JPH08509065A - 超広帯域インパルス・レーダ信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 航空機・プラットフォームで使用するための超広帯域インパルス・レーダ信号処理装置は、システムの検知能力を向上させることを目的として、Ｓ／Ｎ比を改善するために、Ｓ信号を２ヒーレントに積分する回路要素と、航空機・プラットフォームの「あおり」や移動による受信信号の予測外の変調やフィルタや信号積分処理の低下を補正するための信号のモーション補償回路とを備えている。速度フィルタとコヒーレント積分の集台関係は、信号の位相情報がないにもかかわらず、受信インパルス信号の時間遅延性をもたせることにより達成され、この場合においては、信号反射要素とレーダ・プラットフォームとのあいだの相対速度により、受信信号の観測し得るパルス繰り返し周波数は伝送パルス繰り返し周波数とは異なっている。

Description

【発明の詳細な説明】 超広帯域インパルス・レーダ信号処理装置 発明の背景 本発明はインパルス型レーダ装置に関し、特にインパルス・レーダ装置の検知 性能を向上させることを目的として、Ｓ／Ｎ比を改善するためにコヒーレントに 積分された航空プラットフォームから誘導される超広帯域インパルス・レーダ信 号用のデジタル速度フィルタ・バンク（ｂａｎｋ）に関する。 関連技術の説明 インパルス波形用の超広帯域（ＵＢＷ）レーダは、正弦波キャリヤへの変調波 形に基づいた従来の能動レーダ探知システムの新たな性能を与えるとともに、そ の性能を改善する。 本質的に高いレンジ解像力をもつ広帯域信号は、複雑な目標の個々の散乱中心 を解像する性能を有し、これにより目標の独特なレーダ映像を作る。従って、予 想される受信波形に適したフィルタの使用により、検知性能、目標の識別及び望 ましくない誤った目標の区別を向上させることができる。 競合するクラッタ・バックグラウンド（レーダ・スクリーン上の不要なエコー によるバックグラウンド）は、高解像波形により減少する。 また、マイクロウェーブを持たず、替わりに電磁波スペクトルのＵＨＦ部分を 含むキャリヤフリーのスペクトルを持つ約１又は２ナノ秒の持続時間のインパル ス波形を用いた不可欠な必須の高解像波形を伝送することで、好天候／悪天候条 件の下での空間伝班ロスがかなり減少する。 さらに、インパルス波形は、変調正弦波に較べその周波スペクトルが低いので 、茂み、地面及びコンクリート・バンカ等の障害物を透過する能力が大きい。子 のような能力は、監視、映像への応用において極めて重要である。地上用及び航 空機用の従来型変調正弦波キャリヤのレーダでは、目標の半径方向速度の決定が 要求される。その目標は、航空機、ミサイル又は航空機用合成開口レーダ（ＳＡ Ｒ） による地上映像システム等の地上の一区画であり得る。 目標の速度は、コヒーレント・レーダで最も有効に決定できる。コヒーレント ・レーダは、レーダから発射したＮ個のパルスストリームから発する目標で反射 された信号がレンジ・ビン法によりレンジ・ビンで分類される。それぞれ隣り合 うレンジ・ビンのレンジの広がりは、変調された波形によるレンジ解像力荷よっ て決定される。次に、それぞれのレンジ・ビンに集められた信号サンプルストリ ームをフーリエ解析し、その結果、それぞれのレンジ・ビンの中に隣接するフィ ルタ・バンクが形成される。それぞれのフィルタは、特定のドップラー周波数に 敏感であり、その結果、半径方向の速度のこのような、フーリエ解析を用いたフ ィルタ形成プロセスにおいて、フィルタに同調するそれぞれのレンジ・ビン内の 周波数要素は位相の同じ値に揃えられ、その結果、Ｎ個のパルス・サンプルかコ ヒーレントに積分される。 