JPH0851409A - タイミング再生装置 - Google Patents
タイミング再生装置Info
- Publication number
- JPH0851409A JPH0851409A JP6206032A JP20603294A JPH0851409A JP H0851409 A JPH0851409 A JP H0851409A JP 6206032 A JP6206032 A JP 6206032A JP 20603294 A JP20603294 A JP 20603294A JP H0851409 A JPH0851409 A JP H0851409A
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- JP
- Japan
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- signal
- timing
- ofdm
- circuit
- moving average
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高速フーリエ変換のタイミング再生のための
送信側からの同期信号を要することなく、ＯＦＤＭ方式
の送受信機での復調における高速フーリエ変換の際のタ
イミング再生を可能とするタイミング再生装置の提供。 【構成】 タイミング再生装置３０は移動平均回路３
１、整流器３２、コンパレータ３３、及びヒステリシス
回路３４で構成されており、移動平均回路３１でＯＦＤ
Ｍ信号の移動平均をとる。移動平均後の信号を整流
器３２で全波整流して整流後の信号を得てこれをコン
パレータ３３に通す。このとき、コンパレータ３３の閾
値は零近傍にする。この結果、信号のような２値信号
を得る。信号をヒステリシス回路３４を通し信号で
単発的に［Ｌｏ］になる信号を［Ｈｉ］に吸収すると、
信号のような周期信号を得ることができる。この周期
信号を用いることによりＦＦＴ回路による高速フーリ
エ変換のタイミングをとる。
送信側からの同期信号を要することなく、ＯＦＤＭ方式
の送受信機での復調における高速フーリエ変換の際のタ
イミング再生を可能とするタイミング再生装置の提供。 【構成】 タイミング再生装置３０は移動平均回路３
１、整流器３２、コンパレータ３３、及びヒステリシス
回路３４で構成されており、移動平均回路３１でＯＦＤ
Ｍ信号の移動平均をとる。移動平均後の信号を整流
器３２で全波整流して整流後の信号を得てこれをコン
パレータ３３に通す。このとき、コンパレータ３３の閾
値は零近傍にする。この結果、信号のような２値信号
を得る。信号をヒステリシス回路３４を通し信号で
単発的に［Ｌｏ］になる信号を［Ｈｉ］に吸収すると、
信号のような周期信号を得ることができる。この周期
信号を用いることによりＦＦＴ回路による高速フーリ
エ変換のタイミングをとる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタル音声放送受信装
置に関し、特に、その変調方式としてのＯＦＤＭ（Orth
ogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分
割多重）信号の復調におけるＦＦＴ（Fast Fourier Tra
nsform；高速フーリエ変換）のタイミング再生装置に関
する。
置に関し、特に、その変調方式としてのＯＦＤＭ（Orth
ogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分
割多重）信号の復調におけるＦＦＴ（Fast Fourier Tra
nsform；高速フーリエ変換）のタイミング再生装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ヨーロッパやカナダを中心にＤＡ
Ｂ（Digital Audio Broadcast；デジタル音声放送）が
検討されており、その変調方式としてＯＦＤＭの採用が
挙げられている。ここで、ＯＦＤＭはマルチキャリア変
調方式の一種で多数のデジタル変調波を加え合わせたも
