JPH08340275A

JPH08340275A - 非干渉スペクトル拡散通信方法及びその装置

Info

Publication number: JPH08340275A
Application number: JP7170310A
Authority: JP
Inventors: Nuio Tsuchida; 縫夫土田; Koji Imai; 孝二今井; Minoru Inazu; 稔稲津
Original assignee: IBIDEN SANGYO KK
Current assignee: IBIDEN SANGYO KK
Priority date: 1995-06-13
Filing date: 1995-06-13
Publication date: 1996-12-24

Abstract

(57)【要約】【目的】チャンネル間の相互干渉を無くすと共に、受
信側にて送信側の変調符号との同期が取り易い非干渉ス
ペクトル拡散通信方法及びその装置を提供する。【構成】＋１ビット信号を付加したＭ系列変調符号を
用いるため、複数の変調符号間において相関がゼロとな
り、干渉が発生しない。また、ビットバランスを崩した
Ｍ系列変調符号を用いるため直流分が多くなり、送信信
号のキャリア周波数成分が高くなる。ここで、送信側
で、変調符号の＋１ビット信号のタイミングに基づきキ
ャリア周波数を抑圧する。変調符号復調回路５０にて、
検定回路５２が、低くなったキャリア周波数成分の受信
タイミングにて＋１ビット信号の送信のタイミングを検
出し、この＋１ビット信号のタイミングに基づき送信側
のＭ系列変調符号との同期を取った変調符号をビット付
加符号発生回路２４が発生する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スペクトル拡散通信に
関し、更に詳細にはビットシフトさせた変調符号を用い
て符号多重化を行う非干渉スペクトル拡散通信方法及び
その装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】情報を多重化して伝送する方式として従
来から周波数分割方式と時分割方式とが用いられてい
る。また近年、スペクトル拡散通信技術を応用した所謂
符号多重化方式について研究がなされている。

【０００３】この符号多重化方式は、信号を変調符号
（疑似雑音）によって送信側で変調し（スペクトル拡
散）、この変調された信号を受信側で変調符号を用いて
復調する方式を採用するスペクトル拡散通信において、
複数のチャンネルにおいてそれぞれビットシフトさせた
パターンの異なる変調符号を用いることにより多重化を
行うものであり、変調符号としてはＭ系列符号、ゴール
ド符号、平衡ゴールド符号などが用いられている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】この符号多重化におい
ては、ビットシフトさせたそれぞれの変調符号で幾らか
の相関があるため、異なるチャンネル間で干渉を発生し
た。例えば、７ビットの符号をビットシフトさせたＭ系
列符号を用いた場合には、図９（Ａ）〜図９（Ｇ）に示
す７種類の変調符号が得られ、それぞれの変調符号をそ
れぞれのチャンネルに割り当てることにより７チャンネ
ルの多重化が理論的に可能である。しかしながら、ビッ
トシフトされた変調符号相互間に相関があるため多数チ
ャンネルの多重化は困難であった。

【０００５】例えば、上記図９（Ａ）に示す０ビットシ
フトの変調符号と、図９（Ｂ）に示す１ビットシフトの
変調符号とを用いて２チャンネルにて通信を行う場合の
干渉量は、これら変調符号間の相互の相関量によって決
定される。この相関量は、０ビットシフトの変調符号と
１ビットシフトの変調符号との、一致ビット数から不一
致ビット数を引いたものとして求めることができる。即
ち、第３ビットの（１）、第４ビットの（１）、第６ビ
ットの（０）の３ビットが一致し、第１ビット、第２ビ
ット、第５ビット、第７ビットの４ビットが不一致であ
るため、３−４で相関量は−１の値となる。なお、この
相関量−１となることは、図９（Ａ）〜図９（Ｇ）で示
した０〜６ビットシフト変調符号間で等しく、これはＭ
系列変調符号の性質であり、７ビット以上の例えば１
５、３１ビット等のＭ系列変調符号を用いた場合でも共
通である。Ｍ系列符号を用いた場合にはビット数分の
１、ここでは、他チャンネルから７分の１程度の干渉を
受けることになる。そして、複数のチャンネルを用いた
場合にはチャンネル数に等しいだけ干渉が発生する。例
えば、３チャンネル用いた場合には７分の３の干渉が発
生することになる。

【０００６】このような理由から、現在７ビット程度の
短い変調符号ではなく、符号多重化のためのＭ系列変調
符号としては、５１１ビット以上の長い変調符号を用
い、ビット数を多くすることによりチャンネル間の干渉
を小さくしていた。

