JPH0865215A - フィルタ係数の推定装置 - Google Patents
フィルタ係数の推定装置Info
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- JPH0865215A JPH0865215A JP20180194A JP20180194A JPH0865215A JP H0865215 A JPH0865215 A JP H0865215A JP 20180194 A JP20180194 A JP 20180194A JP 20180194 A JP20180194 A JP 20180194A JP H0865215 A JPH0865215 A JP H0865215A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- power ratio
- transmission system
- signal transmission
- value
- Prior art date
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Soundproofing, Sound Blocking, And Sound Damping (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、特性が未知の信号伝達系に送出した
既知の信号とその応答とから該信号伝達系の特性を模擬
するフィルタの係数を推定する装置に関し、周囲音声の
大きさが変化してもエコー消去量が予め定めた値に維持
することができ、また、特性変化に対して素早く追随で
きるフィルタ係数の更新装置を実現することを目的とす
る。 【構成】該信号伝達系の応答と該フィルタの出力との差
分と、該フィルタの出力とのパワー比またはそれに相応
する値を算定する算定手段１０１と、算定手段１０１で
算定した算定値と予め定めた所要の値とを比較してその
比較結果に基づきフィルタのフィルタ係数を更新する手
順のステップゲインを修正する修正手段１０２とを具備
する。
既知の信号とその応答とから該信号伝達系の特性を模擬
するフィルタの係数を推定する装置に関し、周囲音声の
大きさが変化してもエコー消去量が予め定めた値に維持
することができ、また、特性変化に対して素早く追随で
きるフィルタ係数の更新装置を実現することを目的とす
る。 【構成】該信号伝達系の応答と該フィルタの出力との差
分と、該フィルタの出力とのパワー比またはそれに相応
する値を算定する算定手段１０１と、算定手段１０１で
算定した算定値と予め定めた所要の値とを比較してその
比較結果に基づきフィルタのフィルタ係数を更新する手
順のステップゲインを修正する修正手段１０２とを具備
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、特性が未知の信号伝達
系に送出した既知の信号とその応答とから該信号伝達系
の特性を模擬するフィルタの係数を推定する装置に係
り、さらに詳しくは、該信号伝達系に生起する付加雑音
のパワーの変化に対しても該フィルタ係数の推定精度を
高く維持することが可能な推定装置の改良に関する。
系に送出した既知の信号とその応答とから該信号伝達系
の特性を模擬するフィルタの係数を推定する装置に係
り、さらに詳しくは、該信号伝達系に生起する付加雑音
のパワーの変化に対しても該フィルタ係数の推定精度を
高く維持することが可能な推定装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は本発明の適用によって動作の改善
が期待される装置の構成例である。そこで、本発明をこ
の装置に適用した場合を例として説明することとする。
まず、この装置はハンズフリー通話装置と呼ばれ、手放
しで双方向同時に通話出来るようにスピーカ２１２とマ
イクロホン２１１の間の音響結合を低減する効果をもつ
音響エコーキャンセラ２２０が導入されている。
が期待される装置の構成例である。そこで、本発明をこ
の装置に適用した場合を例として説明することとする。
まず、この装置はハンズフリー通話装置と呼ばれ、手放
しで双方向同時に通話出来るようにスピーカ２１２とマ
イクロホン２１１の間の音響結合を低減する効果をもつ
音響エコーキャンセラ２２０が導入されている。
【０００３】この装置において、スピーカ２１２から信
号伝達系２００に送出された遠端話者信号（該既知信
号）Ｘj はエコー（該信号伝達系の応答） ｇj ＝Σｈj (i) Ｘj (i) ・・・(1) ｊ ：時刻（sample time index,iteration), Σ ：ｉ＝ｌ〜Ｉの加算， ｈj (i) ：スピーカからマイクロホンに至る音響伝達系
のインパルス応答 Ｘj (i) ：遠端話者音声 となってマイクロホン２１１に回り込む。このとき、音
響エコーキャンセラは信号伝達系２００の応答（マイク
ロホン出力） Ｙj ＝ｇj ＋Ｎj ・・・(2) Ｎj ：周囲騒音 となるエコーｇj に近似される疑似エコー Ｇj ＝ΣＨj (i) Ｘj (i) ・・・(3) Ｈj (i) ：疑似エコー生成フィルタの係数 をＦＩＲフィルタ（非巡回型フィルタ）２３０で合成
し、それを減算器２３１で減算することによってエコー
を相殺する。
号伝達系２００に送出された遠端話者信号（該既知信
号）Ｘj はエコー（該信号伝達系の応答） ｇj ＝Σｈj (i) Ｘj (i) ・・・(1) ｊ ：時刻（sample time index,iteration), Σ ：ｉ＝ｌ〜Ｉの加算， ｈj (i) ：スピーカからマイクロホンに至る音響伝達系
のインパルス応答 Ｘj (i) ：遠端話者音声 となってマイクロホン２１１に回り込む。このとき、音
響エコーキャンセラは信号伝達系２００の応答（マイク
ロホン出力） Ｙj ＝ｇj ＋Ｎj ・・・(2) Ｎj ：周囲騒音 となるエコーｇj に近似される疑似エコー Ｇj ＝ΣＨj (i) Ｘj (i) ・・・(3) Ｈj (i) ：疑似エコー生成フィルタの係数 をＦＩＲフィルタ（非巡回型フィルタ）２３０で合成
し、それを減算器２３１で減算することによってエコー
を相殺する。
【０００４】このように実行される音響エコーキャンセ
ラによるエコーの相殺の程度は、係数更新回路２４０に
よって算定されるＦＩＲフィルタの係数Ｈj (i) と信号
伝達系２００の伝達特性を規定するインパルス応答ｈj
(i) との誤差 Δj (i) ＝ｈj (i) −Ｈj (i) ・・・(4) によって測られ、同装置における音響エコーキャンセラ
導入の効果は以下の差分（残留エコー） Ｅj ＝Ｙj −Ｇj ・・・(5) ＝ΣΔj (i) Ｘj (i) ＋Ｎj ・・・(6) が最も小さくなるときに最大となる。図５に示す構成例
において係数更新回路２４０は本発明に言うフィルタ係
数の推定装置に等価であり、この係数更新回路２４０は
この差分Ｅj が最小となるようにＦＩＲフィルタ２３０
のフィルタ係数Ｈ j (i) を調整して信号伝達系２００の
特性を模擬するインパルス応答をもつフィルタを構築す
る。
ラによるエコーの相殺の程度は、係数更新回路２４０に
よって算定されるＦＩＲフィルタの係数Ｈj (i) と信号
伝達系２００の伝達特性を規定するインパルス応答ｈj
(i) との誤差 Δj (i) ＝ｈj (i) −Ｈj (i) ・・・(4) によって測られ、同装置における音響エコーキャンセラ
導入の効果は以下の差分（残留エコー） Ｅj ＝Ｙj −Ｇj ・・・(5) ＝ΣΔj (i) Ｘj (i) ＋Ｎj ・・・(6) が最も小さくなるときに最大となる。図５に示す構成例
において係数更新回路２４０は本発明に言うフィルタ係
数の推定装置に等価であり、この係数更新回路２４０は
この差分Ｅj が最小となるようにＦＩＲフィルタ２３０
のフィルタ係数Ｈ j (i) を調整して信号伝達系２００の
特性を模擬するインパルス応答をもつフィルタを構築す
