.
Further, since the abnormal operation in the intermediate load state is prevented, the power loss caused by the abnormal operation is eliminated, so that the power conversion efficiency in the intermediate load state can be improved and the heat generation of the switching element Q1 is also reduced. Therefore, it is not necessary to enlarge the heat sink attached to the switching element Q1.
[0056]
Further, in the power supply circuit of the present embodiment, as shown in FIGS. 2D and 2E, the conduction angles of the resonance currents I3 and I4 flowing through the bridge rectifier circuit DBR are substantially equal. For example, in the power supply circuit shown in FIG. 5, the high-frequency ringing current generated when the four rectifier diodes constituting the bridge rectifier circuit DBR are turned on is superimposed on the resonance currents I3 and I4. Absent.
As a result, in the power supply circuit of the present embodiment, EMI is hardly radiated from the rectifier diodes DO1 and DO2, and therefore, for example, in the power supply circuit shown in FIG. Inductors and ceramic capacitors can be eliminated, and the number of parts can be reduced accordingly.
[0057]
Further, since the power supply circuit of the present embodiment is provided with a voltage / current resonance circuit on the secondary side of the insulating converter transformer PIT, the secondary side resonance capacitor C2 has a resonance effect on the secondary side. The secondary side resonance current I2 to which the resonance action of the series resonance capacitor Cs is added flows into the smoothing capacitor CO1 via the bridge rectifier circuit DBR, and the smoothing capacitor CO1 is charged.
For example, first, when the insulating converter transformer PIT operates in the additive polarity mode, the secondary winding N2 → the series resonant capacitor Cs → the bridge rectifier circuit DBR → the smoothing capacitor CO1 by the excitation voltage excited in the secondary winding N2. A current flows and the smoothing capacitor CO1 is charged, and the secondary side series resonant capacitor Cs is charged by the excitation voltage of the secondary winding N2.
Then, in the depolarization mode, the series resonance capacitor Cs → secondary winding is obtained in a state where the series resonance action in which the potential of the secondary side series resonance capacitor Cs is applied to the excitation voltage of the secondary winding N2 is obtained. A current flows through a route of N2 → bridge rectifier circuit DBR → smoothing capacitor CO1, and charging operation to the smoothing capacitor CO1 is performed.
In this case, the voltage level of the DC output voltage EO1 output from the secondary side is such that the potential of the secondary series resonance capacitor Cs is added to the excitation voltage of the secondary winding N2, so that the secondary winding N2 Greater than the excitation voltage level.
[0058]
Therefore, in the power supply circuit of the present embodiment, when the secondary side DC output voltage EO1 substantially equal to the secondary side DC output voltage EO1 of the power supply circuit shown in FIG. Therefore, the excitation voltage of the secondary winding N2 can be lowered by the amount of potential. As a result, the number of turns of the secondary winding N2 of the power supply circuit of the present embodiment can be made smaller than the number of turns of the secondary winding N2 of the power supply circuit shown in FIG. Thus, the divided bobbin B constituting the insulating converter transformer PIT can be reduced in size and weight.
[0059]
For example, in the power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1, the number of turns of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is 43T, the number of turns of the secondary winding N2 is 38T, and the primary side resonance capacitor Cr = 4700 pF. The secondary side series resonance capacitor Cs = 0.027 μF and the secondary side parallel resonance capacitor C2 = 0.01 μF can be selected.
When each component is selected as described above, the number of turns of the secondary winding N2 of the power supply circuit shown in FIG. 1 is 38T, and the secondary winding N2 of the power supply circuit shown in FIG. The number of windings is less than 43T.
Therefore, in the power supply circuit shown in FIG. 1, the size of the insulating converter transformer PIT can be made smaller than that of the power supply circuit shown in FIG.
[0060]
As described above, the power supply circuit according to the present embodiment does not superimpose high-frequency ringing current on the resonance currents I3 and I4 flowing through the four sets of rectifier diodes constituting the bridge rectifier circuit DBR, and in an intermediate load state. In addition to preventing an abnormal operation in which the switching operation deviates from the ZVS operation, the divided bobbin B constituting the insulating converter transformer PIT can be reduced in size and weight.
[0061]
Here, FIG. 3 is a diagram showing a constant voltage control characteristic when the load is varied in the power supply circuit of the present embodiment in which the values of the respective components are set by the above-described design. In this case as well, the input AC voltage VAC is 100V, and the secondary side DC output voltage E01 is 135V.