【０００７】この相関による干渉を防止するために、本
発明者は、特開平６−５２７６２にて、Ｍ系列変調符号
の最終部分に０ビットを付加することにより、Ｍ系列変
調符号のビットバランスをとりつつ相関量を０にするこ
とでチャンネル間の干渉を防ぐ方法を提案した。この当
該方法によってチャンネル間の干渉は防ぎ得るが、スペ
クトル拡散通信の持つ第２の問題点である、送信側と受
信側とにおける変調符号間の同期を如何にして取るかに
ついては、解決し得なかった。

【０００８】本発明は、上述した課題を解決するもので
あり、チャンネル間の相互干渉を無くすと共に、受信側
にて送信側の変調符号との同期が取り易い非干渉スペク
トル拡散通信方法及びその装置を提供することを目的と
する。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
本発明の非干渉スペクトル拡散通信方法では、請求項１
の態様において、変調符号を複数パターン用いて符号多
重化する非干渉スペクトル拡散通信において、変調符号
間の相関をゼロにすると共に、変調符号のビットバラン
スを崩すために＋１ビット信号を付加した変調符号を用
い、送信側にて、上記変調符号によって変調を行い、該
変調符号のタイミングと同期を取りキャリア周波数成分
を抑圧して信号の送出を行い、受信側にて、該抑圧され
たキャリア周波数成分の受信タイミングに基づき送信側
の変調符号との同期を取ることを特徴とする。

【００１０】また、本発明の非干渉スペクトル拡散通信
方法では、請求項２の態様において、ビットシフトさせ
た複数のＭ系列の変調符号を用いて符号多重化する非干
渉スペクトル拡散通信方法において、変調符号間の相関
をゼロにすると共に、変調符号のビットバランスを崩す
ために＋１ビット信号を付加したＭ系列の変調符号を用
い、送信側にて、上記Ｍ系列変調符号によって変調を行
い、該Ｍ系列変調符号のタイミングと同期を取りキャリ
ア周波数成分を抑圧して信号の送出を行い、受信側に
て、該抑圧されたキャリア周波数成分の受信タイミング
に基づき送信側のＭ系列変調符号との同期を取ることを
特徴とする。

【００１１】更に、本発明の非干渉スペクトル拡散通信
装置では、請求項３の態様において、ビットシフトさせ
た複数のＭ系列の変調符号を用いて符号多重化する非干
渉スペクトル拡散通信装置において、変調符号間の相関
をゼロにすると共に、変調符号のビットバランスを崩す
ために＋１ビット信号を付加したＭ系列の変調符号を用
い、送信機にて、上記Ｍ系列変調符号によって変調を行
い、該Ｍ系列変調符号のタイミングと同期を取りキャリ
ア周波数成分を抑圧して信号の送出を行い、受信機に
て、該抑圧されたキャリア周波数成分の受信タイミング
に基づき送信側のＭ系列変調符号との同期を取ることを
要旨とする。

【００１２】

【作用】請求項１の非干渉スペクトル拡散通信方法で
は、相関をゼロにするための＋１ビット信号を付加した
変調符号を用いるため、複数の変調符号間において相関
がゼロとなり、干渉が発生しない。また、ビットバラン
スを崩した変調符号を用いるため、直流分が多くなり、
送信信号のキャリア周波数成分が高くなる。ここで、送
信機にて、変調符号のタイミングと同期を取りキャリア
周波数を抑圧して信号の送出を行うことにより、受信機
にて、該抑圧されたキャリア周波数の受信タイミングに
基づき送信側の変調符号との同期を取ることが容易に行
い得る。

【００１３】また、請求項２の非干渉スペクトル拡散通
信方法では、相関をゼロにするための＋１ビット信号を
付加したＭ系列変調符号を用いるため、複数の変調符号
間において相関がゼロとなり、干渉が発生しない。ま
た、ビットバランスを崩した変調符号を用いるため、直
流分が多くなり、送信信号のキャリア周波数成分が高く
なる。ここで、送信機にて、Ｍ系列変調符号のタイミン
グと同期を取りキャリア周波数を抑圧して信号の送出を
行うことにより、受信機にて、該抑圧されたキャリア周
波数の受信タイミングに基づき送信側のＭ系列変調符号
との同期を取ることが容易に行い得る。