る。
【０００５】この差分Ｅj を最小とするフィルタ係数を
算定する係数更新アルゴリズムとして音響エコーキャン
セラでは通常、以下に示す学習同定法が採用されること
が多い。すなわち、該ＦＩＲフィルタ（２３０）の第ｍ
番目のタップ係数を算定する式として Ｈj+1 (m) ＝Ｈj (m) ＋ＫＥj Ｘj (m) ／ΣＸj (i) ・・・(7) と表される。ここで、Ｋは０＜Ｋ＜２の範囲に選ばれる
ステップゲインである。
算定する係数更新アルゴリズムとして音響エコーキャン
セラでは通常、以下に示す学習同定法が採用されること
が多い。すなわち、該ＦＩＲフィルタ（２３０）の第ｍ
番目のタップ係数を算定する式として Ｈj+1 (m) ＝Ｈj (m) ＋ＫＥj Ｘj (m) ／ΣＸj (i) ・・・(7) と表される。ここで、Ｋは０＜Ｋ＜２の範囲に選ばれる
ステップゲインである。
【０００６】本発明では、この演算手順に修正を加えて
付加雑音Ｎj の大きさが変化しても推定誤差Δj (i) が
一定の大きさに維持される演算の構成法を与える。
付加雑音Ｎj の大きさが変化しても推定誤差Δj (i) が
一定の大きさに維持される演算の構成法を与える。
【０００７】さて、上式(7) に与える学習同定法におい
て係数の収束後に生成される推定誤差の自乗平均値ＰD
は、周囲騒音Ｎj のパワーＰN とステップゲインＫ、遠
端話者信号Ｘj のパワーＰX の関数 ＰD ＝ＫＰN ／〔ＰX （２−Ｋ）〕 ・・・(8) と与えられている。明らかにこの式は、周囲騒音が大き
い場合に推定誤差が増加することを表している。その理
由は、式(6) から容易に確認されるように、フィルタ係
数Ｈj (i) の修正に必要な情報を含む差分Δj (i) をそ
の成分としてもつ差分Ｅj はその構成成分に周囲騒音Ｎ
j を含みこの周囲騒音Ｎj が差分Δj (i)の正確な観測
を妨害する効果をもつため、と理解される。
て係数の収束後に生成される推定誤差の自乗平均値ＰD
は、周囲騒音Ｎj のパワーＰN とステップゲインＫ、遠
端話者信号Ｘj のパワーＰX の関数 ＰD ＝ＫＰN ／〔ＰX （２−Ｋ）〕 ・・・(8) と与えられている。明らかにこの式は、周囲騒音が大き
い場合に推定誤差が増加することを表している。その理
由は、式(6) から容易に確認されるように、フィルタ係
数Ｈj (i) の修正に必要な情報を含む差分Δj (i) をそ
の成分としてもつ差分Ｅj はその構成成分に周囲騒音Ｎ
j を含みこの周囲騒音Ｎj が差分Δj (i)の正確な観測
を妨害する効果をもつため、と理解される。
【０００８】しかしながら、式(8) は同時に、周囲騒音
が大きい場合でもステップゲインＫを小さくとれば、最
終的に得られるフィルタ係数の精度は高められることを
示している。そこで、音響エコーキャンセラの実用化に
際しては通常、その実用時に生起すると思われる周囲騒
音の大きさを予め想定し、その大きさの周囲騒音に対し
ても所要のエコー消去量が得られる大きさにステップゲ
インを設定することが行われる。但し、ステップゲイン
を小さくとればフィルタ係数の収束に時間を要するよう
になること、従って、その収束までの間にハウリングが
発生する危険が増大するという問題が別に生じる。すな
わち、周囲騒音の大きさを十分な精度で想定し、ステッ
プゲインはできるだけ大きく選ぶことが必要である。し
かしながら、安定した動作を常に確保するためには、最
悪の事態を想定した設定が必要となり、従って、その多
くの場合においてステップゲインは小さくなり過ぎる結
果となる。当然ながら周囲騒音の大きさは設置環境によ
って異なり、可能ならば周囲騒音の大きさを測定しつ
つ、ステップゲインの大きさを自動的に制御することが
望ましい。
が大きい場合でもステップゲインＫを小さくとれば、最
終的に得られるフィルタ係数の精度は高められることを
示している。そこで、音響エコーキャンセラの実用化に
際しては通常、その実用時に生起すると思われる周囲騒
音の大きさを予め想定し、その大きさの周囲騒音に対し
ても所要のエコー消去量が得られる大きさにステップゲ
インを設定することが行われる。但し、ステップゲイン
を小さくとればフィルタ係数の収束に時間を要するよう
になること、従って、その収束までの間にハウリングが
発生する危険が増大するという問題が別に生じる。すな
わち、周囲騒音の大きさを十分な精度で想定し、ステッ
プゲインはできるだけ大きく選ぶことが必要である。し
かしながら、安定した動作を常に確保するためには、最
悪の事態を想定した設定が必要となり、従って、その多
くの場合においてステップゲインは小さくなり過ぎる結
果となる。当然ながら周囲騒音の大きさは設置環境によ
って異なり、可能ならば周囲騒音の大きさを測定しつ
つ、ステップゲインの大きさを自動的に制御することが
望ましい。
【０００９】一方、音響エコーキャンセラにおいてはエ
コーや周囲騒音の他に近端話者音声も同時にマイクロホ
ンに入力する場合もあることは当然であり、この近端話
者音声の重畳はステップゲインの大きさを決定するとき
に想定した以上に周囲騒音を増加したことに相当する。
当然ながらフィルタ係数の推定精度はこのときに大きく
低下し、音響エコーキャンセラによって相殺されるエコ
ーの量は所定値以下に減少する。エコーキャンセラでは
この近端話者音声Ｓj の重畳をダブルトークと呼び、エ
コー消去量を高く維持するためにエコーキャンセラでは
通常、このダブルトークの発生は一時的であることを利
用してその発生を監視し、その発生を検出したときには
フィルタ係数の更新を休止してシングルトーク（遠端話
者だけが発声している状態、すなわちＳj ＝０）のとき
に得られているエコー消去量を維持する構成をとる。
コーや周囲騒音の他に近端話者音声も同時にマイクロホ
ンに入力する場合もあることは当然であり、この近端話
者音声の重畳はステップゲインの大きさを決定するとき
に想定した以上に周囲騒音を増加したことに相当する。
当然ながらフィルタ係数の推定精度はこのときに大きく
低下し、音響エコーキャンセラによって相殺されるエコ
ーの量は所定値以下に減少する。エコーキャンセラでは
この近端話者音声Ｓj の重畳をダブルトークと呼び、エ
コー消去量を高く維持するためにエコーキャンセラでは
通常、このダブルトークの発生は一時的であることを利
用してその発生を監視し、その発生を検出したときには
フィルタ係数の更新を休止してシングルトーク（遠端話
者だけが発声している状態、すなわちＳj ＝０）のとき
に得られているエコー消去量を維持する構成をとる。
【００１０】また、このダブルトークによる推定誤差の
増加効果は、遠端話者音声のパワーＰX を分母に含む式
(8) からも容易に確認されるように、遠端話者音声Ｘj
のパワーが減少したため周囲騒音が相対的に大きくなっ
たとき、極端には遠端話者信号が無音となったときにも
同様に起こることが知られる。従って、エコーキャンセ
ラでは、遠端話者音声の有無を監視し、無音声となった
ときに係数更新を休止する処置〔文献〕を併用する。
図５に示すダブルトーク検出回路２５０と音声検出回路
２６０は以上２つの効果を低減する処置に利用される回
路である。
増加効果は、遠端話者音声のパワーＰX を分母に含む式
(8) からも容易に確認されるように、遠端話者音声Ｘj
のパワーが減少したため周囲騒音が相対的に大きくなっ
たとき、極端には遠端話者信号が無音となったときにも
同様に起こることが知られる。従って、エコーキャンセ
ラでは、遠端話者音声の有無を監視し、無音声となった
ときに係数更新を休止する処置〔文献〕を併用する。
図５に示すダブルトーク検出回路２５０と音声検出回路
２６０は以上２つの効果を低減する処置に利用される回
路である。
【００１１】但し、この両回路２５０、２６０を併用す
る方式においては、周囲騒音の大きさを十分な精度で想
定することが求められることは明らかである。例えば、
ダブルトーク検出回路にとって周囲騒音は近端話者音声
