JPH0837424A - 周波数変調回路 - Google Patents
周波数変調回路Info
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- JPH0837424A JPH0837424A JP6192240A JP19224094A JPH0837424A JP H0837424 A JPH0837424 A JP H0837424A JP 6192240 A JP6192240 A JP 6192240A JP 19224094 A JP19224094 A JP 19224094A JP H0837424 A JPH0837424 A JP H0837424A
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- circuit
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 得られる周波数偏移信号が移相器の定数の影
響を受けないようにする。 【構成】 発振器１の出力キャリア信号を二乗しこれを
９０度移相させてから、マスタスレーブ型ＴＦＦ回路７
に入力させて１／２分周すると共に、そのＴＦＦ回路７
から９０度の位相差を持つ２種の信号を得、その一方を
発振回路の加算点１ｃに、他方を平衡変調回路３に入力
して入力信号により振幅変調させ、該振幅変調信号を上
記加算点１ｃに入力させ、該加算点１ｃにおいてベクト
ル合成を行なう。
響を受けないようにする。 【構成】 発振器１の出力キャリア信号を二乗しこれを
９０度移相させてから、マスタスレーブ型ＴＦＦ回路７
に入力させて１／２分周すると共に、そのＴＦＦ回路７
から９０度の位相差を持つ２種の信号を得、その一方を
発振回路の加算点１ｃに、他方を平衡変調回路３に入力
して入力信号により振幅変調させ、該振幅変調信号を上
記加算点１ｃに入力させ、該加算点１ｃにおいてベクト
ル合成を行なう。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ベクトル合成技術を用
いて入力信号振幅をキャリア周数信号の周数変動量に変
換する周波数変調回路に関するものである。
いて入力信号振幅をキャリア周数信号の周数変動量に変
換する周波数変調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１１に従来の周波数変調回路のブロッ
ク図を示す。１はキャリア発振回路であって、発振回路
本体１ａ、ＬＣタンク回路１ｂ、加算器１ｃを有する。
２は９０度の移相器、３は平衡変調回路、４は入力端
子、５は出力端子である。出力端子５は加算器１ｃに正
帰還接続されている。
ク図を示す。１はキャリア発振回路であって、発振回路
本体１ａ、ＬＣタンク回路１ｂ、加算器１ｃを有する。
２は９０度の移相器、３は平衡変調回路、４は入力端
子、５は出力端子である。出力端子５は加算器１ｃに正
帰還接続されている。
【０００３】この回路では、電源投入によって発振回路
１において正帰還がかかりＬＣタンク回路１ｂのＬＣ定
数で決定される周波数で発振が行なわれる。９０度移相
器２では、発振回路１から得られるキャリア信号に９０
度の位相差を付けて平衡変調回路３に入力させる。この
平衡変調回路３では、入力端子４に入力する入力信号Ｖ
INと９０度移相器２からの信号とで平衡変調を行ない、
得られる出力を発振回路１の加算器１ｃに入力させる。
１において正帰還がかかりＬＣタンク回路１ｂのＬＣ定
数で決定される周波数で発振が行なわれる。９０度移相
器２では、発振回路１から得られるキャリア信号に９０
度の位相差を付けて平衡変調回路３に入力させる。この
平衡変調回路３では、入力端子４に入力する入力信号Ｖ
INと９０度移相器２からの信号とで平衡変調を行ない、
得られる出力を発振回路１の加算器１ｃに入力させる。
【０００４】よって、発振回路１では、加算器１ｃにお
いて、キャリア信号と同一位相の正帰還成分に対して、
これと９０度の位相差をもつ平衡変調出力信号が加算さ
れ、キャリア発振周波数に変動を引き起こす。これによ
って、入力電圧ＶINの振幅に応じた周波数変調信号が出
力端子５に得られる。
いて、キャリア信号と同一位相の正帰還成分に対して、
これと９０度の位相差をもつ平衡変調出力信号が加算さ
れ、キャリア発振周波数に変動を引き起こす。これによ
って、入力電圧ＶINの振幅に応じた周波数変調信号が出
力端子５に得られる。
【０００５】図１２はこの変調原理をベクトルで表した
ものである。ＶOSC は発振回路１で発振するキャリア信
号電圧、Ｖ9 0は９０度位相器２の出力信号電圧、ＶMOは
平衡変調回路３の出力信号電圧、ＶOUT は周波数変調さ
れた信号電圧である。
ものである。ＶOSC は発振回路１で発振するキャリア信
号電圧、Ｖ9 0は９０度位相器２の出力信号電圧、ＶMOは