【００１４】更に、請求項３の非干渉スペクトル拡散通
信装置では、相関をゼロにするための＋１ビット信号を
付加したＭ系列変調符号を用いるため、複数の変調符号
間において相関がゼロとなり、干渉が発生しない。ま
た、ビットバランスを崩したＭ系列変調符号を用いるた
め、直流分が多くなり、送信信号のキャリア周波数成分
が高くなる。ここで、送信機にて、Ｍ系列変調符号のタ
イミングと同期を取りキャリア周波数を抑圧して信号の
送出を行うことにより、受信機にて、該抑圧されたキャ
リア周波数の受信タイミングに基づき送信側のＭ系列変
調符号との同期を取ることが容易に行い得る。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の実施例を図に基づいて説明す
る。先ず、本発明をＭ系列の変調符号に用いた実施例を
説明する。図１に、７ビットの「１」及び「０」から成
るＭ系列の変調符号の最後（第８ビット）に「１」ビッ
トを付加した本実施例の変調符号を示す。図１（Ａ）は
０ビットシフトの変調符号を示し、図１（Ｂ）は該０ビ
ットシフト変調符号から１ビットシフトした１ビットシ
フト変調符号を示し、図１（Ｃ）は２ビットシフト変調
符号を示し、図１（Ｄ）は３ビットシフト変調符号を示
し、図１（Ｅ）は４ビットシフト変調符号を示し、図１
（Ｆ）は５ビットシフト変調符号を示し、図１（Ｇ）は
６ビットシフト変調符号を示している。即ち、７ビット
のＭ系列変調符号をビットシフトさせた最後に「１」を
付加することにより本実施例の変調符号は構成されてい
る。ここで、本実施例の変調符号間の自己相関（本明細
書中で自己相関とは、ある符号を位相シフトした符号と
元の符号との一致の程度を示す量を意味する）を求め
る。この自己相関は（一致ビット数）−（不一致ビット
数）として求めることができる。例えば、図１（Ａ）に
示す０ビットシフト（元の信号）と図１（Ｂ）に示す１
ビットシフトとの自己相関を求めると、第３ビット
（１）、第４ビット（１）、第６ビット（０）、第８ビ
ット（１）が一致しており、一致ビット数は４である。
他方、第１、第２、第５、第７ビットの４ビットが不一
致で、不一致ビット数は４となり、従って、一致ビット
数と不一致ビット数とが等しいため自己相関はゼロとな
る。

【００１６】ここで、上述したように本実施例では、上
記Ｍ系列において最後に１ビットを付加したため、５つ
の「１」と３つの「０」でＭ系列符号が構成されること
になり、「１」ビットの数が「０」ビットの数よりも多
くなり、ビットバランスが崩れて変調の際に直流分が発
生し、送信信号のキャリア周波数成分が増大する。本実
施例では、後述するように送信側で、この送信信号のキ
ャリア周波数成分をＭ系列変調符号と同期させた所定タ
イミングで抑圧し、受信側で、この抑圧タイミングに基
づき送信側のＭ系列変調符号との同期を取る。

【００１７】この自己相関をゼロにすることによりチャ
ンネル間の干渉を除去できること及び、ビットバランス
を崩すことにより送信側と受信側とで同期が容易にとれ
ることについて説明する。ここでは、伝送路として第１
チャンネルと第２チャンネルとを用い、第１チャンネル
では図１（Ａ）に示す０ビットシフトの変調符号が、そ
して、第２チャンネル側では、第１チャンネルから１ビ
ットシフトした図１（Ｂ）に示す１ビットシフト変調符
号が用いられるものとして、図２乃至図４を参照して説
明を行う。ここでは、図示及び説明の便宜上、第１チャ
ンネルと第２チャンネルとの２チャンネルについて説明
するが、本実施例の構成では、８ビットを用いる場合に
第１チャンネルから第７チャンネルまでの多重化が可能
である。

【００１８】図２は、第１チャンネル及び第２チャンネ
ル用の変調器１２０を示し、図３はこの変調器１２０及
び後述する復調器で用いられる変調符号を発生するビッ
ト付加符号発生回路（疑似雑音発生器）３０を示してい
る。