As shown in FIG. 3, in the power supply circuit of the present embodiment, as constant voltage control of the DC output voltage E01 output from the secondary side, the switching frequency fs increases as the load power Po increases. In addition to being controlled to be low, the period TON during which the switching element Q1 is on is controlled to be long. That is, it can be seen that the constant voltage control operation is a composite control method.
[0062]
Therefore, in the power supply circuit of the present embodiment, the change in the period TOFF in which the switching element Q1 is turned off due to the load change is, for example, the change in the period TOFF in which the switching element Q1 in the power supply circuit shown in FIG. Compared to FIG. 14), the amount of change is small.
This also shows that the period TOFF during which the switching element Q1 is off is not expanded when the power supply circuit according to the present embodiment assumes an intermediate load state. Therefore, the power supply circuit according to the present embodiment does not generate an abnormal operation in which the switching operation deviates from the ZVS operation in an intermediate load state, for example, as in the power supply circuits shown in FIG. 9, FIG. 10, and FIG.
[0063]
Furthermore, since the power supply circuit of the present embodiment can control the switching element Q1 by the composite control method, the maximum load power PoMAX that can be handled is increased from 200 W to 220 W, and the controllable operating range is expanded. Can also be planned.
[0064]
Further, the secondary side of the power supply circuit of the present embodiment is not limited to the bridge rectifier circuit DBR shown in FIG.
Therefore, FIG. 4 shows a configuration on the secondary side as a modification of the power supply circuit of the present embodiment. In FIG. 4, the configuration on the primary side is the same as the configuration in FIG. The same parts as those in FIG.
[0065]
On the secondary side shown in this figure, a forward-type equal-voltage half-wave rectifier circuit composed of two diode elements D01, D02, a smoothing capacitor C01, and an inductor L0 is connected to a secondary side parallel resonant capacitor C2 and a second parallel resonant capacitor C2. A secondary series resonance capacitor Cs is provided.
[0066]
As a connection form of each element, a secondary side parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2, and a diode functioning as a rectifier diode is provided at the winding start end of the secondary winding N2. The anode of the element D01 is connected, and an inductor L0 is inserted between the cathode of the diode element D01 and the positive side of the smoothing capacitor C01. Further, the end of winding of the secondary winding N2 and the negative side of the smoothing capacitor CO1 are connected to the secondary side ground.
As shown in the figure, a secondary side series resonance capacitor Cs and a diode element D02 are inserted between the connection point between the cathode of the diode element D01 and the inductor L0 and the secondary side ground. In this case, the cathode of the diode element D02 is connected to the connection point between the cathode of the diode element D01 and the inductor L0, and the anode of the diode element D02 is connected to the secondary side ground.
[0067]
As a rectifying operation of the equal voltage half-wave rectifier circuit formed by such a connection form, when a switching output is obtained in the primary winding N1 by the switching operation on the primary side, the switching output is supplied to the secondary winding N2. When excited, the excitation voltage obtained in the secondary winding N2 is inputted and rectified.
In this case, first, in the additive mode where the polarity of the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT is + M, the diode element D01 is turned on, and the rectified current rectified by the diode element D01 is an inductor. The voltage is supplied to the smoothing capacitor CO1 through L0, and the smoothing capacitor CO1 is charged. In this case, since the rectified current from the diode element D01 flows into the smoothing capacitor C01 via the inductor L0, energy is stored in the inductor L0.
In this additive mode, the rectified current of the diode element D01 is branched and supplied to the secondary side series resonant capacitor Cs, and the secondary side series resonant capacitor Cs is also charged.
[0068]
On the other hand, in the depolarization mode in which the polarity of the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT is -M, the diode element D01 is turned off, and the back electromotive force of the energy accumulated in the inductor L0. Then, a current generated by the discharge power of the secondary side series resonant capacitor Cs flows into the smoothing capacitor CO1, and the charging operation for the smoothing capacitor CO1 is performed.
That is, in the depolarization mode, the diode element DO2 is turned on, and the current from the inductor L0 is supplied to the smoothing capacitor CO1 through the path of the inductor L0 → smoothing capacitor CO1 → diode element D02, and the secondary side series resonant capacitor. The discharge current from Cs is supplied to the smoothing capacitor CO1 through the path of inductor L0 → smoothing capacitor CO1.
