JPH08335925A - スペクトル拡散信号復調装置 - Google Patents
スペクトル拡散信号復調装置Info
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- JPH08335925A JPH08335925A JP7163095A JP16309595A JPH08335925A JP H08335925 A JPH08335925 A JP H08335925A JP 7163095 A JP7163095 A JP 7163095A JP 16309595 A JP16309595 A JP 16309595A JP H08335925 A JPH08335925 A JP H08335925A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 復調側で逆拡散回路を２個もつオフセットＱ
ＰＳＫスペクトル拡散信号の復調装置を提供することを
目的とする。 【構成】 Ｉ側及びＱ側受信信号は、送信側の拡散符号
と同一の逆拡散符号Ｓ（ｔ）、及びこれを拡散符号速度
の逆数の１／２だけ遅延させた逆拡散符号Ｓ（ｔ＋Ｔｃ
／２）を用いて逆拡散回路（８、９）により逆拡散す
る。それらの出力はバンドパスフィルタ（１０、１１）
を通り、Ｉ側の信号は拡散符号速度の逆数の１／２だけ
遅延させ、合成回路（１３）により合成する。合成回路
（１３）の出力は通常のＱＰＳＫ復調器（１４）により
復調される。前記逆拡散符号のクロックは、前記バンド
パスフィルタ（１０、１１）の出力の包絡線検波（１
８、１９）の差（２０）によりループフィルタ（２１）
及びＶＣＯ（２２）を介して制御される。
ＰＳＫスペクトル拡散信号の復調装置を提供することを
目的とする。 【構成】 Ｉ側及びＱ側受信信号は、送信側の拡散符号
と同一の逆拡散符号Ｓ（ｔ）、及びこれを拡散符号速度
の逆数の１／２だけ遅延させた逆拡散符号Ｓ（ｔ＋Ｔｃ
／２）を用いて逆拡散回路（８、９）により逆拡散す
る。それらの出力はバンドパスフィルタ（１０、１１）
を通り、Ｉ側の信号は拡散符号速度の逆数の１／２だけ
遅延させ、合成回路（１３）により合成する。合成回路
（１３）の出力は通常のＱＰＳＫ復調器（１４）により
復調される。前記逆拡散符号のクロックは、前記バンド
パスフィルタ（１０、１１）の出力の包絡線検波（１
８、１９）の差（２０）によりループフィルタ（２１）
及びＶＣＯ（２２）を介して制御される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、耐干渉性・与干渉性・
秘匿性に優れ、移動体通信や無線ＬＡＮシステム等に有
効であるスペクトル拡散方式の利用に適する。
秘匿性に優れ、移動体通信や無線ＬＡＮシステム等に有
効であるスペクトル拡散方式の利用に適する。
【０００２】
【従来の技術】非線形回線においてＱＰＳＫ変調よりも
スペクトルの広がりの小さいオフセットＱＰＳＫ変調を
採用すると、周波数の有効利用および出力アンプの小型
化が実現できる。オフセットＱＰＳＫ変調を施したスペ
クトル拡散信号を受信する場合、従来技術ではオフセッ
トＱＰＳＫ変調信号は遅延検波による復調ができないこ
とから、受信した信号を同期検波回路（図２の２３）に
より復調しＩおよびＱベースバンド信号に分離した後、
Ｉ側ベースバンド信号を拡散符号速度の逆数の１／２遅
延させる遅延回路（図２の２４）で遅延させ、Ｉ側は遅
延回路（図２の２４）の出力を、Ｑ側は同期検波回路
（図２の２３）出力を逆拡散符号発生回路（図２の３
１）で生成した遅延時間差０の逆拡散符号を乗じて逆拡
散回路（図２の２５および２６）、によりそれぞれ逆拡
散し、それらの出力をそれぞれＬＰＦ（図２の２７およ
び２８）に入力して高調波および雑音成分を除去し、送
信データを得る（図２の２９および３０）。さらに逆拡
散符号同期保持のためディレーロックループ（ＤＬＬ）