【００１９】図２に示すように実施例の変調器１２０に
は、図１（Ａ）に示す０ビットシフトのＭ系列変調符号
を発生するビット付加符号発生回路３０と、このビット
付加符号発生回路３０によって発生された０ビットシフ
トのＭ系列変調符号を１ビットづづシフトして、０ビッ
トシフト変調符号〜６ビットシフト変調符号を発生する
シフトレジスタ２４とが設けられている。他方、キャリ
ア周波数ｆｃは、第１チャンネル（０ビットシフト）と
して、掛け算回路３２でデータが掛け算（変調）され、
更に、掛け算回路３４でシフトレジスタ２４からの０ビ
ットシフトの変調符号にて掛け算（スペクトル拡散）が
行われる。他方、当該キャリア周波数ｆｃは、第２チャ
ンネル（１ビットシフト）として、掛け算回路３８でデ
ータが掛け算（変調）され、更に、掛け算回路４０でシ
フトレジスタ２４からの１ビットシフトのＭ系列変調符
号にて掛け算（スペクトル拡散）が行われる。第２チャ
ンネルので変調及びスペクトル拡散された信号は、足し
算回路１３５で第１チャンネル側に加算される。

【００２０】また、この変調器１２０には、同期信号発
生回路１２２が設けられ、所定のタイミングにてスリー
ステートインバータ１２６へ信号を加える、該スリース
テートインバータ１２６は、キャリア周波数ｆｃを同期
信号発生回路１２２からの信号に応じて反転させて、足
し算回路１３６へ加えるようになっている。即ち、反転
したキャリア周波数ｆｃを加算することにより、送信信
号のキャリア周波数成分をキャンセルする動作を行う。
ビット付加符号発生回路３０は、図１に示す変調符号の
第８ビットのタイミングにおいて信号を同期信号発生回
路１２２側へ送出する。該同期信号発生回路１２２は、
この変調符号の第８ビットのタイミングにおいてキャリ
ア周波数成分の抑圧を行う。

【００２１】ここで、図２に示すビット付加符号発生回
路３０の構成について図３を参照して説明する。ビット
付加符号発生回路３０はワンチップのＩＣからなり、第
０入力端子が接地され、第１，第２，第３入力端子が電
源側に接続され、第４，第５入力端子が接地され、第
６、第７入力端子が電源側に接続されている。このビッ
ト付加符号発生回路３０は、上記第１〜第７入力端子の
接続状況に対応させて、クロック端子ＣＬＫからクロッ
ク信号が入力されると、これに同期して出力端子ＯＵＴ
から０１１１０１１のシリアルな信号を変調符号として
発生する。また、該ビット付加符号発生回路３０は、１
周期の０１１１０１１の変調符号毎にクリア信号をＣＬ
端子から出力する。

【００２２】ここで、図２に示す変調器１２０によって
スペクトル拡散された送信信号の周波数成分について図
４を参照して説明する。図４では、横軸に周波数が、縦
軸に各周波数における成分が表されている。図１に示す
ように変調符号のビットバランスが崩され、直流分が多
くなっているため、送信信号は、図４（Ｂ）に示すよう
に常にはキャリア周波数成分が高くなる。即ち、後述す
るように同期信号発生回路１２２からの信号によりキャ
リア周波数成分がキャンセルされている間を除き（図１
に示す実施例の変調符号の第１ビットから第７ビットま
でが送られているときには、キャリア周波数成分がキャ
ンセルされない）、キャリア周波数成分が高くなる。

【００２３】ここで、ビット付加符号発生回路３０が、
変調符号の第８ビットのタイミングにおいて信号を同期
信号発生回路１２２側へ送出する。該同期信号発生回路
１２２は、この変調符号の第８ビットのタイミングにお
いてスリーステートインバータ１２６へ信号を加える、
該スリーステートインバータ１２６は、キャリア周波数
ｆｃを同期信号発生回路１２２からの信号に応じて反転
させて、足し算回路１３６へ加える。これによりキャリ
ア周波数成分がキャンセルされるため、この第８ビット
のタイミングにおいて図４（Ａ）に示すよう送信信号の
キャリア周波数ｆｃの成分が抑圧される。

【００２４】次に、実施例のスペクトル拡散通信方法の
受信側にて送信側の変調符号と同期させて変調符号を発
生させる変調符号復調回路５０について図５を参照して
説明する。変調符号復調回路５０には、図１に示す８ビ
ットの変調符号との同期を検出するための検波回路５２
が設けられ、受信された信号が周波数選択回路６２を介
してキャリア周波数のみ印加されるようになっている。
更に、変調符号復調回路５０には、図１に示す８ビット
の変調符号の各ビットの同期を検出するための微分回路
５４、絶対値回路５６及び発振回路５７が設けられてい
る。微分回路５４には、受信された信号が復調回路６３
にて復調されて加えられる。また、変調符号復調回路５
０には、変調符号とビットとの同期にタイミングに合わ
せて変調符号を発生するビット付加符号発生回路３０
と、該ビット付加符号発生回路３０により発生された０
ビットシフトのＭ系列変調符号を１ビットづづシフトし
て、１ビットシフト変調符号〜６ビットシフト変調符号
を発生するシフトレジスタ２４とが設けられている。