By such an operation, a DC voltage (rectified and smoothed voltage) E01 corresponding to almost the same as the induced voltage of the secondary winding N2 is obtained at both ends of the smoothing capacitor C01. In this case as well, the voltage level of the DC output voltage E01 output from the secondary side is higher than the excitation voltage level of the secondary winding N2 because the voltage across the secondary side series resonant capacitor Cs is applied. it can.
[0069]
Therefore, even in the secondary side configuration shown in FIG. 4, if the secondary side DC output voltage E01 is substantially equal to the secondary side DC output voltage E01 of the power supply circuit shown in FIG. The number of windings of the winding N2 can be made smaller than the number of windings of the secondary winding N2 of the power supply circuit shown in FIG.
[0070]
In the power supply circuit having such a configuration, for example, the number of turns of the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT is 38T, the secondary side series resonant capacitor Cs = 0.027 μF, and the secondary side parallel resonant capacitor. It was confirmed that when C2 = 0.015 .mu.F and inductor L0 = 150 .mu.H were selected, the same effect as the power supply circuit shown in FIG. 1 was obtained.
[0071]
In this embodiment, the case where the bridge rectifier circuit DBR and the half-wave rectification type equal voltage rectifier circuit are provided on the secondary side of the switching power supply circuit is described as an example. The present invention is not limited to such a rectifier circuit, and the present invention is configured so as to obtain a secondary side DC output voltage EO1 having a level corresponding to an excitation voltage level excited by the secondary winding N2. It is only necessary to provide various rectifier circuits.
[0072]
In addition to the configuration shown in FIGS. 1 and 4, the power supply circuit of the present invention may be changed as appropriate according to actual use conditions. For example, in each of the embodiments described above, a self-excited switching drive configuration is employed, but the present invention can also be applied to a configuration in which a switching element is driven by a separate excitation method. Also, as the switching element, other component elements (for example, IGBT (insulated gate bipolar transistor) or SIT (electrostatic induction thyristor)) other than the bipolar transistor or the MOS-FET may be employed.
[0073]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a secondary side resonance circuit formed by combining a secondary side series resonance circuit and a secondary side parallel resonance circuit is formed for the secondary winding of the insulating converter transformer. Yes.
In this case, first, the secondary side resonance current flowing through the secondary winding of the insulating converter transformer becomes substantially sinusoidal due to the resonance operation of the secondary side parallel resonance circuit, and is therefore provided in the DC output voltage generation means. The conduction angles of the current flowing through the rectifier diode are also substantially equal. Thereby, EMI generated from the rectifier diode can be suppressed without superimposing a high-frequency ringing current on the current flowing through the rectifier diode. Therefore, it is not necessary to provide an EMI countermeasure component on the secondary side, and the circuit scale can be reduced accordingly.
[0074]
In addition, the constant voltage control of the secondary side DC output voltage is a composite control that controls the switching frequency and the conduction angle of the switching current that flows through the switching element. Therefore, even when the load fluctuates, the switching element is turned off. The expansion can be suppressed, so that the switching element does not deviate from the ZVS operation even in the intermediate load state.
As a result, the abnormal operation that has occurred in the intermediate load state is eliminated, and as a result, a stable ZVS operation can be realized in the entire region within the load variation range that can be handled.
Moreover, since the power loss in the switching element is reduced by obtaining the ZVS operation, it is possible to improve the power conversion efficiency, and it is not necessary to increase the size of the heat sink attached to the switching element.
[0075]
Furthermore, the constant voltage control of the secondary side DC output voltage output from the DC output voltage generating means is a composite control for controlling the switching frequency and the conduction angle of the switching current flowing through the switching element, so that the maximum load power can be reduced. There is an advantage that it can be increased and the controllable range can be expanded.
Furthermore, since the number of windings of the insulating converter transformer can be reduced, the size and weight of the insulating converter transformer can be reduced accordingly.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a power supply circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing an operation of a main part of the power supply circuit according to the present embodiment.
FIG. 3 is a diagram illustrating constant voltage control characteristics when the load of the power supply circuit according to the present embodiment varies.
FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a secondary side configuration example of a power supply circuit as a modification example;
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit as a prior art.
FIG. 6 is a circuit diagram showing another configuration of the secondary side of the power supply circuit as the prior art.