のである。各キャリアの変調方式にはＱＰＳＫが主とし
て使われ図５に示すような合成波（ＯＦＤＭ信号）を得
る。また、図６は図５のＯＦＤＭ信号の周波数スペクト
ル図である。以下、ＯＦＤＭ信号を式で示す。まず、各
キャリアのＱＰＳＫは次式（１）で表わすことができ
る。
Ｂ（Digital Audio Broadcast；デジタル音声放送）が
検討されており、その変調方式としてＯＦＤＭの採用が
挙げられている。ここで、ＯＦＤＭはマルチキャリア変
調方式の一種で多数のデジタル変調波を加え合わせたも
のである。各キャリアの変調方式にはＱＰＳＫが主とし
て使われ図５に示すような合成波（ＯＦＤＭ信号）を得
る。また、図６は図５のＯＦＤＭ信号の周波数スペクト
ル図である。以下、ＯＦＤＭ信号を式で示す。まず、各
キャリアのＱＰＳＫは次式（１）で表わすことができ
る。
【０００３】
【数１】
【０００４】ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａk
（ｔ），ｂk（ｔ）はｋ番目のキャリアのデータで［−
１］または［１］の値をとる。キャリアの本数をＮとす
るとＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であるから次
式（２）で表わすことができ、式（２）を周波数スペク
トルで示すと図６のようになる。
（ｔ），ｂk（ｔ）はｋ番目のキャリアのデータで［−
１］または［１］の値をとる。キャリアの本数をＮとす
るとＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であるから次
式（２）で表わすことができ、式（２）を周波数スペク
トルで示すと図６のようになる。
【０００５】
【数２】
【０００６】通常のＯＦＤＭではマルチパスの影響を軽
減するために、図７に示すようにガードインターバルを
付加する。なお、図７で（ａ）はｋ＝１のとき有効シン
ボル期間Ｔｓにガードインターバル△Ｔを付加したＯＦ
ＤＭ信号を示し、（ｂ）はｋ＝１〜４４８として有効シ
ンボル期間Ｔｓにガードインターバル△Ｔを付加したＯ
ＦＤＭ信号（合成信号）を示す。
減するために、図７に示すようにガードインターバルを
付加する。なお、図７で（ａ）はｋ＝１のとき有効シン
ボル期間Ｔｓにガードインターバル△Ｔを付加したＯＦ
ＤＭ信号を示し、（ｂ）はｋ＝１〜４４８として有効シ
ンボル期間Ｔｓにガードインターバル△Ｔを付加したＯ
ＦＤＭ信号（合成信号）を示す。
【０００７】図８はＯＦＤＭ変復調器の基本構成のブロ
ック図であり、以下、ＯＦＤＭ変復調器の動作について
図８により説明する。図８に示すようにＯＦＤＭ変調に
はＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆フー
リエ変換手段）８１を用い、復調にはＦＦＴ（高速フー
リエ変換手段）８２を用いる。ＩＦＦＴ８１及びＦＦＴ
８２は例えば、ＤＳＰ処理手段によって構成する。
ック図であり、以下、ＯＦＤＭ変復調器の動作について
図８により説明する。図８に示すようにＯＦＤＭ変調に
はＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆フー
リエ変換手段）８１を用い、復調にはＦＦＴ（高速フー
リエ変換手段）８２を用いる。ＩＦＦＴ８１及びＦＦＴ
８２は例えば、ＤＳＰ処理手段によって構成する。
【０００８】送信側では、図８（ａ）に示すように、各
キャリアの同相成分Ｉを実数部データとし、直交成分Ｑ
を虚数部データとしてＩＦＦＴ８１により逆フーリエ変
換を行い、時間領域としての信号を得る。この信号にガ
ードインターバル付加器８２でガードインターバル分の
信号を付加した後、Ｄ／Ａ変換器８３により実数部信号
と虚数部信号のＤ／Ａ変換を行い、直交変調器８４で実
数部信号に対しては発振器８５からの中心周波数ｆｃの
キャリア信号で、虚数部信号に対しては発振器８５から
の中心周波数ｆｃのキャリア信号を９０°移相器８６に
より９０°移相した信号で直交変調を施し、これら信号
を合成器８７で合成してＯＦＤＭ信号を得る。
キャリアの同相成分Ｉを実数部データとし、直交成分Ｑ