【００２５】まず、微分回路５４、絶対値回路５６及び
発振回路５７によるビット同期の検出について図６の波
形図を参照して説明する。図６（Ａ）は、図５に示す復
調回路６３にて復調された信号、即ち、送信側で各チャ
ンネルの変調符号が等価的に該重畳されたされ変調符号
によってスペクトル拡散が行われた信号を示している。
ここで、この復調された信号を、微分回路５４にて所定
のタイミングで微分すると、図６（Ｂ）に示す波形の信
号を得ることができる。そして、図６（Ｂ）に示す波形
の信号を絶対値回路５６へ加えると、図６（Ｃ）に示す
ように負側への信号が正側に反転される。最後に、図６
（Ｃ）に示す波形の信号のタイミングに基づき、発振回
路５７が、図６（Ｄ）に示すクロックを発生する。この
クロックは、図２を参照して上述した変調符号を発生さ
せたクロックと同期が取れている。発振回路５７からの
図６（Ｄ）に示すクロックが、ビット付加符号発生回路
３０及びシフトレジスタ２４に加えられる。

【００２６】引き続き、変調符号の同期について説明す
る。検波回路５２は、図４（Ｂ）に示したキャリア周波
数ｆｃの成分が低くなったタイミング、即ち、図１に示
す付加された１ビットを検出し、検出信号をビット付加
符号発生回路３０及びシフトレジスタ２４に加える。当
該ビット付加符号発生回路３０は、上述した発振回路５
７からのクロックに基づき０ビットシフト変調符号Ｍ０
を発生する際に、上記検波回路５２から加えられた信号
（１ビット）に基づき、該発生する変調符号の最後の１
ビットを当該加えられた１ビットと同期させる。この０
ビットシフト変調符号Ｍ０は、図２を参照して上述した
送信側で発生されている０ビットシフト変調符号Ｍ０と
完全に同期が取れている。そして、この０ビットシフト
変調符号Ｍ０がシフトレジスタ２４に加えられる。シフ
トレジスタ２４は、クロックのタイミングで０ビットシ
フト変調符号Ｍ０を１ビットつづシフトし、０ビットシ
フト変調符号Ｍ０〜６ビットシフト変調符号Ｍ６を発生
させる。

【００２７】ここで、受信側にて生成された変調符号に
よるデータの復調について図７を参照して説明する。図
７（Ａ）は、第１チャンネル用の復調器７０の構成を示
している。復調器７０も図２に示した送信側と同様な掛
け算回路７７を有し、該掛け算回路７７は、上記変調器
１２０側から伝送された信号が入力端子７７ａに入力さ
れると、入力端子７７ｂへ加えられたビット付加符号発
生回路３０からの０ビットシフト変調符号Ｍ０で復調
（掛け算）し、出力端子７７ｃから積分器７４側に出力
する。積分器７４では該掛け算回路７７からの入力値を
積分して出力する。該積分器７４にはリセット回路７６
が取り付けられており、図３に示すビット付加符号発生
回路３０からのクリア信号によって変調符号の１周期毎
にリセットが加えられるように成っている。図７（Ｂ）
は、第２チャンネル用の復調器７０’の構成を示してい
る。この復調器７０’は、掛け算回路７７’にてビット
付加符号発生回路３０からの１ビットシフト変調符号Ｍ
１でデータを復調（掛け算）する点を除き、図７（Ａ）
に示す復調器７０と同様であるため説明を省略する。

【００２８】次に、上記送信側と受信側とにおける信号
の伝送について図８を参照して説明する。ここでは、第
１チャンネルでモータ制御用の直流電圧がオン（ハイレ
ベル、これを説明の便宜上レベル７として以下の説明を
行う）にされ、これを送信側から受信側へ送出する場合
を例に挙げて説明する。第１チャンネル側において、図
８（Ａ）に示すレベル７のモータのオン信号が図２に示
す変調器１２０の掛け算回路３２に加えられて変調され
る。そして、この掛け算回路３２からの信号が掛け算回
路３４に加えられ、該掛け算回路３４にて、ビット付加
符号発生回路３０からの図１（Ａ）に示す０ビットシフ
トの変調符号で掛け算（スペクトル拡散）され、図８
（Ｂ）に示す信号として送出される。なお、ここでは図
示及び説明の便宜上、信号をロウ・ハイの２値的に示し
ているが、実際には種々の周波数成分を含む信号である
点に注意されたい。