が採用される。従来のディレーロックループは、逆拡散
符号の遅延時間差０の逆拡散に加えて、逆拡散符号発生
回路（図２の３１）で生成した遅延時間差０から拡散符
号速度の逆数の１／２だけ遅延時間の前後する２つの逆
拡散符号により、同期検波回路（図２の２３）のＱ側出
力を逆拡散回路（図２の３２および３３）によりそれぞ
れ逆拡散し、これらの出力をＬＰＦ（図２の３４および
３５）に入力して高調波および雑音成分を除去し、これ
らのＬＰＦの出力の差分をとる差分回路（図２の３６）
の出力をループフィルタ（図２の３７）に入力して平滑
化し、Ｓ曲線（図３の破線）を生成する。このＳ曲線は
線形特性を有する範囲内で、逆拡散符号の遅延時間差が
常に０となるように、逆拡散符号発生回路（図２の３
１）を駆動するクロックを生成するＶＣＯ（図２の３
８）をフィードバック制御して、逆拡散符号同期を保持
する。
スペクトルの広がりの小さいオフセットＱＰＳＫ変調を
採用すると、周波数の有効利用および出力アンプの小型
化が実現できる。オフセットＱＰＳＫ変調を施したスペ
クトル拡散信号を受信する場合、従来技術ではオフセッ
トＱＰＳＫ変調信号は遅延検波による復調ができないこ
とから、受信した信号を同期検波回路（図２の２３）に
より復調しＩおよびＱベースバンド信号に分離した後、
Ｉ側ベースバンド信号を拡散符号速度の逆数の１／２遅
延させる遅延回路（図２の２４）で遅延させ、Ｉ側は遅
延回路（図２の２４）の出力を、Ｑ側は同期検波回路
（図２の２３）出力を逆拡散符号発生回路（図２の３
１）で生成した遅延時間差０の逆拡散符号を乗じて逆拡
散回路（図２の２５および２６）、によりそれぞれ逆拡
散し、それらの出力をそれぞれＬＰＦ（図２の２７およ
び２８）に入力して高調波および雑音成分を除去し、送
信データを得る（図２の２９および３０）。さらに逆拡
散符号同期保持のためディレーロックループ（ＤＬＬ）
が採用される。従来のディレーロックループは、逆拡散
符号の遅延時間差０の逆拡散に加えて、逆拡散符号発生
回路（図２の３１）で生成した遅延時間差０から拡散符
号速度の逆数の１／２だけ遅延時間の前後する２つの逆
拡散符号により、同期検波回路（図２の２３）のＱ側出
力を逆拡散回路（図２の３２および３３）によりそれぞ
れ逆拡散し、これらの出力をＬＰＦ（図２の３４および
３５）に入力して高調波および雑音成分を除去し、これ
らのＬＰＦの出力の差分をとる差分回路（図２の３６）
の出力をループフィルタ（図２の３７）に入力して平滑
化し、Ｓ曲線（図３の破線）を生成する。このＳ曲線は
線形特性を有する範囲内で、逆拡散符号の遅延時間差が
常に０となるように、逆拡散符号発生回路（図２の３
１）を駆動するクロックを生成するＶＣＯ（図２の３
８）をフィードバック制御して、逆拡散符号同期を保持
する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】オフセットＱＰＳＫ変
調信号は遅延検波による復調ができない。さらにオフセ
ットＱＰＳＫ変調を施した広帯域なスペクトル拡散信号
を直接同期検波する場合、同期検波のキャリア再生回路
は低Ｃ／Ｎ条件下で動作しなければならず、同期検波が
困難であった。また、同期検波できた場合にディレーロ
ックループで逆拡散符号同期を保持するには、同期検波
後のベースバンドＩ，Ｑ信号を逆拡散符号遅延時間差０
の逆拡散符号でそれぞれ逆拡散して送信されたＩ，Ｑ信
号（原データ）を得る２つの逆拡散に加えて、遅延時間
差０から拡散符号速度の逆数の１／２だけ遅延時間の前
後する２つの逆拡散符号により逆拡散した信号の差分で
Ｓ曲線を生成し、このＳ曲線で逆拡散符号の遅延時間差
が常に０となるようにこれらの逆拡散符号を駆動するク
ロックを生成するＶＣＯをフィードバック制御するの
で、復調器全体で４つの逆拡散回路（相関器）を持つ必
要があり復調回路規模が増大する問題がある。
調信号は遅延検波による復調ができない。さらにオフセ