に同等であり、設計時に想定した大きさ以上の周囲騒音
が存在する環境で装置が使用された場合にはその周囲騒
音はダブルトークとみなされ、フィルタ係数の更新は全
く実行されない事態となる。この結果としてフィルタ係
数の更新が実行されなければエコー消去量が十分に得ら
れず、音響エコーキャンセラ導入の効果は失われること
になる。このことは音声検出回路についても同様であ
る。すなわち、周囲騒音が想定した以上に大きくなると
きには式(8) から容易に推察されるように、この音声検
出回路によって検出され係数更新が実行される小さなパ
ワーの遠端話者音声に対して推定誤差は増加し、エコー
消去量は減少する。明らかに、両検出閾値の算定に必要
な周囲騒音のパワーは十分な精度で想定されなければな
らない。
る方式においては、周囲騒音の大きさを十分な精度で想
定することが求められることは明らかである。例えば、
ダブルトーク検出回路にとって周囲騒音は近端話者音声
に同等であり、設計時に想定した大きさ以上の周囲騒音
が存在する環境で装置が使用された場合にはその周囲騒
音はダブルトークとみなされ、フィルタ係数の更新は全
く実行されない事態となる。この結果としてフィルタ係
数の更新が実行されなければエコー消去量が十分に得ら
れず、音響エコーキャンセラ導入の効果は失われること
になる。このことは音声検出回路についても同様であ
る。すなわち、周囲騒音が想定した以上に大きくなると
きには式(8) から容易に推察されるように、この音声検
出回路によって検出され係数更新が実行される小さなパ
ワーの遠端話者音声に対して推定誤差は増加し、エコー
消去量は減少する。明らかに、両検出閾値の算定に必要
な周囲騒音のパワーは十分な精度で想定されなければな
らない。
【００１２】問題は、既に述べたように周囲騒音の大き
さが使用環境によって大きく異なることが予想されるこ
とである。例えば、自動車電話に音響エコーキャンセラ
を導入した場合のように停車中と走行中で騒音は大きく
異なるものとなる。このように騒音の大きさが変化する
場合において、予め想定した値以上に周囲騒音が小さく
なるときにはステップゲインを大きくして収束を早め、
音声検出回路については検出閾値を低くして係数更新の
機会を多くした方が該信号伝達系の特性変化に追随しや
すく、エコーキャンセラの安定にとって好ましいことは
当然である。すなわち、その実用化のためには周囲騒音
の大きさに合わせてステップゲインの大きさや音声検出
閾値を調整することが重要となる。
さが使用環境によって大きく異なることが予想されるこ
とである。例えば、自動車電話に音響エコーキャンセラ
を導入した場合のように停車中と走行中で騒音は大きく
異なるものとなる。このように騒音の大きさが変化する
場合において、予め想定した値以上に周囲騒音が小さく
なるときにはステップゲインを大きくして収束を早め、
音声検出回路については検出閾値を低くして係数更新の
機会を多くした方が該信号伝達系の特性変化に追随しや
すく、エコーキャンセラの安定にとって好ましいことは
当然である。すなわち、その実用化のためには周囲騒音
の大きさに合わせてステップゲインの大きさや音声検出
閾値を調整することが重要となる。
【００１３】さて、エコーキャンセラシステムにおいて
ダブルトーク検出の目的は、システムの安定した動作が
保証されるエコー消去量を常時確保する点にある。この
ことは、ダブルトークによってもその所要量以上にエコ
ー消去量が確保される状況の下でのダブルトーク検出は
不要となること、言い換えれば、その所要エコー消去量
が係数更新の継続と休止を決定する境界となることを意
味している。すなわち、ダブルトーク検出は上記の所要
エコー消去量を検出閾値とし、エコー消去量を検出パラ
メータとして行うのが合理的である。
ダブルトーク検出の目的は、システムの安定した動作が
保証されるエコー消去量を常時確保する点にある。この
ことは、ダブルトークによってもその所要量以上にエコ
ー消去量が確保される状況の下でのダブルトーク検出は
不要となること、言い換えれば、その所要エコー消去量
が係数更新の継続と休止を決定する境界となることを意
味している。すなわち、ダブルトーク検出は上記の所要
エコー消去量を検出閾値とし、エコー消去量を検出パラ
メータとして行うのが合理的である。
【００１４】ここで必要となるエコー消去量の減少特性
は、学習同定法の１次巡回型フィルタ表現〔文献〕か
ら導出された適応フィルタ係数の収束過程を記述する式
〔文献〕から定式化することができ、さらに、エコー
のパワーは疑似エコーのパワーで近似できること〔文献
〕を利用し、ダブルトーク発生時におけるエコー消去
量の減少特性の急峻さ〔同文献〕を考慮すれば、ダブ
ルトーク発生直後に得られるエコー消去量は、 Ｃ≒ＫＰE ／（２ＰG ） ・・・(9) ＰE ：残留エコーのパワー ＰG ：疑似エコーのパワー と計算されることが示される。従って、 ＲEG＝ＰE ／ＰG ・・・(10) とおいて式(9) を ＲEG＝２Ｃ／Ｋ ・・・(11) と変形し、設計時に想定した周囲騒音に対して安定した
動作が保証される所要エコー消去量ＣS を実現するステ
ップゲインＫS とから計算される値、 ＲS ＝２ＣS ／ＫS ・・・(12) に対して、 ＲEG≧ＲS ・・・(13) となるときにダブルトークと判定して係数更新を休止す
る構成とすれば、ダブルトークが発生したときにおいて
も所要エコー消去量が常に確保されることになる。但
し、音声検出回路において遠端話者音声が検出された区
間についてだけダブルトークの判定が行われること、従
って、式(9) が意味をもつのは遠端話者音声が検出され
た区間に限られることに注意が必要である。
は、学習同定法の１次巡回型フィルタ表現〔文献〕か
ら導出された適応フィルタ係数の収束過程を記述する式
〔文献〕から定式化することができ、さらに、エコー
のパワーは疑似エコーのパワーで近似できること〔文献
〕を利用し、ダブルトーク発生時におけるエコー消去
量の減少特性の急峻さ〔同文献〕を考慮すれば、ダブ
ルトーク発生直後に得られるエコー消去量は、 Ｃ≒ＫＰE ／（２ＰG ） ・・・(9) ＰE ：残留エコーのパワー ＰG ：疑似エコーのパワー と計算されることが示される。従って、 ＲEG＝ＰE ／ＰG ・・・(10) とおいて式(9) を ＲEG＝２Ｃ／Ｋ ・・・(11) と変形し、設計時に想定した周囲騒音に対して安定した
動作が保証される所要エコー消去量ＣS を実現するステ
ップゲインＫS とから計算される値、 ＲS ＝２ＣS ／ＫS ・・・(12) に対して、 ＲEG≧ＲS ・・・(13) となるときにダブルトークと判定して係数更新を休止す
る構成とすれば、ダブルトークが発生したときにおいて
も所要エコー消去量が常に確保されることになる。但
し、音声検出回路において遠端話者音声が検出された区
間についてだけダブルトークの判定が行われること、従
って、式(9) が意味をもつのは遠端話者音声が検出され
た区間に限られることに注意が必要である。
【００１５】次に、問題は、既に述べたように残留エコ
ーＥj のパワー ＰE ＝Σ* Ｅj 2 ・・・(14) 但し、Σ* ：ｉ＝ｎＪ＋１〜（ｎ＋１）Ｊの加算 を展開して表した、 ＰE ＝Σ* 〔Ｓj ＋Ｎj ＋ΣΔj (i) Ｘj (i) 〕2 ・・・(15) を構成する周囲騒音Ｎj のパワーが、予め想定した値よ
りも大きくなるときにそれをダブルトークと判定する誤
りが発生することである。このような場合においてもダ
ブルトークの発生を正しく判定するためには、所要エコ
ー消去量ＣS から計算される２ＣS ／ＫS を閾値とせ
ず、シングルトーク（Ｓj ＝０）のときに得られる残留
エコーのパワー ＰE ＝Σ* 〔Ｎj ＋ΣΔj (i) Ｘj (i) 〕2 ・・・(16) を算定して構成した比 ＲN ＝ＰE ／ＰG ・・・(17) をダブルトーク検出閾値とする必要がある。