航空機への応用において、航空機の不規則な動きによってもたらされる信号位 相の撹乱による信号フィルタのエネルギーの近接フィルタへに滲みを防止するた め、モーション補償（ＭｏＣｏｍｐ）システムが必要である。このようなモーシ ョン補償は、航空機の物理的変異に従った入射信号全てについてバルス毎の位相 補正荷よって達成される。航空機の変位は、機上の慣性航行システム（ＩＮＳ） で検知されるが、レーダ・アンテナに直接設置された吊り下げ型慣性測定器（Ｉ ＮＵ）で補強でき、さらにグローバル位置決定システム（ＧＰＳ）からの入力で も補強することができるであろう。 以上のべた速度のフィルタ、コヒーレント積分及びモーション補償のような機 能は、ＵＷＢインパルス・レーダの航空機への応用でも望ましいものである。し かし、ＵＷＢインパルス・レーダの場合、インパルス波形にはキャリヤがないの で、位相は関与しない。従って、従来の正弦波レーダに応用される速度（ドップ ラー）処理、コヒーレント積分及び位相補正によるモーション補償は、ナノ秒イ ンパルス波形に関連しては全く意味をなさない。 発明の概要 本発明は上記の問題を解決するためになされたもので、その目的は、インパル ス波形に関し位相がないにもかかわらず、受信したインパルス信号に時間遅延性 を持たせることにより、速度のフィルタ、コヒーレント積分及びモーション補償 の機能を有する超広帯域インパルス・レーダ信号処理装置を提供することにある 。 本発明の目的は、航空機に対し、Ｖの相対速度を有する目標又はバックグラウ ンド・クラッタの一区画からの反射信号ストリームによって生ずる受信機でのパ ルス繰返し間隔を観測することにより達成される。これにより、次式でＶが決定 される。 （ＰＲＩ）’＝（ＰＲＩ）₀（１−２Ｖ／ｃ） …（１） ここで、（ＰＲＩ）₀は発射ストリームのパルス繰返し間隔、Ｃは電磁波の伝 播速度である。この式において、最終相対速度は正とし、開始速度を負とする。 その結果、（ＰＲＩ）’の値は、ゼロより小さい開始速度に対する伝送ストリー ムの値より大きく、ゼロより大きい最終速度に対する伝送ストリームの値より小 さい。 実際には、受信機への入力信号ストリームは、（ＰＲＩ）’の値の倍数で構成 されている。その理由は、動いているブラットフォームに対し、様々な相対速度 に多数の要素が対応している広域に広がるクラッタである。また、ブラットフォ ームに対し異なった相対速度を有する、いくつかの移動している目標のその理由 となる可能性がある。式（１）で与えられる速度Ｖの特定の値に対応した（ＰＲ Ｉ）’の増分値でそれぞれサンプリングが行われる多数のアナログ・デジタル変 換器（ＡＤＣ）で構成される信号サンプリング・システムを確立し、Ｎ番目のス トリームの最初の伝送インパルスに対するある特定のレンジ時間遅延から始まる 、それぞれの（ＰＲＩ）’値におけるＮ個のサンプルの寄与を集計することによ り、隣接する速度フィルタ・バンクが作り出される。そのフィルタ・バンクでは 、それぞれのフィルタ出力が、異なった速度の信号を除外した特定の相対速度を 有するクラッタ及び／又は目標からの反射の積分出力を表している。このような 速度フィルタの数は、注目している目標の速度レンジ及びシステムの速度解析能 力によって決定される。 図面の簡単な説明 図１は本発明の望ましい実施の原理に従って構成された超広帯域インパルス・ レーダ信号処理装置のブロックタイヤグラム。 図２は図１の信号処理装置のアナログ・デジタル変換器によるサンブリングス トリームのフォーマット図。 図３は図１の信号処理装置で使用するデジタル速度フィルタ・バンクのブロッ クタイヤグラム。 図４は図１の信号処理装置で使用する単体速度フィルタ・コヒーレント積分器 を図示したダイヤグラム。 好ましい実施例の詳細な説明 図１は、本発明の超広帯域インパルス・レーダ信号処理装置の特性と優位性を 示すインパルス・レーダ・システムのブロックタイヤグラムである。 