を虚数部データとしてＩＦＦＴ８１により逆フーリエ変
換を行い、時間領域としての信号を得る。この信号にガ
ードインターバル付加器８２でガードインターバル分の
信号を付加した後、Ｄ／Ａ変換器８３により実数部信号
と虚数部信号のＤ／Ａ変換を行い、直交変調器８４で実
数部信号に対しては発振器８５からの中心周波数ｆｃの
キャリア信号で、虚数部信号に対しては発振器８５から
の中心周波数ｆｃのキャリア信号を９０°移相器８６に
より９０°移相した信号で直交変調を施し、これら信号
を合成器８７で合成してＯＦＤＭ信号を得る。
【０００９】受信側では図８（ｂ）に示すように、送信
側とは逆に、受信したＯＦＤＭ信号について直交復調器
９１で、実数部信号に対しては発振器９３からの中心周
波数ｆｃのキャリア信号で、虚数部信号に対しては発振
器９３からの中心周波数ｆｃのキャリア信号を９０°移
相器９２により９０°移相した信号で直交復調を施し、
これら復調信号をＡ／Ｄ変換器９４でＡ／Ｄ変換し、Ｆ
ＦＴ９５でフーリエ変換を行うことによりＯＦＭＤ復調
を行う。ここで、図８（ｂ）に示すように高速フーリエ
変換を行う際にそのタイミングをとるためにタイミング
再生器９６を用いる。
側とは逆に、受信したＯＦＤＭ信号について直交復調器
９１で、実数部信号に対しては発振器９３からの中心周
波数ｆｃのキャリア信号で、虚数部信号に対しては発振
器９３からの中心周波数ｆｃのキャリア信号を９０°移
相器９２により９０°移相した信号で直交復調を施し、
これら復調信号をＡ／Ｄ変換器９４でＡ／Ｄ変換し、Ｆ
ＦＴ９５でフーリエ変換を行うことによりＯＦＭＤ復調
を行う。ここで、図８（ｂ）に示すように高速フーリエ
変換を行う際にそのタイミングをとるためにタイミング
再生器９６を用いる。
【００１０】高速フーリエ変換を行うタイミングをとる
手法として、従来の技術では図９に示すように送信側で
タイミング抽出用の信号（以下、同期信号と記す）をＭ
シンボルに対しｍシンボルの割合で埋め込む。ここで１
シンボルとは有効シンボル期間Ｔｓにガードインターバ
ル△Ｔを加えた全シンボル期間Ｔを指す。
手法として、従来の技術では図９に示すように送信側で
タイミング抽出用の信号（以下、同期信号と記す）をＭ
シンボルに対しｍシンボルの割合で埋め込む。ここで１
シンボルとは有効シンボル期間Ｔｓにガードインターバ
ル△Ｔを加えた全シンボル期間Ｔを指す。
【００１１】受信側でこの同期信号を抽出することによ
り高速フーリエ変換のタイミングをとる。このためのタ
イミング再生器は、例えば、図１０に示すような構成の
回路で実現できる。具体的には、タイミング再生器で予
め同期信号のパターン（例えば、単一周波数の正弦波）
をメモリ２２に記憶しておき、相関器２１にＡ／Ｄ変換
されたＯＦＤＭ信号とメモリ２２に記憶した信号を入力
し、相関が取れた（直交復調後の信号とメモリ内の信号
パターンが一致した）時、パルスを１つ出力するように
する。このパルスを用いて高速フーリエ変換のタイミン
グをとる。相関器２１は例えばＤＳＰを用いて構成す
る。
り高速フーリエ変換のタイミングをとる。このためのタ
イミング再生器は、例えば、図１０に示すような構成の
回路で実現できる。具体的には、タイミング再生器で予
め同期信号のパターン（例えば、単一周波数の正弦波）
をメモリ２２に記憶しておき、相関器２１にＡ／Ｄ変換
されたＯＦＤＭ信号とメモリ２２に記憶した信号を入力
し、相関が取れた（直交復調後の信号とメモリ内の信号
パターンが一致した）時、パルスを１つ出力するように
する。このパルスを用いて高速フーリエ変換のタイミン
グをとる。相関器２１は例えばＤＳＰを用いて構成す
る。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のＯＦＤＭ送
受信機での復調における高速フーリエ変換の際のタイミ
ング手法では、高速フーリエ変換のタイミング再生のた
めに送信側からの同期信号を必要とするので、 送信側で同期信号を埋め込むため信号の効率が（Ｍ
−ｍ）／Ｍに低下する、 タイミング再生のための情報がｍ／Ｍしかない、 という問題点があった。
受信機での復調における高速フーリエ変換の際のタイミ