平衡変調回路３の出力信号電圧、ＶOUT は周波数変調さ
れた信号電圧である。
【０００６】このように、図１１の回路構成に従って動
作したとき、最終的にキャリア信号電圧ＶOSC に対して
位相差θをもった周波数変調信号電圧ＶOUT が得られ
る。これがベクトル合成方式の周波数変調の原理であ
る。この位相差θは平衡変調出力電圧ＶMOのレベルに対
応しており、この平衡変調出力電圧ＶMOのレベルは入力
電圧ＶINに対応している。
作したとき、最終的にキャリア信号電圧ＶOSC に対して
位相差θをもった周波数変調信号電圧ＶOUT が得られ
る。これがベクトル合成方式の周波数変調の原理であ
る。この位相差θは平衡変調出力電圧ＶMOのレベルに対
応しており、この平衡変調出力電圧ＶMOのレベルは入力
電圧ＶINに対応している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
周波数変調回路では、これを集積回路化する際に、９０
度移相器２をＲＣ（抵抗・コンデンサ）で構成せざるを
得なかった。このため、次のような問題が発生してい
た。 （１）正帰還信号と平衡変調後の信号が正確に９０度の
位相差をもたず、線形的なＶ−Ｆ変換ができなった。 （２）周波数偏移や線形性がＲＣの値に大きく依存し、
集積回路上のバラツキや温度に対よる変動が大きかっ
た。 （３）９０度移相後の振幅がＲＣでの減衰を受けて微小
となり平衡変調後の出力振幅もこれに依存して小さかっ
た。
周波数変調回路では、これを集積回路化する際に、９０
度移相器２をＲＣ（抵抗・コンデンサ）で構成せざるを
得なかった。このため、次のような問題が発生してい
た。 （１）正帰還信号と平衡変調後の信号が正確に９０度の
位相差をもたず、線形的なＶ−Ｆ変換ができなった。 （２）周波数偏移や線形性がＲＣの値に大きく依存し、
集積回路上のバラツキや温度に対よる変動が大きかっ
た。 （３）９０度移相後の振幅がＲＣでの減衰を受けて微小
となり平衡変調後の出力振幅もこれに依存して小さかっ
た。
【０００８】本発明は以上のような点に鑑みてなされた
ものであって、その目的は、上記した問題点（１）〜
（３）を解決し、安定した周波数偏移を持った出力信号
を得ることができるようにした周波数変調回路を提供す
ることである。
ものであって、その目的は、上記した問題点（１）〜
（３）を解決し、安定した周波数偏移を持った出力信号
を得ることができるようにした周波数変調回路を提供す
ることである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記した本発明の目的
は、キャリア発振回路の出力信号と同相の正帰還信号
と、入力信号の振幅に応じて平衡変調され且つ上記キャ
リア発振回路の出力信号と９０度の位相差をもつ平衡変
調信号とをベクトル加算し、該ベクトル加算信号を上記
キャリア発振回路に入力させて上記キャリア発振回路か
ら上記入力信号の振幅に応じた周波数偏移量をもつ周波
数変調信号を出力させる周波数変調回路において、上記
キャリア発振回路の出力信号から該出力信号の２倍の周
波数で且つ該２倍の周波数を１／２したとき上記出力信
号に対し１８０度の位相差を持つような信号を発生させ
る信号発生手段と、該信号発生手段の出力を入力するマ
スタスレーブ型のＴＦＦ回路とを具備し、上記ＴＦＦ回
路から得られる９０度位相差をもつ２個の信号の一方の
信号を上記正帰還信号とし、他方の信号を上記入力信号
で平衡変調して上記平衡変調信号としたことを特徴とす
る周波数変調回路によって達成される。
は、キャリア発振回路の出力信号と同相の正帰還信号
と、入力信号の振幅に応じて平衡変調され且つ上記キャ
リア発振回路の出力信号と９０度の位相差をもつ平衡変
調信号とをベクトル加算し、該ベクトル加算信号を上記
キャリア発振回路に入力させて上記キャリア発振回路か
ら上記入力信号の振幅に応じた周波数偏移量をもつ周波
数変調信号を出力させる周波数変調回路において、上記
キャリア発振回路の出力信号から該出力信号の２倍の周
波数で且つ該２倍の周波数を１／２したとき上記出力信
号に対し１８０度の位相差を持つような信号を発生させ
る信号発生手段と、該信号発生手段の出力を入力するマ
スタスレーブ型のＴＦＦ回路とを具備し、上記ＴＦＦ回
路から得られる９０度位相差をもつ２個の信号の一方の
信号を上記正帰還信号とし、他方の信号を上記入力信号
で平衡変調して上記平衡変調信号としたことを特徴とす
る周波数変調回路によって達成される。
【００１０】本発明では、上記信号発生手段を、上記キ
ャリア発振回路の出力信号を二乗する手段と、該二乗手
段の出力信号を９０度だけ移相する手段とから構成する
ことができる。
ャリア発振回路の出力信号を二乗する手段と、該二乗手
段の出力信号を９０度だけ移相する手段とから構成する
ことができる。
【００１１】また、本発明では、上記信号発生手段を、
上記キャリア発振回路の出力信号を４５度移相する手段