【００２９】そして、第１チャンネルの復調器７０側に
おいて、上記掛け算回路７７で、ビット付加符号発生回
路３０にて発生された図８（Ｃ）に示す０ビットシフ
ト、即ち、変調器１２０側の変調符号と同期した変調符
号で復調（掛け算）すると、図８（Ｄ）に示すように第
１ビットでは、〔図８（Ｂ）に示す第１ビット（−
１）〕×〔図８（Ｃ）に示す第１ビット（−１）〕で１
となり、又、第２ビットでは（１）×（１）で１とな
り、１の値を継続する掛け算値が得られる。そして、こ
の掛け算値を上記積分器７４で積分すると図８（Ｅ）に
示されているように元のレベル７に相当する信号が得ら
れる。このようにして復調された信号は、変調符号発生
器のＣＬ端子からのクリア信号に基づき、変調符号の一
周期毎にリセット回路７６によってリセットされる。

【００３０】ここで、第１チャンネルの信号の第２チャ
ンネルへの干渉、即ち、０ビットシフト変調符号で変調
された図８（Ｂ）に示す上記信号を、１ビットシフトし
た変調符号で図７（Ｃ）に示す第２チャンネル側の復調
器７０’側で復調（掛け算）する場合について更に説明
を続ける。先ず、上記変調された信号を変調符号発生器
で発生された図８（Ｆ）に示す１ビットシフトした変調
符号（１０１１１００１）で復調（掛け算）すると、図
８（Ｇ）に示すように第１ビットでは〔図８（Ｂ）に示
す第１ビット（−１）〕×〔図８（Ｆ）に示す第１ビッ
ト（１）〕で−１となり、第２ビットでは（１）×（−
１）で−１となり、第３ビットでは（１）×（１）で１
となり、第４ビットでは（１）×（１）で１となり、第
５ビットでは（−１）×（１）で−１となり、第６ビッ
トでは（−１）×（−１）で１となり、第７ビットでは
（１）×（−１）で−１となり、第８ビットでは（１）
×（１）で１となる掛け算値が得られ、これを変調符号
の１周期毎に繰り返す。この掛け算値を積分器７４’に
て積分すると図８（Ｈ）に示されているように第１ビッ
トではレベル−１（ここで、レベル１とは上述したよう
にレベル７のハイレベルの信号の１／７の値を意味し、
レベル−１とはレベル１の極性が反転した信号を意味す
る）となり、第２ビットではレベル−２となり、第３ビ
ットではレベル−１となり、第４ビットではレベル０と
なり、第５ビットではレベル−１となり、第６ビットで
はレベル０となり、第７ビットではレベル１となり、第
８ビットではレベル０となる。即ち、復調される信号の
レベルは０となる。以上説明したようにこの実施例で
は、第２チャンネル側で、元の変調符号から１ビットシ
フトした変調符号にて第１チャンネル側の信号を復調し
たとしても、０ビットシフトと１ビットシフトとの相関
がゼロであるため出力は０となり、全く干渉が生じな
い。

【００３１】上述したように本実施例では、各チャンネ
ル間の干渉が無いため、従来５１１以上の長い変調符号
を用いていたのに対して、短いビット長の変調符号を用
いて伝送を行うことが可能となる。また、従来５１１ビ
ット長の変調符号を用いて、その内の数１０種類の変調
符号のみ符号多重化に使用可能であったのに対して、本
実施例では、ビット長に応じて理論的に可能な数まで多
重化が可能となる。例えば、７ビット長（０ビットが付
加された８ビット長）においては７チャンネルの多重化
が行え、５１２ビット長を用いた場合には５１１チャン
ネルの多重化が可能となる。

【００３２】また、この実施例では、図３に示すように
ビット付加符号発生回路３０を１チップのＩＣで構成す
る例を挙げたが、送受信機全体を１チップのＩＣで構成
することも好適である。即ち、２チャンネル（上り及び
下り）の送受信用に１対のＩＣから成る送受信機を用意
し、一方を制御装置に付加すると共に、他方を被制御装
置側に組み込むことにより、２チャンネルの信号の送受
が可能となる。更に、このように２チャンネル分の送受
信機を一対のＩＣチップで構成することにより、回線
（チャンネル）数の増設に簡単に対応できるようにな
る。