ーＥj のパワー ＰE ＝Σ* Ｅj 2 ・・・(14) 但し、Σ* ：ｉ＝ｎＪ＋１〜（ｎ＋１）Ｊの加算 を展開して表した、 ＰE ＝Σ* 〔Ｓj ＋Ｎj ＋ΣΔj (i) Ｘj (i) 〕2 ・・・(15) を構成する周囲騒音Ｎj のパワーが、予め想定した値よ
りも大きくなるときにそれをダブルトークと判定する誤
りが発生することである。このような場合においてもダ
ブルトークの発生を正しく判定するためには、所要エコ
ー消去量ＣS から計算される２ＣS ／ＫS を閾値とせ
ず、シングルトーク（Ｓj ＝０）のときに得られる残留
エコーのパワー ＰE ＝Σ* 〔Ｎj ＋ΣΔj (i) Ｘj (i) 〕2 ・・・(16) を算定して構成した比 ＲN ＝ＰE ／ＰG ・・・(17) をダブルトーク検出閾値とする必要がある。
【００１６】図６は、この原理に従って構成したダブル
トーク検出回路の例である。但し、この例のように残留
エコーＥj のパワー変化をダブルトークと判定する方法
では、この残留エコーＥj のパワーの増加をエコー経路
変動と区別する必要がある。しかしながら、その区別の
方法は本発明の効果に無関係であるので、図６において
その構成は省略し、その情報はこのダブルトーク判定回
路とは別に設けたエコー経路変動検出回路より得られる
としている。また、図６に示す検出閾値算定回路７は閾
値ＲN を計算する回路である。当然ながらこの構成にお
いて周囲騒音をダブルトークと判定して係数更新を休止
する危険は回避される。
トーク検出回路の例である。但し、この例のように残留
エコーＥj のパワー変化をダブルトークと判定する方法
では、この残留エコーＥj のパワーの増加をエコー経路
変動と区別する必要がある。しかしながら、その区別の
方法は本発明の効果に無関係であるので、図６において
その構成は省略し、その情報はこのダブルトーク判定回
路とは別に設けたエコー経路変動検出回路より得られる
としている。また、図６に示す検出閾値算定回路７は閾
値ＲN を計算する回路である。当然ながらこの構成にお
いて周囲騒音をダブルトークと判定して係数更新を休止
する危険は回避される。
【００１７】問題は、ここで閾値とした比ＲN が所要エ
コー消去量と関係なく周囲騒音のパワーによって上下す
ることである。当然ながら、周囲騒音が予め想定した値
よりも大きくなることも考えられ、そのときには検出閾
値ＲN が式(12)に定める値Ｒ S を超えて設定されること
になる。それは所要のエコー消去量が確保されないこと
を意味する。この場合、ステップゲインを小さく設定し
て推定誤差を抑え、比ＲEGが小さく現れるようにすると
同時に検出閾値ＲS を大きくする〔式(12)参照〕か、音
声検出閾値を高くして疑似エコーのパワーを大きくし、
比ＲEGが小さく現れるようにする〔式(10)参照〕ことが
必要である。
コー消去量と関係なく周囲騒音のパワーによって上下す
ることである。当然ながら、周囲騒音が予め想定した値
よりも大きくなることも考えられ、そのときには検出閾
値ＲN が式(12)に定める値Ｒ S を超えて設定されること
になる。それは所要のエコー消去量が確保されないこと
を意味する。この場合、ステップゲインを小さく設定し
て推定誤差を抑え、比ＲEGが小さく現れるようにすると
同時に検出閾値ＲS を大きくする〔式(12)参照〕か、音
声検出閾値を高くして疑似エコーのパワーを大きくし、
比ＲEGが小さく現れるようにする〔式(10)参照〕ことが
必要である。
【００１８】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、このように周囲
音声の大きさが変化してもエコー消去量が予め定めた値
に維持することができ、また、特性変化に対して素早く
追随できるフィルタ係数の更新装置を実現するものであ
る。
ものであり、その目的とするところは、このように周囲
音声の大きさが変化してもエコー消去量が予め定めた値
に維持することができ、また、特性変化に対して素早く
追随できるフィルタ係数の更新装置を実現するものであ
る。
【００１９】
【課題を解決するための手段および作用】図１は本発明
に係る原理説明図である。上述の課題を解決するため
に、本発明においては、一つの形態として、特性が未知
の信号伝達系に送出した信号とその応答とから該信号伝
達系の応答特性を推定し、その応答特性に等価な応答を
出力するフィルタを構築する装置のフィルタ係数を推定
する推定装置であって、該信号伝達系の応答と該フィル
タの出力との差分と、該フィルタの出力とのパワー比ま
たはそれに相応する値を算定する算定手段１０１と、算
定手段１０１で算定した算定値と予め定めた所要の値と
を比較してその比較結果に基づきフィルタのフィルタ係
数を更新する手順のステップゲインを修正する修正手段
１０２とを具備することを特徴とするフィルタ係数の推
定装置が提供される。
に係る原理説明図である。上述の課題を解決するため
に、本発明においては、一つの形態として、特性が未知
の信号伝達系に送出した信号とその応答とから該信号伝
達系の応答特性を推定し、その応答特性に等価な応答を
出力するフィルタを構築する装置のフィルタ係数を推定
する推定装置であって、該信号伝達系の応答と該フィル
タの出力との差分と、該フィルタの出力とのパワー比ま
たはそれに相応する値を算定する算定手段１０１と、算
定手段１０１で算定した算定値と予め定めた所要の値と
を比較してその比較結果に基づきフィルタのフィルタ係
数を更新する手順のステップゲインを修正する修正手段
１０２とを具備することを特徴とするフィルタ係数の推
定装置が提供される。
【００２０】また本発明においては、他の形態として、
上述の算定手段がパワー比に相応する値としてエコー消
去量を算定し、ステップゲインＫ0 を与えられたときに
得られるエコー消去量が所要エコー消去量を超えるとき
には、所要エコー消去量ＣSとエコー消去量Ｃ0 とステ
ップゲインＫ0 からなる所定の関数式に基づいてフィル
タ係数更新に用いるステップゲインＫS を求めるように
したフィルタ係数の推定装置が提供される。
上述の算定手段がパワー比に相応する値としてエコー消
去量を算定し、ステップゲインＫ0 を与えられたときに
得られるエコー消去量が所要エコー消去量を超えるとき
には、所要エコー消去量ＣSとエコー消去量Ｃ0 とステ
ップゲインＫ0 からなる所定の関数式に基づいてフィル
タ係数更新に用いるステップゲインＫS を求めるように
したフィルタ係数の推定装置が提供される。
【００２１】また本発明においては、他の形態として、
特性が未知の信号伝達系に送出した信号とその応答とか
ら該信号伝達系の応答特性を推定し、その応答特性に等
価な応答を出力するフィルタを構築する装置のフィルタ
係数を推定する推定装置であって、該信号伝達系の応答
と該フィルタの出力との差分と、該フィルタの出力との
パワー比またはそれに相応する値を算定する算定手段１
０１と、算定手段１０１で算定した算定値と予め定めた
所要の値とを比較してその比較結果に基づき該フィルタ
のフィルタ係数を更新する手順に使用する該信号伝達系
への送出信号のノルムの下限を変更する変更手段１０３
とを具備することを特徴とするフィルタ係数の推定装置
が提供される。
特性が未知の信号伝達系に送出した信号とその応答とか
ら該信号伝達系の応答特性を推定し、その応答特性に等
価な応答を出力するフィルタを構築する装置のフィルタ
係数を推定する推定装置であって、該信号伝達系の応答
と該フィルタの出力との差分と、該フィルタの出力との
パワー比またはそれに相応する値を算定する算定手段１
０１と、算定手段１０１で算定した算定値と予め定めた
所要の値とを比較してその比較結果に基づき該フィルタ
のフィルタ係数を更新する手順に使用する該信号伝達系
への送出信号のノルムの下限を変更する変更手段１０３
とを具備することを特徴とするフィルタ係数の推定装置
が提供される。
【００２２】また本発明においては、他の形態として、
特性が未知の信号伝達系に送出した信号とその応答とか