と、該移相手段の出力信号を二乗する手段とから構成す
ることができる。
上記キャリア発振回路の出力信号を４５度移相する手段
と、該移相手段の出力信号を二乗する手段とから構成す
ることができる。
【００１２】
【作用】本発明では、ＴＦＦ回路から得られる９０度位
相差をもつ２個の信号の一方の信号を正帰還信号とし、
他方の信号を入力信号で平衡変調して上記平衡変調信号
とするよう構成したので、正帰還信号と平衡変調信号と
の位相差を正確に９０度に設定でき、このとき移相手段
を構成する抵抗やコンデンサ素子の定数のバラツキの影
響を受けることはない。
相差をもつ２個の信号の一方の信号を正帰還信号とし、
他方の信号を入力信号で平衡変調して上記平衡変調信号
とするよう構成したので、正帰還信号と平衡変調信号と
の位相差を正確に９０度に設定でき、このとき移相手段
を構成する抵抗やコンデンサ素子の定数のバラツキの影
響を受けることはない。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の実施例を説明する。図１はそ
の第１の実施例の周波数変調回路の機能ブロック図であ
る。前述の図１１において説明したものと同一のものに
は同一の符号を付してその詳しい説明は省略する。
の第１の実施例の周波数変調回路の機能ブロック図であ
る。前述の図１１において説明したものと同一のものに
は同一の符号を付してその詳しい説明は省略する。
【００１４】６はアナログ乗算器であって、発振回路１
で発生するキャリア信号を入力して二乗し、その２倍の
周波数の信号を出力する。７はマスタスレーブ形のＴＦ
Ｆ回路であって、入力する周波数信号の周波数を１／２
分周し、位相差９０度の２種の信号を出力する。
で発生するキャリア信号を入力して二乗し、その２倍の
周波数の信号を出力する。７はマスタスレーブ形のＴＦ
Ｆ回路であって、入力する周波数信号の周波数を１／２
分周し、位相差９０度の２種の信号を出力する。
【００１５】本実施例では、発振回路１で得られるキャ
リア信号をまずアナログ乗算器６で二乗しその出力を９
０度移相器２で移相する。これにより、キャリア信号の
２倍の周波数で且つ１８０度（その周波数を１／２した
ときキャリア信号に対して１８０度）の位相差をもつ信
号が得られる。この信号はＴＦＦ回路７に入力し、１／
２分周されて元の周波数と同一周波数となり、且つ９０
度位相差のある２個の信号が出力する。そこで、この信
号の一方を発振回路１の加算器１ｃへの正帰還信号と
し、他方を平衡変調回路３へ入力させて別の入力信号
（変調信号）により平衡変調させ、その平衡変調回路３
の平衡変調出力信号を発振回路１の加算器１ｃへの入力
信号とした。
リア信号をまずアナログ乗算器６で二乗しその出力を９
０度移相器２で移相する。これにより、キャリア信号の
２倍の周波数で且つ１８０度（その周波数を１／２した
ときキャリア信号に対して１８０度）の位相差をもつ信
号が得られる。この信号はＴＦＦ回路７に入力し、１／
２分周されて元の周波数と同一周波数となり、且つ９０
度位相差のある２個の信号が出力する。そこで、この信
号の一方を発振回路１の加算器１ｃへの正帰還信号と
し、他方を平衡変調回路３へ入力させて別の入力信号
（変調信号）により平衡変調させ、その平衡変調回路３
の平衡変調出力信号を発振回路１の加算器１ｃへの入力
信号とした。
【００１６】さて、発振回路１で発振されるキャリア信
号電圧ＶOSC を、 ＶOSC ＝Ａsin α ・・・（１） とすれば、この信号がアナログ乗算器６で二乗される
と、 ＶMU＝Ｂsin2α＝［１−cos ２α］・Ｂ／２ ・・・（２） となる。よってこの中から交流成分を取り出せば、 ＶMU＝Ｃcos ２α＝Ｃsin （２α＋π／２） ・・・（３） となる。これを９０度移相器２に入力させると、その出
力Ｖ9 0は、 Ｖ9 0＝Ｄsin （２α＋π） ・・・（４） となる。
号電圧ＶOSC を、 ＶOSC ＝Ａsin α ・・・（１） とすれば、この信号がアナログ乗算器６で二乗される
と、 ＶMU＝Ｂsin2α＝［１−cos ２α］・Ｂ／２ ・・・（２） となる。よってこの中から交流成分を取り出せば、 ＶMU＝Ｃcos ２α＝Ｃsin （２α＋π／２） ・・・（３） となる。これを９０度移相器２に入力させると、その出
力Ｖ9 0は、 Ｖ9 0＝Ｄsin （２α＋π） ・・・（４） となる。
【００１７】これをＴＦＦ回路７で１／２分周してもと
の周波数信号に戻す。このとき、ＴＦＦ回路７への入力
信号のデューティを５０％にしておくことにより、その
マスタ側（前段側）から得られる周波数信号とスレーブ
側（後段側）から得られる周波数信号との移相差が正確
に９０度となる。すなわち、このＴＦＦ回路７から、 ＶFF 1 ＝Ｅsin α ・・・（５） ＶFF 2 ＝Ｅsin （α＋π／２） ・・・（６） の信号が出力する。なお、以上のα＝ωｔであり、Ａ〜