この装置には、パルス繰返し周波数（ＰＲＦ）₀の電磁インパルスストリーム を発生するインパルス伝送器１０を含んでいる。ここで、システムのパルス繰返 し周波数（ＰＲＦ）₀と伝送器のインパルス間隔時間（ＰＲＩ）₀との関係は次式 で与えられる。 （ＰＲＩ）₀＝１／（ＰＲＦ）₀ …（２） このインパルスストリームは、ビーム操縦コンピュータ１２でビームの方向が コントロールされる操縦アレイ・アンテナ１１によって放射される。目標又はバ ックグラウンド・クラッタで反射された信号は、同じ操縦アンテナ１１で受信さ れる。このアンテナは、送受信のために共通の広さの開口部を持つことが望まし い。この信号は、デジタル信号プロセッサ１６へ伝送される前に広帯域増幅器１ ３で増幅される。このデジタル信号プロセッサ１６は、アナログ・デジタル変換 、速度のフィルタ、コヒーレント積分及びインパルス信号のモーション補償を行 う。 デジタル信号プロセッサ１６の出力は、目標ポスト・プロセッサ１７へ伝送さ れ、ここで目標レンジ半径方向の相対速度、目標軸角、目標の追跡及び識別等の 目標パラメータが決定される。 要求される信号サンプリング達成するための信号サンプリング・フォーマット は、図２ａを参照することによって良く表されている。図２ａには、図１に示さ れるシステムクロック１４で発生するシステムのパルス繰返し間隔（ＰＲＩ）₀ で放射されるインパルスストリームが図示されている。 最初に伝送されたインパルスから、ある特定の時間遅延Ｔｄの望ましい開始レ ンジＲｓとの対応は次式で与えられ、そのＴｄにおいてレンジ・サンプリング・ ストロボストリームが発生する。 Ｔｄ＝２Ｒｓ／ｃ …（３） このようなサンプル間の時間間隔は、システムの望ましいレンジ解像力に対応 している。例えば、１フィートのレンジ解像力には，５００ＭＨｚのサンプリン グ速度、言い換えれば２ナノ秒のサンプル間隔が要求される。単一パルス繰返し 間隔でのそのようなサンプル数は、望ましいレンジ窓の広がりによって決まる。 一例を示すと、１０海里のレンジ窓では、約６０，０００個のこのようなレンジ ・サンプリング・ストロボが必要となるであろう。 −Ｖ₁の速度の速度の開始目標又は自然のクラッタ斑点に同期した速度フィル タを形成するには、レンジ・サンプリング・ストロボストリームを、最初のレン ジ・ストロボストリームの開始から（ＰＲＩ）’の時間遅延でもう一度開始する ことが必要である。その開始は、次式で与えられる。 （ＰＲＩ）’＝（ＰＲＩ）₀（１＋２Ｖ₁／ｃ） …（４） また、このプロセスは、望ましい積分ファクタＮに従いＮ回繰返される。１回 目、２回目、３回目、その後Ｎ回の信号サンプルが、それぞれのレンジ・サンプ ルストリームの中で加えられることによって、全レンジ窓に亘ってそれぞれレン ジ・ビンの中で信号積分が得られる。このような、それぞれの合計又は積分は、 −Ｖ₁の航空プラットフォームに対する相対速度を有する目標又はクラッタから の反射信号に対応している。 図２ｃに示すように、逐次的なレンジ・サンプルストリーム間の時間間隔（Ｐ ＲＩ）’₂の時間間隔でこのプロセスを繰返す。ここで、 （ＰＲＩ）’₂＝（ＰＲＩ）₀（１＋２Ｖ₂／ｃ） …（５） であり、また、 Ｖ₂＝Ｖ₁＋ΔＶ …（６） である。ΔＶは、システムの速度解析能力を示す。このようにして、−Ｖ₂の開 始速度に対応する速度フィルタが実現する。それは、−Ｖ₁の速度に対するもの に隣合せとなっている。 このような方法で、隣接するフィルタのバンクが、最後及び開始相対速度をカ パーする規定された速度窓が形成される。 デジタル速度フィルタ・バンクの形成を記述した機能図を図３に示す。 パルス間間隔の間に目標又はクラッタの反射の結果である逐次的なアナログ信 号ストリームは、増幅器１３で増幅された後、それぞれ同じ要素を持つＭ個の回 路に等分に分配される。