7 is a waveform diagram showing an operation of a main part of the power supply circuit as the prior art shown in FIG.
FIG. 8 is a diagram showing constant voltage control characteristics when the load of the power supply circuit as the prior art shown in FIG. 5 fluctuates.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit as a prior art.
FIG. 10 is a circuit diagram showing another configuration of the secondary side of the power supply circuit as the prior art.
11 is a waveform diagram showing a secondary side operation of the power supply circuit as the prior art shown in FIG. 9;
12 is a diagram showing a constant voltage control characteristic when the load of the power supply circuit as the prior art shown in FIG. 9 fluctuates.
FIG. 13 is a circuit diagram showing another configuration of the secondary side of the power supply circuit as the prior art.
14 is a diagram showing a constant voltage control characteristic when the load of the power supply circuit as the prior art shown in FIG. 13 fluctuates.
15 is a waveform diagram showing a primary side operation of the power supply circuit as the prior art shown in FIG. 13;
FIG. 16 is a cross-sectional view showing a configuration of an insulating converter transformer.
FIG. 17 is an explanatory diagram showing each operation when the mutual inductance is + M / −M.
[Explanation of symbols]
1 Control circuit, Ci smoothing capacitor, Q1 switching element, PIT isolation converter transformer, PRT orthogonal control (drive) transformer, Cr primary side parallel resonant capacitor, C2 secondary side parallel resonant capacitor, Cs Cs1 Cs2 secondary side series resonant capacitor , NC control winding, NB drive winding, ND resonance current detection winding, CB resonance capacitor, DBR bridge rectifier circuit, D01, D02, D03, D04, rectifier diode, C01, C02 smoothing capacitor, L0 inductor

Claims (3)

スイッチング素子を備え、入力された直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、
上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、
上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするようにして挿入される一次側電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで形成される二次側直列共振回路とが、組み合わされて成る二次側共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、上記交番電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、
を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源回路。A switching means comprising a switching element and intermittently outputting the input DC input voltage;
An insulating converter transformer for transmitting the output of the switching means to the secondary side;
A primary side voltage resonance circuit inserted so that the operation of the switching means is a voltage resonance type;
A secondary side parallel resonant circuit formed by connecting a secondary side parallel resonant capacitor in parallel to the secondary winding of the insulation converter transformer, and a secondary to the secondary winding of the insulation converter transformer A secondary side resonance circuit formed by combining a secondary side series resonance circuit formed by connecting side series resonance capacitors in series;
It is configured to obtain a secondary side DC output voltage at a level corresponding to the same multiple of the alternating voltage level by inputting the alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer and performing rectification operation. DC output voltage generating means;
Constant voltage control means adapted to perform constant voltage control by varying the switching frequency of the switching element according to the level of the secondary side DC output voltage;
A switching power supply circuit comprising: 上記直流出力電圧生成手段は、
４組の整流ダイオード素子からなるブリッジ整流回路と、１組の平滑コンデンサとを備えると共に、上記二次側直列共振コンデンサを整流電流経路に対して挿入して形成されることで、上記交番電圧レベルの等倍に対応するとされるレベルの二次側直流出力電圧を生成する全波整流回路として構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The DC output voltage generating means is
It is provided with a bridge rectifier circuit composed of four sets of rectifier diode elements and one set of smoothing capacitors, and is formed by inserting the secondary side series resonant capacitor with respect to the rectified current path. 2. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching power supply circuit is configured as a full-wave rectifier circuit that generates a secondary-side DC output voltage at a level corresponding to the same magnification. 上記直流出力電圧生成手段は、
２本のダイオード素子と１組の平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに流入する電流の経路に挿入されるインダクタとを備えると共に、上記２本のダイオード素子のうち、整流動作を行うダイオード素子の整流出力が充電されるように上記二次側直列共振コンデンサを挿入することで、上記交番電圧レベルの等倍に対応するとされるレベルの二次側直流出力電圧を生成する半波整流回路として構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The DC output voltage generating means is
Two diode elements, a set of smoothing capacitors, and an inductor inserted in a path of a current flowing into the smoothing capacitor, and among the two diode elements, a rectified output of a diode element that performs a rectifying operation Is configured as a half-wave rectifier circuit that generates a secondary-side DC output voltage at a level corresponding to the same multiple of the alternating voltage level by inserting the secondary-side series resonant capacitor so that The switching power supply circuit according to claim 1.
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