Ｅは振幅である。
の周波数信号に戻す。このとき、ＴＦＦ回路７への入力
信号のデューティを５０％にしておくことにより、その
マスタ側（前段側）から得られる周波数信号とスレーブ
側（後段側）から得られる周波数信号との移相差が正確
に９０度となる。すなわち、このＴＦＦ回路７から、 ＶFF 1 ＝Ｅsin α ・・・（５） ＶFF 2 ＝Ｅsin （α＋π／２） ・・・（６） の信号が出力する。なお、以上のα＝ωｔであり、Ａ〜
Ｅは振幅である。
【００１８】上記式（５）で得られる信号ＶFF 1 は、式
（１）のキャリア信号電圧ＶOSC と同相であり、これが
発振回路１の加算器１ｃへの正帰還信号となる。また、
（６）式で得られる９０度移相した信号ＶFF 2 は、平衡
変調回路３に入力して入力信号ＶINにより変調され、こ
れが発振回路１の加算器１ｃへの信号となる。
（１）のキャリア信号電圧ＶOSC と同相であり、これが
発振回路１の加算器１ｃへの正帰還信号となる。また、
（６）式で得られる９０度移相した信号ＶFF 2 は、平衡
変調回路３に入力して入力信号ＶINにより変調され、こ
れが発振回路１の加算器１ｃへの信号となる。
【００１９】以上の処理の結果、正帰還信号と平衡変調
信号との位相差が常に正確に９０度に保持され、安定し
たベクトル合成周波数変調が行なわれる。以上の上記し
た各電圧ＶOSC 、ＶMU、Ｖ9 0、ＶFF 1 、ＶFF 2 の波形を
図２に示した。
信号との位相差が常に正確に９０度に保持され、安定し
たベクトル合成周波数変調が行なわれる。以上の上記し
た各電圧ＶOSC 、ＶMU、Ｖ9 0、ＶFF 1 、ＶFF 2 の波形を
図２に示した。
【００２０】図３は第２の実施例の周波数変調回路の機
能ブロック図である。前述の図１において説明したもの
と同一のものには同一の符号を付してその詳しい説明は
省略する。８は４５度移相器であり、発振回路１から出
力するキャリア信号に４５度の位相差を付けて出力す
る。
能ブロック図である。前述の図１において説明したもの
と同一のものには同一の符号を付してその詳しい説明は
省略する。８は４５度移相器であり、発振回路１から出
力するキャリア信号に４５度の位相差を付けて出力す
る。
【００２１】本実施例では、発振回路１で得られるキャ
リア信号をまず４５移相器８で４５度移相してこれをア
ナログ乗算器６で二乗する。これにより、上記第１の実
施例と同様に、キャリア信号の２倍の周波数で且つ１８
０度（その周波数を１／２したときキャリア信号に対し
て１８０度）の位相差をもつ信号が得られる。この信号
はＴＦＦ回路７に入力し、１／２分周されて元の周波数
と同一周波数となり、且つ９０度位相差のある２個の信
号が出力する。そこで、この信号の一方を発振回路１の
加算器１ｃへの正帰還信号とし、他方を平衡変調回路３
へ入力させて別の入力信号（変調信号）により平衡変調
させ、その平衡変調回路３の平衡変調出力信号を発振回
路１の加算器１ｃへの入力信号とした。
リア信号をまず４５移相器８で４５度移相してこれをア
ナログ乗算器６で二乗する。これにより、上記第１の実
施例と同様に、キャリア信号の２倍の周波数で且つ１８
０度（その周波数を１／２したときキャリア信号に対し
て１８０度）の位相差をもつ信号が得られる。この信号
はＴＦＦ回路７に入力し、１／２分周されて元の周波数
と同一周波数となり、且つ９０度位相差のある２個の信
号が出力する。そこで、この信号の一方を発振回路１の
加算器１ｃへの正帰還信号とし、他方を平衡変調回路３
へ入力させて別の入力信号（変調信号）により平衡変調
させ、その平衡変調回路３の平衡変調出力信号を発振回
路１の加算器１ｃへの入力信号とした。
【００２２】さて、発振回路１で発振されるキャリア信
号電圧ＶOSC を、 ＶOSC ＝Ｆsin α ・・・（７） とすれば、この信号が４５度移相器８で移相されると、 Ｖ4 5＝Ｇsin （α＋π／４） ・・・（８） となり、これがアナログ乗算器６で二乗されると、 ＶMU＝Ｈsin2（α＋π／４）＝［１−cos （２α＋π／２）］・Ｈ／２ ・・・（９） となる。よってこの中から交流成分を取り出せば、 ＶMU＝Ｉcos （２α＋π／２）＝Ｉsin （２α＋π） ・・（１０） となる。
号電圧ＶOSC を、 ＶOSC ＝Ｆsin α ・・・（７） とすれば、この信号が４５度移相器８で移相されると、 Ｖ4 5＝Ｇsin （α＋π／４） ・・・（８） となり、これがアナログ乗算器６で二乗されると、 ＶMU＝Ｈsin2（α＋π／４）＝［１−cos （２α＋π／２）］・Ｈ／２ ・・・（９） となる。よってこの中から交流成分を取り出せば、 ＶMU＝Ｉcos （２α＋π／２）＝Ｉsin （２α＋π） ・・（１０） となる。
【００２３】これをＴＦＦ回路７で１／２分周してもと
の周波数信号に戻す。このとき、ＴＦＦ回路７への入力
信号のデューティを５０％にすることにより、そのマス