この図示した回路では、選択されたレンジ窓の開始時刻 に応じ、値Ｔｄだけ開始が遅れたレンジ・サンプリングストリームが可変時間遅 延器１９に供給される。 しかし、時間遅延間隔は、図２ｂに示すように、逐次的なレンジ・サンプルス トリームの開始間の相対速度０に対応した（ＰＲＩ）₀となっている。このサン プリングストリームに対する時間遅延シーケンスは、図１に示されたシステムク ロック１４の中で５００ＭＨｚのレンジ・サンプリングストリームで走っている ベーシッククロックリファレンスによって既に作られている。さらに、ベーシッ ク・システム・インパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）₀は、システムクロック周波 数に適用されている単純なデジタル２分割回路で作られている。 図２ｂで代表される速度−Ｖ₁に対応する速度フィルタを発生するには、可変 時間遅延器１９が、それぞれのレンジ・サンプリングストリームの開始に対し、 （ΔＴｄ）₁、２（ΔＴｄ）₁、……、（Ｎ−１）（ΔＴｄ）₁ と順を追った遅延シーケンスを作り出す必要がある。それぞれのレンジ・サンプ リングストリームの開始の時間間隔は（ＰＲＩ）₀であり、（ΔＴｄ）₁は式（１ ）に従って、次式で与えられる。 （ΔＴｄ）₁＝（ＰＲＩ）₀（２Ｖ₁／ｃ） …（７） 可変時間遅延器１９は、必要な遅延シーケンスを作ることができるプログラマ ブル・マルチ・タップ・アナログ遅延ラインでもよい。これに対するプログラミ ングは、速度コントロール・コンピュータ１５で供給されるトータル・モーショ ン補償遅延コントロールによって入力される。この目的には、市場で入手可能な 能動プログラマプル遅延器を１又は２基直列に使用することもできる。 図２ｂに図示されているサンプリング・シーケンスが、アナログ・デジタル変 換器（ＡＤＣ）ｊ２０に入力される。ここでｊは、フィルタ・インデックス（ｊ ＝Ｏ〜Ｍ）である。（ＡＤＣ）ｊは、デジタル化された入力を望ましいレンジ窓 の逐次的なレンジ・ビンの全てのメモリ・ロケーションに入力し、それぞれのレ ンジ・ビンに対応するそれぞれのメモリ・ロケーションに積分された合計を形成 するため、Ｎ個全てのサンプリングストリームに対してこのプロセスを繰返す。 例として、１フィートの空間レンジ解像に対応する５００百万サンプル／秒（ ＭＳＰＳ）で作動する単一の速度フィルタを形成する回路を図４に示す。 この回路は、市場で入手できるコンポーネントで作製できるであろう。それぞ れが、望まれるサンプリング速度の１／４の速度で、言い換えれば、１２５ＭＳ ＰＳで作動する４組のサンプル／ホールド（Ｓ／Ｈ）２４及びＡＤＣ２５のセッ トが並列に作動し、望まれる総合サンプリング速度５００ＭＳＰＳが実現する。 コンポーネントの選択を簡略化しコストを下げるためには、一組のＳ／Ｈ２４ 及びＡＤＣ２５ではなく、このような作動が好ましい。図２ｂに図示したような 典型的なレンジ・サンプリングストリームが、図３に示した可変時間遅延器１９ から図４に示すストロボ発生器へ入力される。ストロボ発生器２１は、それぞれ の１／４のレンジ・サンプリング・ストロボをＳ／ＨとＡＤＣの４組のそれぞれ に送る。その結果、第１の組は１、５、９、１３等のストロボを受信し、第２の 組は２、６、１０、１４等の、第３の組は３、７、１１、１５等の、そして第４ の組は４、８、１２、１６等のストロボを全レンジ窓に亘って受け取る。 Ｓ／ＨとＡＤＣの４組のそれぞれの中のデジタル化したサンプルは、８ナノ秒 の速度（１２５ＭＳＰＳ）で入力を受け取る能力がある１２ビット幅のランダム ・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）の８個の最小で有効なビット・ロケーションに入 れられる。