ング手法では、高速フーリエ変換のタイミング再生のた
めに送信側からの同期信号を必要とするので、 送信側で同期信号を埋め込むため信号の効率が（Ｍ
−ｍ）／Ｍに低下する、 タイミング再生のための情報がｍ／Ｍしかない、 という問題点があった。
【００１３】本発明は上記従来技術の問題点を解消する
ためになされたものであり、高速フーリエ変換のタイミ
ング再生のための送信側からの同期信号を要することな
く、ＯＦＤＭ方式の送受信機での復調における高速フー
リエ変換の際のタイミング再生を可能とするタイミング
再生装置の提供を目的とする。
ためになされたものであり、高速フーリエ変換のタイミ
ング再生のための送信側からの同期信号を要することな
く、ＯＦＤＭ方式の送受信機での復調における高速フー
リエ変換の際のタイミング再生を可能とするタイミング
再生装置の提供を目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに第１の本発明のタイミング再生装置は、ＯＦＤＭ信
号の所定シンボル長区間の信号の移動平均をとる第１の
手段と、第１の手段による移動平均後の信号から無信号
区間を検出し、これを基にタイミング信号を出力するタ
イミング信号出力手段と、を有することを特徴とする。
めに第１の本発明のタイミング再生装置は、ＯＦＤＭ信
号の所定シンボル長区間の信号の移動平均をとる第１の
手段と、第１の手段による移動平均後の信号から無信号
区間を検出し、これを基にタイミング信号を出力するタ
イミング信号出力手段と、を有することを特徴とする。
【００１５】第２の発明は上記第１の発明のタイミング
再生装置において、、タイミング信号出力手段が、第１
の手段による移動平均後の信号を整流する整流手段と、
該整流手段の出力を所定値と比較して２値信号を得るコ
ンパレータを含むことを特徴とする。
再生装置において、、タイミング信号出力手段が、第１
の手段による移動平均後の信号を整流する整流手段と、
該整流手段の出力を所定値と比較して２値信号を得るコ
ンパレータを含むことを特徴とする。
【００１６】
【作用】上記構成により第１の本発明のタイミング再生
装置は、ＯＦＤＭ信号の全シンボル期間Ｔ中の所定シン
ボル長区間Ｔｓの信号の移動平均をとることにより生ず
る移動平均零（ゼロ）の無信号区間を検出し、検出され
た無信号区間と信号区間を基にタイミング信号を出力す
る。
装置は、ＯＦＤＭ信号の全シンボル期間Ｔ中の所定シン
ボル長区間Ｔｓの信号の移動平均をとることにより生ず
る移動平均零（ゼロ）の無信号区間を検出し、検出され
た無信号区間と信号区間を基にタイミング信号を出力す
る。
【００１７】第２の発明では、タイミング信号出力手段
が整流手段とコンパレータを含み、整流手段により第１
の手段による移動平均後の信号を整流し、その出力をコ
ンパレータで所定値と比較して無信号区間と信号区間を
検出して２値信号を得て、この２値信号を基にタイミン
グ信号を出力する。
が整流手段とコンパレータを含み、整流手段により第１
の手段による移動平均後の信号を整流し、その出力をコ
ンパレータで所定値と比較して無信号区間と信号区間を
検出して２値信号を得て、この２値信号を基にタイミン
グ信号を出力する。
【００１８】
【実施例】本発明のタイミング再生装置の実施例（図３
参照）の説明に先立ち本発明の原理について図１に基づ
いて説明する。図１（ａ）で示す信号ρ（ｔ）は図８
（ｂ）での直交復調器９１の出力信号Ａから周波数ｆ１
（ｆ１＝１／Ｔｓ：Ｔｓは有効シンボル長）をキャリア
とする信号を取り出したものである。ここで、信号ρ
（ｔ）の有効シンボル長に当たるＴｓの区間の移動平均
σ（ｔ）をとる。移動平均σ（ｔ）は次式（３）及び図
１（ｂ）で示される。
参照）の説明に先立ち本発明の原理について図１に基づ
いて説明する。図１（ａ）で示す信号ρ（ｔ）は図８
（ｂ）での直交復調器９１の出力信号Ａから周波数ｆ１
（ｆ１＝１／Ｔｓ：Ｔｓは有効シンボル長）をキャリア
とする信号を取り出したものである。ここで、信号ρ
（ｔ）の有効シンボル長に当たるＴｓの区間の移動平均
σ（ｔ）をとる。移動平均σ（ｔ）は次式（３）及び図
１（ｂ）で示される。
【００１９】