タ側から得られる周波数信号とスレーブ側から得られる
周波数信号との移相差が正確に９０度となる。すなわ
ち、このＴＦＦ回路７から、 ＶFF 1 ＝Ｊsin α ・・（１１） ＶFF 2 ＝Ｊsin （α＋π／２） ・・（１２） の信号が出力する。なお、以上のＦ〜Ｊは振幅である。
の周波数信号に戻す。このとき、ＴＦＦ回路７への入力
信号のデューティを５０％にすることにより、そのマス
タ側から得られる周波数信号とスレーブ側から得られる
周波数信号との移相差が正確に９０度となる。すなわ
ち、このＴＦＦ回路７から、 ＶFF 1 ＝Ｊsin α ・・（１１） ＶFF 2 ＝Ｊsin （α＋π／２） ・・（１２） の信号が出力する。なお、以上のＦ〜Ｊは振幅である。
【００２４】上記式（１１）で得られる信号ＶFF 1 は式
（７）のキャリア信号電圧ＶOSC と同相であり、これが
発振回路１の加算器１ｃへの正帰還信号となる。また、
（１２）式で得られる９０度移相した信号ＶFF 2 は平衡
変調回路３に入力して入力信号ＶINにより変調され、こ
れが発振回路１の加算器１ｃへの信号となる。
（７）のキャリア信号電圧ＶOSC と同相であり、これが
発振回路１の加算器１ｃへの正帰還信号となる。また、
（１２）式で得られる９０度移相した信号ＶFF 2 は平衡
変調回路３に入力して入力信号ＶINにより変調され、こ
れが発振回路１の加算器１ｃへの信号となる。
【００２５】以上の結果、この実施例においても、正帰
還信号と平衡変調信号との位相差が常に９０度に保た
れ、安定したベクトル合成周波数変調が行なわれる。上
記した各電圧ＶOSC 、Ｖ4 5、ＶMU、ＶFF 1 、ＶFF 2 の波
形を図４に示した。
還信号と平衡変調信号との位相差が常に９０度に保た
れ、安定したベクトル合成周波数変調が行なわれる。上
記した各電圧ＶOSC 、Ｖ4 5、ＶMU、ＶFF 1 、ＶFF 2 の波
形を図４に示した。
【００２６】なお、以上の第１、第２実施例において、
９０度移相器２や４５度移相器８をＲＣ回路で構成する
とき、そのＲＣの定数のバラツキにより移相量にバラツ
キが生じることは従来と同様であり、このバラツキに応
じて発振回路１への帰還信号の位相にバラツキが現れ
る。
９０度移相器２や４５度移相器８をＲＣ回路で構成する
とき、そのＲＣの定数のバラツキにより移相量にバラツ
キが生じることは従来と同様であり、このバラツキに応
じて発振回路１への帰還信号の位相にバラツキが現れ
る。
【００２７】しかし、例えばＲＣの定数に１５％のバラ
ツキがあっても位相のバラツキは３度程度（４５度位相
器の場合）であり、発振回路１の発振の安定性や発振周
波数への影響はすくない。
ツキがあっても位相のバラツキは３度程度（４５度位相
器の場合）であり、発振回路１の発振の安定性や発振周
波数への影響はすくない。
【００２８】しかも、上記ＲＣ定数のバラツキは加算点
１ｃに入力する正帰還信号ＶFF 1 と平衡変調信号ＶMOの
位相差（９０度）には全く影響を与えないので、発振回
路１で得られる周波数変調信号の周波数偏移特性に対す
る影響はない。
１ｃに入力する正帰還信号ＶFF 1 と平衡変調信号ＶMOの
位相差（９０度）には全く影響を与えないので、発振回
路１で得られる周波数変調信号の周波数偏移特性に対す
る影響はない。
【００２９】なお、上記第１実施例においては信号発生
回路をアナログ乗算器６と９０度移相器２で構成し、ま
た第２の実施例においてはその信号発生回路を４５度移
相器とアナロク乗算器６とで構成したが、これに限られ
るものではない。キャリア発振回路の出力信号からその
出力信号の２倍の周波数で且つその２倍の周波数を１／
２にしたとき上記出力信号に対して１８０度の位相差を
持つ信号を発生させる回路、つまり、Ｘsin αの出力信
号に対してＹsin （２α＋π）の信号を発生させる回路
であれば、他の構成の回路でも適用できることは勿論で
ある。
回路をアナログ乗算器６と９０度移相器２で構成し、ま
た第２の実施例においてはその信号発生回路を４５度移
相器とアナロク乗算器６とで構成したが、これに限られ
るものではない。キャリア発振回路の出力信号からその
出力信号の２倍の周波数で且つその２倍の周波数を１／
２にしたとき上記出力信号に対して１８０度の位相差を
持つ信号を発生させる回路、つまり、Ｘsin αの出力信
号に対してＹsin （２α＋π）の信号を発生させる回路
であれば、他の構成の回路でも適用できることは勿論で
ある。
【００３０】図５は、上記した第１、第２の実施例の発
振回路１の具体的回路を示す図である。１１、１２は入
力端子（差動）であり、その一方に正帰還信号が印加
し、他方に平衡変調信号出力が入力する。１３は出力端
子（差動）である。この回路では、バイポーラトランジ
スタＱ１、Ｑ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２、電流源Ｉ１、Ｉ２、