【００３３】更に、この実施例では、変調符号の第８ビ
ットのタイミングに同期させて、キャリア周波数成分を
抑圧したが、この抑圧のタイミングは、送信側でスペク
トル拡散を行う変調符号との同期が取れていれば、いか
なるタイミングにおいても行うことができる。

【００３４】この実施例の方式ではノイズに非常に強い
スペクトル拡散通信を用いるため、従来の無線伝送が不
可能であった箇所でも無線による情報の伝送が可能にな
る。即ち、高出力高周波発生器等のノイズ発生源の存在
により一定量のノイズ（Ｎ）分が常に存在するが、電波
法等の制限により信号強度（Ｓ）を一定以上にすること
ができない場合に、Ｓ／Ｎの関係で従来の時分割或いは
周波数分割では無線伝送が不可能なことがあった。しか
しながら、本実施例の非干渉スペクトル拡散通信方式を
用いればこのような適用箇所でも無線による信号の伝送
が可能になる。また、実施例では、広い周波数帯域を必
要とするスペクトル拡散による無線通信を行うが、スペ
クトル拡散通信では、電波法等による規制を受けるレベ
ル以下の電力で通信が可能なので、特定のビル内等限ら
れた空間において好適に用いることができ、これにより
従来用いられていた情報伝送用バスラインを廃止するこ
とができる。なお、この実施例では、シリアルなデータ
を多重化する例を挙げたが、本発明は音声等のアナログ
の情報を多重化して無線伝送することも可能である。

【００３５】次に本発明の変調符号の形式について以下
説明する。上述した実施例においては、Ｍ系列変調符号
の最終部分に１ビットを付加する例を挙げたが、本発明
はこれに限定されず、広くスペクトル拡散通信に用いら
れる変調符号に適用可能である。即ち、Ｍ系列以外の線
型帰還シフトレジスタ（ＬＦＳＲ）を用いるＬＦＳＲ系
列変調符号にも適用することができる。例えば、周期Ｎ
が等しい２つの異なるＭ系列、ｕとｖ＝ｕ〔ｑ〕をビッ
ト毎にmod ２の加算（合成）して得られる周期ＮのＬＦ
ＳＲ系列であるＧｏｌｄ系列、平衡Ｇｏｌｄ系列、又、
小セットと大セットに分けることができる嵩系列、或い
は、互いに素な関係にある周期をもつ複数のＭ系列を合
成して得られる周期が元のＭ系列の周期の積と等しいＪ
ＰＬ系列等である。

【００３６】更に、この線型帰還シフトレジスタ（ＬＦ
ＳＲ）を用いない変調符号であっても、２レベルの自己
相関を有する２値系列（２レベル系列）へ適用すること
ができる。例えば、周期Ｎ＝４ｔ−１が素数となる系列
である平方剰余系列、素数ｐと素数ｐ＋２に対し周期Ｎ
＝ｐ（ｐ＋２）となる系列である双素数系列、整数ｎに
対して周期Ｎ＝４ｎ²＋２７が素数となる系列であるＨ
ａｌｌ系列、或いは、ｋ段Ｍ系列発生器にＮＯＲの非線
形フィードバックをつけることにより生成され、周期が
２^kであり１周期中に全てのｋビットのパターンを含む
全周期系列等である。

【００３７】また更に、ＬＦＳＲ系列に非線形フィード
フォワード理論操作を加えることにより、線形複雑度を
高めたＧＭＷ系列（Gordon,Mills、and Weich ）にも本
発明を適用することができる。なお、Ｍ系列の変調符号
においては、ビットシフトした変調符号相互において自
己相関をゼロにするために最終部分に「１」を１ビット
付加したが、上記各種の符号系列においては、相関をゼ
ロにするために１ビット付加する場合もあれば、２ビッ
ト付加する場合もあり得る。例えば、Ｇｏｌｄ系列にお
いては２以上のビットを付加することにより自己相関を
ゼロにする場合が生じる。

【００３８】前述したように、従来は、スペクトル拡散
通信において符号多重する場合には５１１ビット程度の
変調符号を用い、ビット数を多くすることによりチャン
ネル間の干渉を小さくしていた（５１１分の１にす
る）。また、５１１ビットの変調符号をビットシフトさ
せることにより５１１種類の変調符号が存在し、５１１
チャンネルの通信が理論的に可能であっても、上記干渉
を避けるために５１１種類中の数１０種類のみを変調符
号として用い、干渉を５１１分の数１０程度に押さえて
いた。これに対して、以上説明したように実施例によれ
ば、チャンネル間において干渉が発生しないので、短い
ビット長の変調符号を使用することが可能となる。この
ため、正弦状に変化する信号や音声等のアナログ信号等
を変調する場合でも、低いクロック周波数で変調が可能
となるので回路設計が容易になり、通信帯域を狭めるこ
とができる。また、理論的に使用可能なチャンネル数を
全て使用して多重化を行うことが可能となるため、従来
の低かったチャンネル用効率を高めることができる。