ら該信号伝達系の応答特性を推定し、その応答特性に等
価な応答を出力するフィルタを構築する装置のフィルタ
係数を推定する推定装置であって、該信号伝達系の応答
と該フィルタの出力との差分と、該フィルタの出力との
パワー比またはそれに相応する値を算定する算定手段１
０１と、算定手段１０１で算定した算定値と予め定めた
所要の値とを比較してその比較結果に基づき該フィルタ
のフィルタ係数を更新する手順に使用する該信号伝達系
への送出信号の検出閾値を変更する変更手段１０３とを
具備することを特徴とするフィルタ係数の推定装置が提
供される。
特性が未知の信号伝達系に送出した信号とその応答とか
ら該信号伝達系の応答特性を推定し、その応答特性に等
価な応答を出力するフィルタを構築する装置のフィルタ
係数を推定する推定装置であって、該信号伝達系の応答
と該フィルタの出力との差分と、該フィルタの出力との
パワー比またはそれに相応する値を算定する算定手段１
０１と、算定手段１０１で算定した算定値と予め定めた
所要の値とを比較してその比較結果に基づき該フィルタ
のフィルタ係数を更新する手順に使用する該信号伝達系
への送出信号の検出閾値を変更する変更手段１０３とを
具備することを特徴とするフィルタ係数の推定装置が提
供される。
【００２３】上述の推定装置においては、該算定手段で
算定するパワー比が現パワー比を上回るときには該算定
手段の時定数を短く設定し、下回るときには長い時定数
を設定するように構成できる。
算定するパワー比が現パワー比を上回るときには該算定
手段の時定数を短く設定し、下回るときには長い時定数
を設定するように構成できる。
【００２４】また上述のパワー比の算定手段は、該算定
パワー比と該算定手段の入力値のパワー比とを比較し、
該入力値のパワー比が該算定パワー比よりも大きい場合
と小さい場合のそれぞれの発生個数を計数する回路を設
け、その両回路が一定数を計数するごとに該算定パワー
比に小さな一定値を加算あるいは大きな一定値を減算す
るか、あるいはその両回路が異なる一定数を計数するご
とに該算定パワー比に一定値を加算あるいは一定値を減
算することによって該パワー比を算定する回路を有する
ように構成できる。
パワー比と該算定手段の入力値のパワー比とを比較し、
該入力値のパワー比が該算定パワー比よりも大きい場合
と小さい場合のそれぞれの発生個数を計数する回路を設
け、その両回路が一定数を計数するごとに該算定パワー
比に小さな一定値を加算あるいは大きな一定値を減算す
るか、あるいはその両回路が異なる一定数を計数するご
とに該算定パワー比に一定値を加算あるいは一定値を減
算することによって該パワー比を算定する回路を有する
ように構成できる。
【００２５】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図２は本発明の一実施例としてのフィルタ係数の
推定装置を示すものであり、この実施例では本発明の推
定装置を図５に示すようなエコーキャンセラに適用して
いる。
する。図２は本発明の一実施例としてのフィルタ係数の
推定装置を示すものであり、この実施例では本発明の推
定装置を図５に示すようなエコーキャンセラに適用して
いる。
【００２６】図中の算出回路１、２、３、４は従来のダ
ブルトーク検出回路で構成される回路と同様である。す
なわち、算出回路１は残留エコーＥj の短時間平均パワ
ーＰ E を算出する回路、算出回路２は擬似エコーＧj の
短時間平均パワーＰG を算出する回路、算出回路３は残
留エコーＥj のパワーＰE と擬似エコーＧj のパワーＰ
G の除算をしてパワー比ＲEGを算出する回路、算出回路
４は図示しない音声検出回路からの遠端話者音声の検出
信号と上記パワー比ＲEGに基づいてシングルトーク時の
パワー比ＲEG（＝ＲN ）を算出する回路である。さら
に、本発明では、この算出回路４の出力として得られる
パワー比ＲN と所要エコー消去量の確保に必要なＲ0 と
からステップゲインを算定するステップゲイン調整回路
５と、算出回路４のパワー比ＲN とステップゲイン調整
回路５で算定されたステップゲインからフィルタ係数の
更新を実行する区間を決定する遠端話者音声の検出閾値
を算定する検出閾値算定回路６を加えて構成される。こ
の検出閾値算定回路６は係数更新を実行するノルムの下
限を算定する回路となる。
ブルトーク検出回路で構成される回路と同様である。す
なわち、算出回路１は残留エコーＥj の短時間平均パワ
ーＰ E を算出する回路、算出回路２は擬似エコーＧj の
短時間平均パワーＰG を算出する回路、算出回路３は残
留エコーＥj のパワーＰE と擬似エコーＧj のパワーＰ
G の除算をしてパワー比ＲEGを算出する回路、算出回路
４は図示しない音声検出回路からの遠端話者音声の検出
信号と上記パワー比ＲEGに基づいてシングルトーク時の
パワー比ＲEG（＝ＲN ）を算出する回路である。さら
に、本発明では、この算出回路４の出力として得られる
パワー比ＲN と所要エコー消去量の確保に必要なＲ0 と
からステップゲインを算定するステップゲイン調整回路
５と、算出回路４のパワー比ＲN とステップゲイン調整
回路５で算定されたステップゲインからフィルタ係数の
更新を実行する区間を決定する遠端話者音声の検出閾値
を算定する検出閾値算定回路６を加えて構成される。こ
の検出閾値算定回路６は係数更新を実行するノルムの下
限を算定する回路となる。
【００２７】さて、想定した周囲騒音の大きさから算定
したステップゲインＫ0 に対してシングルトークのとき
に残留エコーのパワーＰE0が得られたとすると、疑似エ
コーのパワーＰG について計算されるエコー消去量は、 Ｃ0 ≒Ｋ0 ＰE0／（２ＰG ） ・・・(18) となる。そして、このエコー消去量が所定の値ではなか
ったとしてステップゲインをＫS と改めたときに残留エ
コーのパワーがＰESとなり、所要エコー消去量Ｃ S が得
られたと仮定すると、 ＣS ≒ＰESＫS ／（２ＰG ） ・・・(19) が成り立つことになる。
したステップゲインＫ0 に対してシングルトークのとき
に残留エコーのパワーＰE0が得られたとすると、疑似エ
コーのパワーＰG について計算されるエコー消去量は、 Ｃ0 ≒Ｋ0 ＰE0／（２ＰG ） ・・・(18) となる。そして、このエコー消去量が所定の値ではなか
ったとしてステップゲインをＫS と改めたときに残留エ
コーのパワーがＰESとなり、所要エコー消去量Ｃ S が得
られたと仮定すると、 ＣS ≒ＰESＫS ／（２ＰG ） ・・・(19) が成り立つことになる。
【００２８】問題は、所要エコー消去量を実現するステ
ップゲインＫS の求め方である。それはまず、残留エコ
ーのパワーＰESが推定誤差ＰDSと周囲騒音のパワーＰN
との和 ＰES＝ＰDS＋ＰN ・・・(20) として与えられること、そして、推定誤差ＰDSは式(8)
から計算されることを利用して ＰES＝２ＰN ／（２−ＫS ） ・・・(21) とおくことから始められる。ここで、周囲騒音のパワー
ＰN はステップゲインをＫ0 と与えたときにおいても同
じ大きさとなるから ＰE0＝２ＰN ／（２−Ｋ0 ） ・・・(22) も同様に成り立ち、この式(22)をＰN について解いた ＰN ＝ＰE0（２−Ｋ0 ）／２ ・・・(23) を式(21)に代入すると、 ＰES＝ＰE0（２−Ｋ0 ）／（２−ＫS ） ・・・(24) となる式が得られる。さらに、この式(24)を式(19)に代
入し、次のように整理した式 ＣS ≒ＰE0（２−Ｋ0 ）ＫS ／〔２（２−ＫS ）ＰG 〕 ↓ （２−ＫS ）ＣS ≒ＰE0（２−Ｋ0 ）ＫS ／（２ＰG ） ↓ ２ＣS ≒ＰE0（２−Ｋ0 ）ＫS ／（２ＰG ）＋ＫS ＣS ＝ＫS 〔ＣS ＋ＰE0（２−Ｋ0 ）／（２ＰG ）〕 に式(18)を変形した ＰE0／ＰG ＝２Ｃ0 ／Ｋ0 ・・・(25) を代入すると、 ２ＣS ＝ＫS 〔ＣS ＋Ｃ0 （２−Ｋ0 ）／Ｋ0 〕 ・・・(26) が得られる。従って、これをＫS について解けば、 ＫS ＝２ＣS ／〔２Ｃ0 ／Ｋ0 ＋（ＣS −Ｃ0 ）〕 ・・・(27) となる。すなわち、ステップゲインＫ0 を与えたときに