コイルＬ、コンデンサＣにより平衡型発振回路１４が構
成されている。また、バイポーラトランジスタＱ３、Ｑ
４、抵抗Ｒ３、電流源Ｉ３、Ｉ４は入力端子１１への入
力信号を増幅する差動増幅回路を構成し、バイポーラト
ランジスタＱ５、Ｑ６、抵抗Ｒ４、電流源Ｉ５、Ｉ６は
入力端子１２への入力信号を増幅する差動増幅回路を構
成する。そして、両差動増幅回路の出力（コレクタ）を
共通接続することにより、コレクタ電流加算よる加算器
１５（１ｃ）が構成されている。
振回路１の具体的回路を示す図である。１１、１２は入
力端子（差動）であり、その一方に正帰還信号が印加
し、他方に平衡変調信号出力が入力する。１３は出力端
子（差動）である。この回路では、バイポーラトランジ
スタＱ１、Ｑ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２、電流源Ｉ１、Ｉ２、
コイルＬ、コンデンサＣにより平衡型発振回路１４が構
成されている。また、バイポーラトランジスタＱ３、Ｑ
４、抵抗Ｒ３、電流源Ｉ３、Ｉ４は入力端子１１への入
力信号を増幅する差動増幅回路を構成し、バイポーラト
ランジスタＱ５、Ｑ６、抵抗Ｒ４、電流源Ｉ５、Ｉ６は
入力端子１２への入力信号を増幅する差動増幅回路を構
成する。そして、両差動増幅回路の出力（コレクタ）を
共通接続することにより、コレクタ電流加算よる加算器
１５（１ｃ）が構成されている。
【００３１】図６はアナログ乗算器６の具体的回路を示
す図である。６１は入力端子（差動）、６２は出力端子
（差動）である。バイポーラトランジスタＱ７、Ｑ８、
抵抗Ｒ５、電流源Ｉ７、Ｉ８から構成される差動増幅回
路とその出力側に接続されベースに共通の基準電圧Ｖ
REF1が印加するバイポーラトランジスタＱ９、Ｑ１０か
らなるレベルシフト回路は、入力端子６１に入力する信
号を電流信号に変換する。また、バイポーラトランジス
タＱ１１、Ｑ１２、抵抗Ｒ６、電流源Ｉ９、Ｉ１０から
なる差動増幅回路も入力端子６１に入力する電圧信号を
電流信号に変換する。そして、ここで得られた両電流信
号は、バイポーラトランジスタＱ１３〜Ｑ１６、抵抗Ｒ
７、Ｒ８からなる差動増幅回路の共通エミッタ側と共通
ベース側に入力して乗算される。ここでは、４象限動作
が行なわれる。バイポーラトランジスタＱ１７、Ｑ１
８、電流源Ｉ１１、Ｉ１２、コンデンサＣ１、Ｃ２は得
られた乗算結果を出力する出力回路を構成する。コンデ
ンサＣ１、Ｃ２は交流分取り出し用である。
す図である。６１は入力端子（差動）、６２は出力端子
（差動）である。バイポーラトランジスタＱ７、Ｑ８、
抵抗Ｒ５、電流源Ｉ７、Ｉ８から構成される差動増幅回
路とその出力側に接続されベースに共通の基準電圧Ｖ
REF1が印加するバイポーラトランジスタＱ９、Ｑ１０か
らなるレベルシフト回路は、入力端子６１に入力する信
号を電流信号に変換する。また、バイポーラトランジス
タＱ１１、Ｑ１２、抵抗Ｒ６、電流源Ｉ９、Ｉ１０から
なる差動増幅回路も入力端子６１に入力する電圧信号を
電流信号に変換する。そして、ここで得られた両電流信
号は、バイポーラトランジスタＱ１３〜Ｑ１６、抵抗Ｒ
７、Ｒ８からなる差動増幅回路の共通エミッタ側と共通
ベース側に入力して乗算される。ここでは、４象限動作
が行なわれる。バイポーラトランジスタＱ１７、Ｑ１
８、電流源Ｉ１１、Ｉ１２、コンデンサＣ１、Ｃ２は得
られた乗算結果を出力する出力回路を構成する。コンデ
ンサＣ１、Ｃ２は交流分取り出し用である。
【００３２】図７は９０度移相器２の具体的回路を示す
図である。この回路は、同値のコンデンサＣ３、Ｃ４、
同値の抵抗Ｒ９、Ｒ１０からなる微分回路から構成され
ている。ここでは、Ｃ３・Ｒ９、Ｃ４・Ｒ１０の定数に
よって移相量９０度が決定される。２１は入力端子（差
動）、２２は出力端子（差動）、ＶREF2は基準電圧であ
る。
図である。この回路は、同値のコンデンサＣ３、Ｃ４、
同値の抵抗Ｒ９、Ｒ１０からなる微分回路から構成され
ている。ここでは、Ｃ３・Ｒ９、Ｃ４・Ｒ１０の定数に
よって移相量９０度が決定される。２１は入力端子（差
動）、２２は出力端子（差動）、ＶREF2は基準電圧であ
る。
【００３３】図８は４５度移相器８の具体的回路を示す
図である。この回路も、同値のコンデンサＣ５、Ｃ６、
同値の抵抗Ｒ１１、Ｒ１２からなる微分回路から構成さ
れている。ここでは、Ｃ５・Ｒ１１、Ｃ６・Ｒ１２の定
数によって移相量４５度が決定される。８１は入力端子
（差動）、８２は出力端子（差動）、ＶREF3は基準電圧
である。
図である。この回路も、同値のコンデンサＣ５、Ｃ６、
同値の抵抗Ｒ１１、Ｒ１２からなる微分回路から構成さ
れている。ここでは、Ｃ５・Ｒ１１、Ｃ６・Ｒ１２の定
数によって移相量４５度が決定される。８１は入力端子
（差動）、８２は出力端子（差動）、ＶREF3は基準電圧
である。
【００３４】図９はマスタスレーブ型のＴＦＦ回路７の