全メモリ・サイズは、約４０海里のレンジ窓に対応して４×６４，０ ００、即ち２５６，０００が望ましい。典型的な（ＰＲＩ）’の値で続いてくる レンジ・サンプリングストリームはこのフィルタに入力されると、１２ビットの 加算器２３が全てのメモリ・ロケーションでの全てのパルスについて、既に積分 されたデータに現在のサンプル・データを加算又は積分する。１２ビット幅のア キュムレータ（加算器とメモリ）が、全積分プロセスを実行するために４ビット のオーバ・フローを作り出す。このアキュムレータの幅はＮの値及びサンプル・ データの平均値によって変えることができる。 Ｎ個のサンプルストリームが完了した時、全てのメモリ・ロケーションの積分 された合計が出力インターフェイス２８経由で、図１に示されたポスト・プロセ ッサ１７へ送られる。出力インターフェイスでは、レンジ窓全体に亘り、それぞ れの指定されたレンジ値が積分シーケンス開始時の実レンジ値と参照され、レン ジ配列が行われる。ハント・シェイク・インプットが、このフィルタ・メモリか らリード／ライト・コントロール２６経由でのポスト・プロセッサへのデータ伝 送をコントロールする。このデータ伝送プロセスは全ての速度フィルタで行われ 、その結果、それぞれのレンジ／速度セルの中の実信号がＮ個のパルス・リター ンに亘ってコヒーレントな積分を表わす２次元のレンジ／速度マトリックスが作 り出される。 速度フィルタを作り出すための（ＰＲＩ）’の適当な値が（ＰＲＩ）₀よりも 小さく、又通常は時間アドバンスが必要である最終相対速度を処理するために、 レンジ・サンプリングストリームのシステムクロック１４から可変時間遅延器１ ９への引継ぎは、互いに（ＰＲＩ）’だけ最初は離されている。ここに、（ＰＲ Ｉ）’は、探している最高の最終速度に対する値より小さいように意図的に選択 される。その後、開始フィルタ速度だけでなく最終フィルタ速度の望ましい値に 対応した規定値（ＰＲＩ）’を実現するために、可変時間遅延器１９の中での適 切な遅延だけ（ＰＲＩ）’が逐次的に増加させられる。 航空機のアンテナの（風による）「あおり」による予測外の時間遅延変調が原 因となるフィルタ・エネルギーの隣接したフィルタへの漏洩を防止するだけでな く、速度フィルタ／積分器バンクの形成に関連したハードウェア及び処理を保護 するために、モーション補償システムを採用することが望ましい。ビーム束軸に 沿って予想されるプラフォーム速度は、機上の慣性航行装置（ＩＮＳ）で追跡さ れる。又、もし入手できるのであれば、グローバル位置決定装置（ＧＰＳ）でも 追跡される。 このようにして検知された速度は、式（１）の（ＰＲＩ）’の中央値となる時 間遅延要素に変換される。尚、速度フィルタ・バンクは、これを実行するように 構成されている。さらに、「あおり」又は局部的な振動によるアレイ・アンテナ １１の動きは、アレイ・アンテナ１１に直接取り付けられた、吊下げ型慣性測定 器（ＩＭＵ）により検知することができる。そして、ＩＮＳ及びＧＰＳの出力と カルマン・フィルタ等の最小２乗計算器で混合される。 その実出力は、それぞれの速度フィルタに対する（ＰＲＩ）’値を決定するた めに、相当する時間遅延補正に変換される。これらの追加補正は、全フィルタ・ バンク内のそれぞれの可変時間遅延ネットワークに図３の全モーション補償遅延 コントロール器に入力される。 モーション補償補正は、それぞれのレンジ・サンプルストリームの開始時に行 われるが、必要であれば、さらに高いレートで行われる。 それぞれの速度フィルタにモーション補償補正を適切に適用することによって 、それぞれのレンジ／速度解像要素を含む出力は、Ｎ個のパルス・リターンから のコヒーレントな合計を含むことになる。