得られるエコー消去量Ｃ 0 が所要エコー消去量ＣS に一
致しないときには、式(27)から計算されているステップ
ゲインＫS を係数更新回路に与えればよい。
ップゲインＫS の求め方である。それはまず、残留エコ
ーのパワーＰESが推定誤差ＰDSと周囲騒音のパワーＰN
との和 ＰES＝ＰDS＋ＰN ・・・(20) として与えられること、そして、推定誤差ＰDSは式(8)
から計算されることを利用して ＰES＝２ＰN ／（２−ＫS ） ・・・(21) とおくことから始められる。ここで、周囲騒音のパワー
ＰN はステップゲインをＫ0 と与えたときにおいても同
じ大きさとなるから ＰE0＝２ＰN ／（２−Ｋ0 ） ・・・(22) も同様に成り立ち、この式(22)をＰN について解いた ＰN ＝ＰE0（２−Ｋ0 ）／２ ・・・(23) を式(21)に代入すると、 ＰES＝ＰE0（２−Ｋ0 ）／（２−ＫS ） ・・・(24) となる式が得られる。さらに、この式(24)を式(19)に代
入し、次のように整理した式 ＣS ≒ＰE0（２−Ｋ0 ）ＫS ／〔２（２−ＫS ）ＰG 〕 ↓ （２−ＫS ）ＣS ≒ＰE0（２−Ｋ0 ）ＫS ／（２ＰG ） ↓ ２ＣS ≒ＰE0（２−Ｋ0 ）ＫS ／（２ＰG ）＋ＫS ＣS ＝ＫS 〔ＣS ＋ＰE0（２−Ｋ0 ）／（２ＰG ）〕 に式(18)を変形した ＰE0／ＰG ＝２Ｃ0 ／Ｋ0 ・・・(25) を代入すると、 ２ＣS ＝ＫS 〔ＣS ＋Ｃ0 （２−Ｋ0 ）／Ｋ0 〕 ・・・(26) が得られる。従って、これをＫS について解けば、 ＫS ＝２ＣS ／〔２Ｃ0 ／Ｋ0 ＋（ＣS −Ｃ0 ）〕 ・・・(27) となる。すなわち、ステップゲインＫ0 を与えたときに
得られるエコー消去量Ｃ 0 が所要エコー消去量ＣS に一
致しないときには、式(27)から計算されているステップ
ゲインＫS を係数更新回路に与えればよい。
【００２９】但し、実用的には式(27)を正確に計算して
与える必要はなく、例えば、 ＫS −Ｋ0 ＝ Ｋ0 （２−Ｋ0 ）（ＣS −Ｃ0 ）／〔ＣS Ｋ0 ＋Ｃ0 （２−Ｋ0 ）〕 ・・・(28) においてＫ0 ＜２であることからＫS とＫ0 の大小はＣ
0 とＣS の比較だけから判断することができ、例えば Ｃ0 ＞ＣS ・・・(29) となるときにはステップゲインを少し小さく、 Ｃ0 ＜ＣS ・・・(30) となるときには少し大きくする簡易的な制御も可能であ
る。
与える必要はなく、例えば、 ＫS −Ｋ0 ＝ Ｋ0 （２−Ｋ0 ）（ＣS −Ｃ0 ）／〔ＣS Ｋ0 ＋Ｃ0 （２−Ｋ0 ）〕 ・・・(28) においてＫ0 ＜２であることからＫS とＫ0 の大小はＣ
0 とＣS の比較だけから判断することができ、例えば Ｃ0 ＞ＣS ・・・(29) となるときにはステップゲインを少し小さく、 Ｃ0 ＜ＣS ・・・(30) となるときには少し大きくする簡易的な制御も可能であ
る。
【００３０】さらにエコー消去量の大小は既に与えた式
(17)に示す比ＲN によっても判断することができ、ステ
ップゲインＫ0 について得られた同比Ｒ0 に対して Ｒ0 ＞ＲS ・・・(31) となるときにはステップゲインを少し小さく、 Ｒ0 ＜ＲS ・・・(32) となるときには少し大きくする制御が簡単である〔特許
請求の範囲(1) 〕。
(17)に示す比ＲN によっても判断することができ、ステ
ップゲインＫ0 について得られた同比Ｒ0 に対して Ｒ0 ＞ＲS ・・・(31) となるときにはステップゲインを少し小さく、 Ｒ0 ＜ＲS ・・・(32) となるときには少し大きくする制御が簡単である〔特許
請求の範囲(1) 〕。
【００３１】また、所要エコー消去量は音声検出回路の
検出閾値を変えることでも同様に得ることができ、例え
ば、ステップゲインをＫ0 に固定し、検出閾値を変えて
計算される疑似エコーのパワーがＰG からＰGSに変わっ
たときに所要エコー消去量Ｃ S が得られたとすると ＣS ≒ＰESＫ0 ／（２ＰGS） ・・・(33) が成り立つ。一方、疑似エコーのパワーをＰG とすると
きにはエコー消去量は式(18)に与えるＣ0 となるのであ
るから、式(18)をＫ0 ＰE0について解いた Ｋ0 ＰE0≒２Ｃ0 ＰG ・・・(34) を代入し、ＰGSについて解くと、 ＰGS≒Ｃ0 ＰG ／ＣS ・・・(35) が得られる。ここで、疑似エコーのパワーＰG はエコー
経路（信号伝達系）のパワー利得ＲGXと遠端話者音声の
パワーＰX の積に等しく、同パワー利得は音声検出閾値
を変えても変化することはないので、遠端話者音声のパ
ワーＰX とＰXSによって生成される疑似エコーのパワー
は ＰG ＝ＰX ＲGX ・・・(36) ＰGS＝ＰXSＲGX ・・・(37) と表される。従って、これを式(35)に代入してＰXSにつ
いて解けば ＰXS≒Ｃ0 ＰX ／ＣS ・・・(38) が得られる。あるいは、エコー消去量をパワー比Ｒ0 と
ＲS に置き換え、 ＰXS≒Ｒ0 ＰX ／ＲS ・・・(39) とすることも可能である。すなわち、検出閾値をＰX か
ら式(38)あるいは(39)に与えられるパワーに変更すれ
ば、所要エコー消去量が実現される。また、疑似エコー
は遠端話者音声Ｘj (i) i=1,2,…Ｉから合成されること
から、遠端話者音声のパワーはノルムΣＸj 2 (i) で置
き換えることも可能である。つまり、フィルタ係数を更
新する手順における遠端話者音声検出閾値に用いる遠端
話者音声のノルムの下限値を変更することで、所要エコ
ー消去量が実現される。
検出閾値を変えることでも同様に得ることができ、例え
ば、ステップゲインをＫ0 に固定し、検出閾値を変えて
計算される疑似エコーのパワーがＰG からＰGSに変わっ
たときに所要エコー消去量Ｃ S が得られたとすると ＣS ≒ＰESＫ0 ／（２ＰGS） ・・・(33) が成り立つ。一方、疑似エコーのパワーをＰG とすると
きにはエコー消去量は式(18)に与えるＣ0 となるのであ
るから、式(18)をＫ0 ＰE0について解いた Ｋ0 ＰE0≒２Ｃ0 ＰG ・・・(34) を代入し、ＰGSについて解くと、 ＰGS≒Ｃ0 ＰG ／ＣS ・・・(35) が得られる。ここで、疑似エコーのパワーＰG はエコー
経路（信号伝達系）のパワー利得ＲGXと遠端話者音声の
パワーＰX の積に等しく、同パワー利得は音声検出閾値
を変えても変化することはないので、遠端話者音声のパ
ワーＰX とＰXSによって生成される疑似エコーのパワー
は ＰG ＝ＰX ＲGX ・・・(36) ＰGS＝ＰXSＲGX ・・・(37) と表される。従って、これを式(35)に代入してＰXSにつ
いて解けば ＰXS≒Ｃ0 ＰX ／ＣS ・・・(38) が得られる。あるいは、エコー消去量をパワー比Ｒ0 と
ＲS に置き換え、 ＰXS≒Ｒ0 ＰX ／ＲS ・・・(39) とすることも可能である。すなわち、検出閾値をＰX か
ら式(38)あるいは(39)に与えられるパワーに変更すれ
ば、所要エコー消去量が実現される。また、疑似エコー
は遠端話者音声Ｘj (i) i=1,2,…Ｉから合成されること
から、遠端話者音声のパワーはノルムΣＸj 2 (i) で置
き換えることも可能である。つまり、フィルタ係数を更
新する手順における遠端話者音声検出閾値に用いる遠端
話者音声のノルムの下限値を変更することで、所要エコ
ー消去量が実現される。
【００３２】図３には上述の算出回路４の構成例とし
て、シングルトーク時のパワー比ＲNを算定するフィル
タが示される。上述のように、ステップゲインの修正に
はシングルトークのときの残留エコーＥj と疑似エコー
Ｇj のパワー比を算定する必要がある。それには、同パ
ワー比を立ち上がりが緩やかで、立ち下がりが早いフィ
ルタに入力してその出力を同比の算定値とする方法が簡