具体的回路を示す図である。７１は入力端子（差動）、
７２は発振回路１の加算器１ｃに接続される出力端子
（差動）、７３は平衡変調回路３の入力側に接続される
出力端子（差動）である。この回路では、バイポーラト
ランジスタＱ１９、Ｑ２０、抵抗Ｒ１３〜Ｒ１５、電流
源１Ｉ３からなる差動増幅回路と、バイポーラトランジ
スタＱ２１〜Ｑ２４、電流源Ｉ１４、Ｉ１５からなる出
力部により、入力回路７４が構成される。また、バイポ
ーラトランジスタＱ２５、Ｑ２６、電流源Ｉ１６からな
る差動増幅回路、バイポーラトランジスタＱ２７〜Ｑ３
０、抵抗Ｒ１６、Ｒ１７からなる２個の差動増幅回路、
バイポーラトランジスタＱ３１〜Ｑ３６、電流源Ｉ１
７、Ｉ１８からなる出力部により、マスタ側のＦＦ回路
７５が構成されている。更に、バイポーラトランジスタ
Ｑ３７、Ｑ３８、電流源Ｉ１９からなる差動増幅回路、
バイポーラトランジスタＱ３９〜Ｑ４２、抵抗Ｒ１８、
Ｒ１９からなる２個の差動増幅回路、バイポーラトラン
ジスタＱ４３〜Ｑ４８、電流源Ｉ２０、Ｉ２１からなる
出力部により、スレーブ側のＦＦ回路７６が構成されて
いる。
具体的回路を示す図である。７１は入力端子（差動）、
７２は発振回路１の加算器１ｃに接続される出力端子
（差動）、７３は平衡変調回路３の入力側に接続される
出力端子（差動）である。この回路では、バイポーラト
ランジスタＱ１９、Ｑ２０、抵抗Ｒ１３〜Ｒ１５、電流
源１Ｉ３からなる差動増幅回路と、バイポーラトランジ
スタＱ２１〜Ｑ２４、電流源Ｉ１４、Ｉ１５からなる出
力部により、入力回路７４が構成される。また、バイポ
ーラトランジスタＱ２５、Ｑ２６、電流源Ｉ１６からな
る差動増幅回路、バイポーラトランジスタＱ２７〜Ｑ３
０、抵抗Ｒ１６、Ｒ１７からなる２個の差動増幅回路、
バイポーラトランジスタＱ３１〜Ｑ３６、電流源Ｉ１
７、Ｉ１８からなる出力部により、マスタ側のＦＦ回路
７５が構成されている。更に、バイポーラトランジスタ
Ｑ３７、Ｑ３８、電流源Ｉ１９からなる差動増幅回路、
バイポーラトランジスタＱ３９〜Ｑ４２、抵抗Ｒ１８、
Ｒ１９からなる２個の差動増幅回路、バイポーラトラン
ジスタＱ４３〜Ｑ４８、電流源Ｉ２０、Ｉ２１からなる
出力部により、スレーブ側のＦＦ回路７６が構成されて
いる。
【００３５】このＴＦＦ回路７では、入力端子７１にデ
ューティが５０％の入力信号を入力させることにより、
出力端子７２にはその入力信号の周波数を１／２分周し
た信号が現れ、出力端子７３にはその出力端子７２に現
れる信号に対して９０度だけ位相が遅れた信号が現れ
る。
ューティが５０％の入力信号を入力させることにより、
出力端子７２にはその入力信号の周波数を１／２分周し
た信号が現れ、出力端子７３にはその出力端子７２に現
れる信号に対して９０度だけ位相が遅れた信号が現れ
る。
【００３６】図１０は平衡変調回路３の具体的回路を示
す図である。３１は信号入力端子、３２はＴＦＦ回路７
に接続されるキャリア信号入力端子（差動）、３３は出
力端子（差動）である。電流源Ｉ２２、Ｉ２３、バイポ
ーラトランジスタＱ４９〜Ｑ５２、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１
は入力回路３４を構成する。バイポーラトランジスタＱ
５３、Ｑ５４、抵抗Ｒ２２、電流源Ｉ２４、Ｉ２５から
なり入力回路３４からの電流信号を入力する差動増幅回
路と、バイポーラトランジスタＱ５５〜Ｑ５８、抵抗Ｒ
２３、Ｒ２４からなる２個の差動増幅回路は４象限マル
チプライヤ３５を構成する。バイポーラトランジスタＱ
５９〜Ｑ６４、電流源Ｉ２６、Ｉ２７は出力回路３６を
構成する。
す図である。３１は信号入力端子、３２はＴＦＦ回路７
に接続されるキャリア信号入力端子（差動）、３３は出
力端子（差動）である。電流源Ｉ２２、Ｉ２３、バイポ
ーラトランジスタＱ４９〜Ｑ５２、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１
は入力回路３４を構成する。バイポーラトランジスタＱ
５３、Ｑ５４、抵抗Ｒ２２、電流源Ｉ２４、Ｉ２５から
なり入力回路３４からの電流信号を入力する差動増幅回
路と、バイポーラトランジスタＱ５５〜Ｑ５８、抵抗Ｒ
２３、Ｒ２４からなる２個の差動増幅回路は４象限マル
チプライヤ３５を構成する。バイポーラトランジスタＱ
５９〜Ｑ６４、電流源Ｉ２６、Ｉ２７は出力回路３６を
構成する。
【００３７】この平衡変調回路３では、入力端子３１に
入力し入力回路３４で電流信号に変換された信号と入力
端子３２に入力したキャリア信号電流とが４象限マルチ
プライヤ３５で乗算されて、出力端子３から電流信号と
して出力する。
入力し入力回路３４で電流信号に変換された信号と入力
端子３２に入力したキャリア信号電流とが４象限マルチ
プライヤ３５で乗算されて、出力端子３から電流信号と
して出力する。
【００３８】
【発明の効果】以上から本発明によれば、正帰還信号と