【００３９】また、上述した実施例では、ビットバラン
スを崩したＭ系列変調符号を用いるため、直流分が多く
なり、送信信号のキャリア周波数成分が高くなる。ここ
で、送信側にて、Ｍ系列変調符号の最終ビットにおいて
キャリア周波数を抑圧する。そして、受信側にて、該抑
圧されたキャリア周波数成分の受信タイミングにてＭ系
列変調符号の最終ビットのタイミングを検出し、このタ
イミングに基づき送信側のＭ系列変調符号との同期を取
ることができる。このため、従来複雑な回路で変調符号
の同期を取っていたのに対して、簡単な回路構成で正確
に同期を保つことができるため、受信機を安価に構成す
ることが可能となる。

【００４０】

【発明の効果】本発明のスペクトル拡散通信方法及びそ
の装置においては、ビットシフトさせた変調符号間の相
関がゼロになるため多重チャンネル間において干渉が発
生しない。このため、短いビット長の変調符号を使用し
て信号を変調することが可能となり、多重化のコストを
著しく軽減することができる。

【００４１】また、本発明では、受信側で、送信側の変
調符号との同期が容易に取れるため、変調符号の同期外
れによって受信不能となることがないと共に、受信装置
を廉価に構成できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係るＭ系列の変調符号の波
形図である。

【図２】本発明の実施例に係る変調器を示すブロック図
である。

【図３】本発明の実施例に係るビット付加符号発生回路
のブロック図である。

【図４】図２に示す送信信号の周波数成分を示すグラフ
である。

【図５】本発明の実施例の変調符号復調回路のブロック
図である。

【図６】図５に示す変調符号復調回路の波形図である。

【図７】本発明の実施例に係る復調器のブロック図であ
る。

【図８】実施例の変調時及び復調時の波形図である。

【図９】従来技術のＭ系列変調符号の波形図である。

【符号の説明】

２４シフトレジスタ３２、３４、３８、４０掛け算器３０ビット付加符号発生回路５０変調符号復調回路７０復調器１２０変調器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者稲津稔愛知県名古屋市天白区久方二丁目12番地１豊田工業大学内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変調符号を複数パターン用いて符号多重
化する非干渉スペクトル拡散通信において、変調符号間の相関をゼロにすると共に、変調符号のビッ
トバランスを崩すために＋１ビット信号を付加した変調
符号を用い、送信側にて、上記変調符号によって変調を行い、該変調
符号のタイミングと同期を取りキャリア周波数成分を抑
圧して信号の送出を行い、受信側にて、該抑圧されたキャリア周波数成分の受信タ
イミングに基づき送信側の変調符号との同期を取ること
を特徴とする非干渉スペクトル拡散通信方法。
【請求項２】ビットシフトさせた複数のＭ系列の変調
符号を用いて符号多重化する非干渉スペクトル拡散通信
方法において、変調符号間の相関をゼロにすると共に、変調符号のビッ
トバランスを崩すために＋１ビット信号を付加したＭ系
列の変調符号を用い、送信側にて、上記Ｍ系列変調符号によって変調を行い、
該Ｍ系列変調符号のタイミングと同期を取りキャリア周
波数成分を抑圧して信号の送出を行い、受信側にて、該抑圧されたキャリア周波数成分の受信タ
イミングに基づき送信側のＭ系列変調符号との同期を取
ることを特徴とする非干渉スペクトル拡散通信方法。
【請求項３】ビットシフトさせた複数のＭ系列の変調
符号を用いて符号多重化する非干渉スペクトル拡散通信
装置において、変調符号間の相関をゼロにすると共に、変調符号のビッ
トバランスを崩すために＋１ビット信号を付加したＭ系
列の変調符号を用い、送信機にて、上記Ｍ系列変調符号によって変調を行い、
該Ｍ系列変調符号のタイミングと同期を取りキャリア周
波数成分を抑圧して信号の送出を行い、受信機にて、該抑圧されたキャリア周波数成分の受信タ
イミングに基づき送信側のＭ系列変調符号との同期を取
ることを特徴とする非干渉スペクトル拡散通信装置。