単であり、図３はかかるフィルタの構成を示す。図中、
１１は入力されたパワー比ＲEGとフィルタ出力のパワー
比ＲN の大小を比較する比較器、１２は比較器の比較結
果に応じて定数αまたはβを選択する選択器である。こ
の定数α、βは、 ０＜α，β＜１ β＜α の関係にある。乗算器１３、１７、加算器１４、１５、
遅延器１６で構成される回路は、選択器１２から供給さ
れる定数αまたはβに応じて入力されたパワー比の立上
り、立下り特性を制御するフィルタである。
て、シングルトーク時のパワー比ＲNを算定するフィル
タが示される。上述のように、ステップゲインの修正に
はシングルトークのときの残留エコーＥj と疑似エコー
Ｇj のパワー比を算定する必要がある。それには、同パ
ワー比を立ち上がりが緩やかで、立ち下がりが早いフィ
ルタに入力してその出力を同比の算定値とする方法が簡
単であり、図３はかかるフィルタの構成を示す。図中、
１１は入力されたパワー比ＲEGとフィルタ出力のパワー
比ＲN の大小を比較する比較器、１２は比較器の比較結
果に応じて定数αまたはβを選択する選択器である。こ
の定数α、βは、 ０＜α，β＜１ β＜α の関係にある。乗算器１３、１７、加算器１４、１５、
遅延器１６で構成される回路は、選択器１２から供給さ
れる定数αまたはβに応じて入力されたパワー比の立上
り、立下り特性を制御するフィルタである。
【００３３】以下に動作を説明すると、まず、近端話者
がその発声を停止してシングルトークの区間が出現する
と、ダブルトークのために増加していたフィルタ出力Ｒ
N はその入力ＲEGと比較して大きくなるので、比較器１
１がこれを判定して選択器１２に選択信号を出力し、そ
れにより選択器１２は小さな定数βを選ぶ。このとき、
フィルタの時定数は短くなるためにフィルタ出力ＲN は
シングルトーク区間に得られる比ＲEGに対応する大きさ
まで急減することになる。
がその発声を停止してシングルトークの区間が出現する
と、ダブルトークのために増加していたフィルタ出力Ｒ
N はその入力ＲEGと比較して大きくなるので、比較器１
１がこれを判定して選択器１２に選択信号を出力し、そ
れにより選択器１２は小さな定数βを選ぶ。このとき、
フィルタの時定数は短くなるためにフィルタ出力ＲN は
シングルトーク区間に得られる比ＲEGに対応する大きさ
まで急減することになる。
【００３４】次にダブルトークとなると、比ＲEGはフィ
ルタ出力ＲN よりも大きくなるために、選択器１２は大
きな定数αを選び、このフィルタの時定数は長くなる。
すなわち、フィルタ出力はゆっくりとしか上昇せず、従
って、低域フィルタの出力はシングルトーク区間の比Ｒ
EGにほぼ対応する大きさを長時間維持することになる。
すなわち、図３に与えるフィルタによってシングルトー
ク時の比ＲEG（＝ＲN）が算定されることになる。
ルタ出力ＲN よりも大きくなるために、選択器１２は大
きな定数αを選び、このフィルタの時定数は長くなる。
すなわち、フィルタ出力はゆっくりとしか上昇せず、従
って、低域フィルタの出力はシングルトーク区間の比Ｒ
EGにほぼ対応する大きさを長時間維持することになる。
すなわち、図３に与えるフィルタによってシングルトー
ク時の比ＲEG（＝ＲN）が算定されることになる。
【００３５】図５は同様な効果が期待される算定回路４
の他の構成例であり、比較器２１、計数器２２、２３、
切換え器２４、加算器２５、単位遅延シフトレジスタ２
６を含み構成される。その動作は次のとおりである。
の他の構成例であり、比較器２１、計数器２２、２３、
切換え器２４、加算器２５、単位遅延シフトレジスタ２
６を含み構成される。その動作は次のとおりである。
【００３６】比較器２１は入力端子から入力したパワー
比ＲEG（＝Ａ）と単位遅延シフトレジスタ２５の出力
（＝Ｂ）とを比較し、前者Ａ＞後者Ｂ となるときには
計数器２２に対して計数の開始を指示し、反対に、前者
Ａ≦後者Ｂ となるときには計数器２３に計数の開始を
指示する。この場合、計数器２２と２３はその計数値が
予め定めた数に達するまでは０を出力し、達したときに
は１を出力し、次の時刻に計数値を０に戻す。ここで計
数器２２の出力にＣ、計数器２３の出力にＤの符号を付
して区別する。
比ＲEG（＝Ａ）と単位遅延シフトレジスタ２５の出力
（＝Ｂ）とを比較し、前者Ａ＞後者Ｂ となるときには
計数器２２に対して計数の開始を指示し、反対に、前者
Ａ≦後者Ｂ となるときには計数器２３に計数の開始を
指示する。この場合、計数器２２と２３はその計数値が
予め定めた数に達するまでは０を出力し、達したときに
は１を出力し、次の時刻に計数値を０に戻す。ここで計
数器２２の出力にＣ、計数器２３の出力にＤの符号を付
して区別する。
【００３７】切換器２４はＣ＝１，Ｄ＝０のとき、すな
わち計数器２２が１を出力したときにはγを、Ｃ＝０，
Ｄ＝１すなわち計数器２３が１を出力したときには−δ
を、Ｃ＝０，Ｄ＝０のときには０を選択する。このと
き、δに比較してγを大きく選ぶか、計数器２２が１を
出力するまでに要する計数値を計数器２３のそれよりも
大きく設定しておけば、加算器２５と単位遅延シフトレ
ジスタ２６で構成される巡回回路の積分出力に対して立
ち上がりが遅く、立ち下がりの早い特性が実現される。
わち計数器２２が１を出力したときにはγを、Ｃ＝０，
Ｄ＝１すなわち計数器２３が１を出力したときには−δ
を、Ｃ＝０，Ｄ＝０のときには０を選択する。このと
き、δに比較してγを大きく選ぶか、計数器２２が１を
出力するまでに要する計数値を計数器２３のそれよりも
大きく設定しておけば、加算器２５と単位遅延シフトレ
ジスタ２６で構成される巡回回路の積分出力に対して立
ち上がりが遅く、立ち下がりの早い特性が実現される。
【００３８】以上の実施例は本発明をハンズフリー型拡
声電話機に適用した場合についてのものであるが、本発
明はこれに限られるものではなく、例えば会議電話装置
などの音響エコーキャンセラに適用することも勿論可能
であり、また能動騒音制御システムに本発明を適用する
ことも可能である。この能動騒音制御システムはエコー
キャンセラと同様の原理に従い、消去対象の騒音と同振
幅、逆位相き擬似騒音を騒音制御フィルタで合成し、こ
の擬似騒音をその騒音に重ね合わせることによってそれ
を相殺するものであるが、その騒音制御フィルタの係数
は騒音消去点に配置される誤差採取マイクロホンにおい
て生じる差分が最小となるように調整される。この際、
この差分に、騒音消去用ダクトの出口側から入り込んだ
室内騒音が重畳するとき、その室内騒音は明らかに騒音
制御フィルタのフィルタ係数の更新に対して音響エコー
キャンセラにおける近端話者音声と同様な効果をもたら
す。したがって、かかるシステムにおいても、本発明を
適用して所要量以上の騒音消去量を確保することが可能
になる。
声電話機に適用した場合についてのものであるが、本発
明はこれに限られるものではなく、例えば会議電話装置
などの音響エコーキャンセラに適用することも勿論可能
であり、また能動騒音制御システムに本発明を適用する
ことも可能である。この能動騒音制御システムはエコー
キャンセラと同様の原理に従い、消去対象の騒音と同振
幅、逆位相き擬似騒音を騒音制御フィルタで合成し、こ
の擬似騒音をその騒音に重ね合わせることによってそれ
を相殺するものであるが、その騒音制御フィルタの係数
は騒音消去点に配置される誤差採取マイクロホンにおい
て生じる差分が最小となるように調整される。この際、
この差分に、騒音消去用ダクトの出口側から入り込んだ
室内騒音が重畳するとき、その室内騒音は明らかに騒音
制御フィルタのフィルタ係数の更新に対して音響エコー
キャンセラにおける近端話者音声と同様な効果をもたら
す。したがって、かかるシステムにおいても、本発明を
適用して所要量以上の騒音消去量を確保することが可能
になる。
【００３９】
【発明の効果】以上、本発明によれば、信号伝達系に生
起する雑音の大きさが変動しても一定の推定誤差が維持