平衡変調信号との位相差を正確に９０度に設定でき、こ
のとき移相手段を構成する抵抗やコンデンサ素子の定数
のバラツキの影響を受けることはない。この結果、ベク
トル合成による周波数偏移が安定したものとなり、線形
的なＶ−Ｆ変換ができ、入力信号に応じた周波数偏移が
安定的に行なわれる。また、移相手段を構成する抵抗や
コンデンサにより変調信号の振幅が影響を受けることも
ない。
平衡変調信号との位相差を正確に９０度に設定でき、こ
のとき移相手段を構成する抵抗やコンデンサ素子の定数
のバラツキの影響を受けることはない。この結果、ベク
トル合成による周波数偏移が安定したものとなり、線形
的なＶ−Ｆ変換ができ、入力信号に応じた周波数偏移が
安定的に行なわれる。また、移相手段を構成する抵抗や
コンデンサにより変調信号の振幅が影響を受けることも
ない。
【図１】 本発明の第１の実施例の周波数変調回路の機
能ブロック図である。
能ブロック図である。
【図２】 図１の回路の各部の電圧の波形図である。
【図３】 第２の実施例の周波数変調回路の機能ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】 図２の回路の各部の電圧の波形図である。
【図５】 発振回路の具体的回路図である。
【図６】 アナログ乗算器の具体的回路図である。
【図７】 ９０度移相器の具体的回路図である。
【図８】 ４０度移相器の具体的回路図である。
【図９】 マスタスレーブ型のＴＦＦ回路の具体的回路
図である。
図である。
【図１０】 平衡変調回路の具体的回路図である。
【図１１】 従来の周波数変調回路の機能ブロック図で
ある。
ある。
【図１２】 ベクトル合成方式の周波数変調の説明図で
ある。
ある。
１：発振回路、２：９０度移相器、３：平衡変調回路、
４：入力端子、５：出力端子、６：アナログ乗算器、
７：マスタスレーブ型ＴＦＦ回路、８：４５度移相器。
４：入力端子、５：出力端子、６：アナログ乗算器、
７：マスタスレーブ型ＴＦＦ回路、８：４５度移相器。
Claims (3)
- 【請求項１】キャリア発振回路の出力信号と同相の正帰
還信号と、入力信号の振幅に応じて平衡変調され且つ上
記キャリア発振回路の出力信号と９０度の位相差をもつ
平衡変調信号とをベクトル加算し、該ベクトル加算信号
を上記キャリア発振回路に入力させて上記キャリア発振
回路から上記入力信号の振幅に応じた周波数偏移量をも
つ周波数変調信号を出力させる周波数変調回路におい
て、 上記キャリア発振回路の出力信号から該出力信号の２倍
の周波数で且つ該２倍の周波数を１／２したとき上記出
力信号に対し１８０度の位相差を持つような信号を発生
させる信号発生手段と、該信号発生手段の出力を入力す
るマスタスレーブ型のＴＦＦ回路とを具備し、 上記ＴＦＦ回路から得られる９０度位相差をもつ２個の
信号の一方の信号を上記正帰還信号とし、他方の信号を
上記入力信号で平衡変調して上記平衡変調信号としたこ
とを特徴とする周波数変調回路。 - 【請求項２】上記信号発生手段が、上記キャリア発振回
路の出力信号を二乗する手段と、該二乗手段の出力信号
を９０度だけ移相する手段とからなることを特徴とする
請求項１に記載の周波数変調回路。 - 【請求項３】上記信号発生手段が、上記キャリア発振回
路の出力信号を４５度移相する手段と、該移相手段の出
力信号を二乗する手段とからなることを特徴とする請求
項１に記載の周波数変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6192240A JPH0837424A (ja) | 1994-07-25 | 1994-07-25 | 周波数変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6192240A JPH0837424A (ja) | 1994-07-25 | 1994-07-25 | 周波数変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0837424A true JPH0837424A (ja) | 1996-02-06 |
Family
ID=16287994
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6192240A Pending JPH0837424A (ja) | 1994-07-25 | 1994-07-25 | 周波数変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0837424A (ja) |
-
1994
- 1994-07-25 JP JP6192240A patent/JPH0837424A/ja active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20021112 |