【数３】
【００２０】図１（ｂ）で移動平均をとる区間が同じシ
ンボルのとき、すなわち、ｔ＝（ｉＴ−△Ｔ）〜△Ｔ
（ｉは任意の整数）の間はσ（ｔ）は零となる。ＯＦＤ
Ｍ信号の周波数はｆ１の整数倍であることからそれぞれ
の移動平均値はｔ＝（ｉＴ−△Ｔ）〜△Ｔの間で零とな
る。従って、全てのキャリアを合成した信号を移動平均
した場合もｔ＝（ｉＴ−△Ｔ）〜△Ｔの間で必ず零とな
る。
ンボルのとき、すなわち、ｔ＝（ｉＴ−△Ｔ）〜△Ｔ
（ｉは任意の整数）の間はσ（ｔ）は零となる。ＯＦＤ
Ｍ信号の周波数はｆ１の整数倍であることからそれぞれ
の移動平均値はｔ＝（ｉＴ−△Ｔ）〜△Ｔの間で零とな
る。従って、全てのキャリアを合成した信号を移動平均
した場合もｔ＝（ｉＴ−△Ｔ）〜△Ｔの間で必ず零とな
る。
【００２１】図２はＯＦＤＭ信号を有効シンボル区間Ｔ
ｓで移動平均したときの波形図であり、図示されている
ように周期Ｔ毎に△Ｔの長さの零の区間（無信号区間）
ができる。この零の区間を抽出することにより高速フー
リエ変換のタイミングをとることが可能となる。
ｓで移動平均したときの波形図であり、図示されている
ように周期Ｔ毎に△Ｔの長さの零の区間（無信号区間）
ができる。この零の区間を抽出することにより高速フー
リエ変換のタイミングをとることが可能となる。
【００２２】図３（ａ）は本発明のタイミング再生装置
の一実施例の構成を示すブロック図であり、（ｂ）は
（ａ）のタイミング再生装置の各構成部分の入出力波形
図である。図３（ａ）でタイミング再生装置３０は移動
平均回路３１、整流器３２、コンパレータ３３、及びヒ
ステリシス回路３４で構成されており、移動平均回路３
１でＯＦＤＭ信号の移動平均をとる。移動平均は、例
えば、図４に示すような係数なしのトランスバーサル型
フィルタ構成の回路によって実現できる。移動平均後の
信号を整流器３２で全波整流して整流後の信号を得
てこれをコンパレータ３３に通す。このとき、コンパレ
ータ３３の閾値は零近傍にする。この結果、信号のよ
うな２値信号を得る。信号をヒステリシス回路３４を
通し信号で単発的に［Ｌｏ］になる信号を［Ｈｉ］に
吸収すると、信号のような周期信号を得ることができ
る。この周期信号を用いることによりＦＦＴ回路９５
（図８（ｂ）参照）による高速フーリエ変換のタイミン
グをとる。
の一実施例の構成を示すブロック図であり、（ｂ）は
（ａ）のタイミング再生装置の各構成部分の入出力波形
図である。図３（ａ）でタイミング再生装置３０は移動
平均回路３１、整流器３２、コンパレータ３３、及びヒ
ステリシス回路３４で構成されており、移動平均回路３
１でＯＦＤＭ信号の移動平均をとる。移動平均は、例
えば、図４に示すような係数なしのトランスバーサル型
フィルタ構成の回路によって実現できる。移動平均後の
信号を整流器３２で全波整流して整流後の信号を得
てこれをコンパレータ３３に通す。このとき、コンパレ
ータ３３の閾値は零近傍にする。この結果、信号のよ
うな２値信号を得る。信号をヒステリシス回路３４を
通し信号で単発的に［Ｌｏ］になる信号を［Ｈｉ］に
吸収すると、信号のような周期信号を得ることができ
る。この周期信号を用いることによりＦＦＴ回路９５
（図８（ｂ）参照）による高速フーリエ変換のタイミン
グをとる。
【００２３】図４は、図３の移動平均回路３１の構成例
を示す。図１０では各遅延器４１−１〜４１−ｎの遅延
時間の合計が有効シンボル期間のＴｓになるようにし、
各遅延器４１−１〜４１−ｎの出力を合成回路４２で合
成して移動平均を得る。
を示す。図１０では各遅延器４１−１〜４１−ｎの遅延
時間の合計が有効シンボル期間のＴｓになるようにし、
各遅延器４１−１〜４１−ｎの出力を合成回路４２で合
成して移動平均を得る。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、従
来方式とは異なり送信側で同期信号を埋め込む必要がな
いので信号効率の低下がなく、従来方式に比べタイミン
グ再生用の情報量が多いので、より安定した受信ができ
る。また、ＯＦＤＭによる画像情報のデジタル伝送方式
において各キャリアにＱＡＭ変調を施す場合にも本発明