それぞれの合計は、クラッタ又は目標 の解像可能な要素に対応する。ただし、これには積分間隔の時間の間クラッタ又 は目標の速度が大体一定でなければならない。 以上、記述及び図示したものは本発明の一実施例であって、本発明は本発明の 精神から乖離することなく様々な変更及び改良が可能である。従って、本発明は これに限定されず、特許請求の範囲によってのみ解釈されるべきである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．レーダ・プラットフォーム上に設置された、伝送パルス繰返し間隔を持つ パルスストリームを形成するキャリヤのない広帯域波形を伝送する手段（１０） 及び信号反射要素から反射され、かつ受信パルス繰返し間隔を持つパルスストリ ームを受信する手段（１１）と、前記受信パルスの増分差値をそれぞれサンプリ ングするためのフィルタ手段とからなり、前記フィルタ手段は、逐次的なレンジ ・サンプルストリームの開始間の相対速度ゼロに相当する時間遅延間隔を持ち、 それぞれのレンジ・サンプルストリームの開始時刻に対して逐次的に遅延シーケ ンスを準備する手段（１９）と、異なった速度の信号を排除した特定の相対速度 を持つクラッタ及び／又は目標からのリターンの積分出力をそれぞれのフィルタ 出力が持つ隣接した速度フィルタ・バンクを形成するために、サンプルストリー ムの最初に伝送されたインパルスに対し、規定されたレンジ時間遅延から開始さ れるそれぞれの伝送パルス繰返し間隔における、多数のサンプルの寄与を合計す るための手段（２２〜２５）を備えたことを特徴とする超広帯域インパルス・レ ーダ信号処理装置。 ２．フィルタ手段の数は、対象とする目標速度のレンジ及び本装置の速度解像 能力で決定されることを特徴とする請求項１記載の超広帯域インパルス・レーダ 信号処理装置。 ３．レーダ・プラットフォームは、航空プラットフォームからなり、かつプラ ットフォームの風等による「あおり」又は振動による受信パルスストリームの予 測外の変調を補正するためのモーション補償手段を備えたことを特徴とする請求 項１記載の超広帯域インパルス・レーダ信号処理装置。 ４．受信手段は、伝送と受信用の共通の開口部を有する操縦アレイ・アンテナ （１１）、広帯域増幅器（１３）、複数のアナログ・デジタル変換器を含むデジ タル信号ヌロセッサ（１６）、デジタル速度フィルタ・バンク及びこのフィルタ ・バンクの出力をコヒーレントに積分するための手段を備えたことを特徴とする 請求項１記載の超広帯域インパルス・レーダ信号処理装置。 ５．レーダ・プラットフォームは、航空プラットフォームからなり、かつプラ ットフォームの風等による「あおり」又は振動による受信パルスストリームの予 測外の変調を補正するためのモーション補償手段を備えたことを特徴とする請求 項４記載の超広帯域インパルス・レーダ信号処理装置。 ６．デジタル速度フィルタ・バンクは、それぞれの組合わせが望ましいサンプ リング速度の１／ｋ（ｋは、望ましい総合サンプリング速度を作り出すために必 要な組合わせの数）で並列に作動する、複数のサンプル／ホールドとアナログ・ デジタルの組合わせからなることを特徴とする請求項４記載の超広帯域インパル ス・レーダ信号処理装置。 ７．信号処理装置は、望ましい速度の１／ｋで入力を受信する能力を有するメ モリ、現在のサンプル・データを既に積分されたデータに、全てのメモリ・ロケ ーションに対する全てのパルスで加算する加算器、オーバフローを保持するアキ ュムレータ及び積分された合計をボスト・プロセッサへ出力する手段を備えたこ とを特徴とする請求項４記載の超広帯域インパルス・レーダ信号処理装置。 ８．フィルタ手段は、複数のアナログ・デジタル変換器からなることを特徴と する請求項１記載の超広帯域インパルス・レーダ信号処理装置。