できるフィルタ係数の推定装置が構成可能となる。
起する雑音の大きさが変動しても一定の推定誤差が維持
できるフィルタ係数の推定装置が構成可能となる。
【００４０】
文献：特開平２−２８８４２８号公報 文献：藤井他『学習同定法の新しい表現と安定条件』
信学論 (Ａ), vol.J73-A, No.11, pp.1769-1775 (1990-
11) 文献：藤井他『学習同定法の低減フィルタ表現から導
出される収束特性の定式化と演算量削減法』信学論
(Ａ), vol.J74-A, No.7, pp.966-973 (1991-70) 文献：藤井他『音響エコーキャンセラのためのダブル
トークとエコー経路変動検出に関する検討』信学技報，
EA91-82(1991-01)
信学論 (Ａ), vol.J73-A, No.11, pp.1769-1775 (1990-
11) 文献：藤井他『学習同定法の低減フィルタ表現から導
出される収束特性の定式化と演算量削減法』信学論
(Ａ), vol.J74-A, No.7, pp.966-973 (1991-70) 文献：藤井他『音響エコーキャンセラのためのダブル
トークとエコー経路変動検出に関する検討』信学技報，
EA91-82(1991-01)
【図１】本発明に係る原理説明図である。
【図２】本発明の一実施例としてのフィルタ係数の推定
装置を示す図である。
装置を示す図である。
【図３】実施例装置におけるシングルトーク時のパワー
比ＲN を算出する算出回路の構成例を示す図である。
比ＲN を算出する算出回路の構成例を示す図である。
【図４】実施例装置におけるシングルトーク時のパワー
比ＲN を算出する算出回路の他の構成例を示す図であ
る。
比ＲN を算出する算出回路の他の構成例を示す図であ
る。
【図５】ハンズフリー型通話回路の従来例を示す図であ
る。
る。
【図６】ダブルトーク検出回路の従来例を示す図であ
る。
る。
１ 残留エコーの短時間平均パワーＰE の算出回路 ２ 擬似エコーの短時間平均パワーＰG の算出回路 ３ パワー比ＲEGの算出回路 ４ シングルトーク時のパワー比ＲN の算出回路 ５ ステップゲイン調整回路 ６ 検出閾値算定回路 １１ 比較器 １２ 選択器 １３、１７ 乗算器 １４、１５、２５ 加算器 １６ 遅延器 ２１ 比較器 ２２ ２３ 計数器 ２４ 切換器 ２６ 単位遅延シフトレジスタ
Claims (6)
- 【請求項１】 特性が未知の信号伝達系に送出した信号
とその応答とから該信号伝達系の応答特性を推定し、そ
の応答特性に等価な応答を出力するフィルタを構築する
装置のフィルタ係数を推定する推定装置であって、 該信号伝達系の応答と該フィルタの出力との差分と、該
フィルタの出力とのパワー比またはそれに相応する値を
算定する算定手段と、 該算定手段で算定した算定値と予め定めた所要の値とを
比較してその比較結果に基づき該フィルタのフィルタ係
数を更新する手順のステップゲインを修正する修正手段
とを具備することを特徴とするフィルタ係数の推定装
置。 - 【請求項２】 該算定手段はパワー比に相応する値とし
てエコー消去量を算定し、ステップゲインＫ0 を与えら
れたときに得られるエコー消去量が所要エコー消去量を
超えるときには、所要エコー消去量ＣS とエコー消去量
Ｃ0 とステップゲインＫ0 からなる所定の関数式に基づ
いてフィルタ係数更新に用いるステップゲインＫS を求
めるようにした請求項１記載のフィルタ係数の推定装
置。 - 【請求項３】 特性が未知の信号伝達系に送出した信号
とその応答とから該信号伝達系の応答特性を推定し、そ
の応答特性に等価な応答を出力するフィルタを構築する
装置のフィルタ係数を推定する推定装置であって、 該信号伝達系の応答と該フィルタの出力との差分と、該
フィルタの出力とのパワー比またはそれに相応する値を
算定する算定手段と、 該算定手段で算定した算定値と予め定めた所要の値とを
比較してその比較結果に基づき該フィルタのフィルタ係
数を更新する手順に使用する該信号伝達系への送出信号
のノルムの下限を変更する変更手段とを具備することを
特徴とするフィルタ係数の推定装置。 - 【請求項４】 特性が未知の信号伝達系に送出した信号
とその応答とから該信号伝達系の応答特性を推定し、そ
の応答特性に等価な応答を出力するフィルタを構築する
装置のフィルタ係数を推定する推定装置であって、 該信号伝達系の応答と該フィルタの出力との差分と、該
フィルタの出力とのパワー比またはそれに相応する値を
算定する算定手段と、 該算定手段で算定した算定値と予め定めた所要の値とを
比較してその比較結果に基づき該フィルタのフィルタ係
数を更新する手順に使用する該信号伝達系への送出信号
の検出閾値を変更する変更手段とを具備することを特徴
とするフィルタ係数の推定装置。 - 【請求項５】 該算定手段で算定するパワー比が現パワ
ー比を上回るときには該算定手段の時定数を短く設定
し、下回るときには長い時定数を設定することを特徴と
する請求項１〜４のいずれかに記載のフィルタ係数の推
定装置。 - 【請求項６】 該パワー比の算定手段は、該算定パワー
比と該算定手段の入力値のパワー比とを比較し、該入力
値のパワー比が該算定パワー比よりも大きい場合と小さ
い場合のそれぞれの発生個数を計数する回路を設け、そ
の両回路が一定数を計数するごとに該算定パワー比に小
さな一定値を加算あるいは大きな一定値を減算するか、
あるいはその両回路が異なる一定数を計数するごとに該
算定パワー比に一定値を加算あるいは一定値を減算する
ことによって該パワー比を算定する回路を有することを
特徴とする請求項５記載のフィルタ係数の推定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20180194A JPH0865215A (ja) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | フィルタ係数の推定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20180194A JPH0865215A (ja) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | フィルタ係数の推定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0865215A true JPH0865215A (ja) | 1996-03-08 |
Family
ID=16447158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20180194A Withdrawn JPH0865215A (ja) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | フィルタ係数の推定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0865215A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101033336B1 (ko) * | 2009-08-26 | 2011-05-09 | 인하대학교 산학협력단 | 트랙킹 에코-존재 불확실성에 기초한 잔여 반향 억제 방법 |
-
1994
- 1994-08-26 JP JP20180194A patent/JPH0865215A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101033336B1 (ko) * | 2009-08-26 | 2011-05-09 | 인하대학교 산학협력단 | 트랙킹 에코-존재 불확실성에 기초한 잔여 반향 억제 방법 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20011106 |