のタイミング再生装置が適用可能となる。
来方式とは異なり送信側で同期信号を埋め込む必要がな
いので信号効率の低下がなく、従来方式に比べタイミン
グ再生用の情報量が多いので、より安定した受信ができ
る。また、ＯＦＤＭによる画像情報のデジタル伝送方式
において各キャリアにＱＡＭ変調を施す場合にも本発明
のタイミング再生装置が適用可能となる。
【図１】本発明の原理の説明図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間Ｔｓで移動平
均したときの波形図である。
均したときの波形図である。
【図３】本発明のタイミング再生装置の一実施例の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】移動平均回路の構成例である。
【図５】ＯＦＤＭ信号の一例である。
【図６】ＯＦＤＭ信号のスペクトル図である。
【図７】ガードインターバルの付加例である。
【図８】ＯＦＤＭ変復調器の基本構成のブロック図であ
る。
る。
【図９】同期信号を含む従来のＯＦＤＭ信号のフォーマ
ット例である。
ット例である。
【図１０】同期信号を使用したタイミング再生器の例で
ある。
ある。
３０ タイミング再生装置 ３１ 移動平均回路（移動平均手段） ３２ 整流器（整流手段、タイミング信号出力手段） ３３ コンパレータ（比較手段、タイミング信号出力手
段） ３４ ヒステリシス回路（タイミング信号出力手段）
段） ３４ ヒステリシス回路（タイミング信号出力手段）
Claims (2)
- 【請求項１】 ＯＦＤＭ信号の所定シンボル長区間の信
号の移動平均をとる第１の手段と、第１の手段による移
動平均後の信号から無信号区間を検出し、これを基にタ
イミング信号を出力するタイミング信号出力手段と、を
有することを特徴とするタイミング再生装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のタイミング再生装置にお
いて、タイミング信号出力手段が、第１の手段による移
動平均後の信号を整流する整流手段と、該整流手段の出
力を所定値と比較して２値信号を得るコンパレータを含
むことを特徴とするタイミング再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6206032A JPH0851409A (ja) | 1994-08-08 | 1994-08-08 | タイミング再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6206032A JPH0851409A (ja) | 1994-08-08 | 1994-08-08 | タイミング再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0851409A true JPH0851409A (ja) | 1996-02-20 |
Family
ID=16516771
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6206032A Pending JPH0851409A (ja) | 1994-08-08 | 1994-08-08 | タイミング再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0851409A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09181699A (ja) * | 1995-12-22 | 1997-07-11 | Nec Corp | 移動中継装置 |
-
1994
- 1994-08-08 JP JP6206032A patent/JPH0851409A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09181699A (ja) * | 1995-12-22 | 1997-07-11 | Nec Corp | 移動中継装置 |
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