ットＱＰＳＫ変調を施した広帯域なスペクトル拡散信号
を直接同期検波する場合、同期検波のキャリア再生回路
は低Ｃ／Ｎ条件下で動作しなければならず、同期検波が
困難であった。また、同期検波できた場合にディレーロ
ックループで逆拡散符号同期を保持するには、同期検波
後のベースバンドＩ，Ｑ信号を逆拡散符号遅延時間差０
の逆拡散符号でそれぞれ逆拡散して送信されたＩ，Ｑ信
号（原データ）を得る２つの逆拡散に加えて、遅延時間
差０から拡散符号速度の逆数の１／２だけ遅延時間の前
後する２つの逆拡散符号により逆拡散した信号の差分で
Ｓ曲線を生成し、このＳ曲線で逆拡散符号の遅延時間差
が常に０となるようにこれらの逆拡散符号を駆動するク
ロックを生成するＶＣＯをフィードバック制御するの
で、復調器全体で４つの逆拡散回路（相関器）を持つ必
要があり復調回路規模が増大する問題がある。
【０００４】本発明は２個の逆拡散回路のみで動作する
オフセットＱＰＳＫスペクトル拡散信号の復調装置を提
供することを目的とする。
オフセットＱＰＳＫスペクトル拡散信号の復調装置を提
供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明の特徴は、送信側でＩチャネル及びＱチャネル
の２系列のディジタル信号に拡散符号Ａを乗じて帯域拡
散したＩ側拡散信号及びＱ側拡散信号を各々生成し、該
Ｉ側拡散信号と、該Ｑ側拡散信号を拡散符号速度の逆数
の１／２遅延させたＱ側遅延拡散信号とで直交搬送波を
変調するオフセットＱＰＳＫ変調を施したスペクトル拡
散信号を復調するスペクトル拡散信号復調装置におい
て、受信側で送信側の前記拡散符号Ａと同一のＩ側逆拡
散符号と前記拡散符号Ａを前記拡散符号速度の逆数の１
／２だけ遅延させたＱ側逆拡散符号を出力する逆拡散符
号発生手段と、前記オフセットＱＰＳＫ変調を施したス
ペクトル拡散信号である受信信号とＩ側逆拡散符号の積
を出力するＩ側逆拡散手段と、前記受信信号と前記Ｑ側
逆拡散符号の積を出力するＱ側逆拡散手段と、前記Ｉ側
逆拡散手段の出力のうち広帯域信号成分を除去して狭帯
域Ｉ信号成分をとるＩ側バンドパスフィルタと、前記Ｑ
側逆拡散手段の出力のうち広帯域信号成分を除去して狭
帯域Ｑ信号成分をとるＱ側バンドパスフィルタと、前記
Ｉ側バンドパスフィルタの出力を前記拡散符号速度の逆
数の１／２だけ遅延させるＩ側遅延手段と、前記Ｉ側遅
延手段の出力とＱ側バンドパスフィルタの出力を合成す
る合成手段と、該合成手段の出力を復調してＩ側復調デ
ータ及びＱ側復調データを提供するＱＰＳＫ復調手段
と、前記Ｉ側バンドパスフィルタの出力を包絡線検波す
るＩ側包絡線検波手段と、前記Ｑ側バンドパスフィルタ
の出力を包絡線検波するＱ側包絡線検波手段と、前記Ｉ
側包絡線検波手段の出力と前記Ｑ側包絡線検波手段の出
力の差分をとる差分手段と、該差分手段の出力を平滑化
するループフィルタと、該ループフィルタの出力で前記
拡散符号発生手段にフィードバックして前記Ｉ側逆拡散
符号と前記Ｑ側逆拡散符号を駆動するクロックを制御す
るＶＣＯ制御手段と、を備えたスペクトル拡散信号復調
装置にある。
の本発明の特徴は、送信側でＩチャネル及びＱチャネル
の２系列のディジタル信号に拡散符号Ａを乗じて帯域拡
散したＩ側拡散信号及びＱ側拡散信号を各々生成し、該
Ｉ側拡散信号と、該Ｑ側拡散信号を拡散符号速度の逆数
の１／２遅延させたＱ側遅延拡散信号とで直交搬送波を
変調するオフセットＱＰＳＫ変調を施したスペクトル拡
散信号を復調するスペクトル拡散信号復調装置におい
て、受信側で送信側の前記拡散符号Ａと同一のＩ側逆拡
散符号と前記拡散符号Ａを前記拡散符号速度の逆数の１
／２だけ遅延させたＱ側逆拡散符号を出力する逆拡散符
号発生手段と、前記オフセットＱＰＳＫ変調を施したス
ペクトル拡散信号である受信信号とＩ側逆拡散符号の積
を出力するＩ側逆拡散手段と、前記受信信号と前記Ｑ側
逆拡散符号の積を出力するＱ側逆拡散手段と、前記Ｉ側
逆拡散手段の出力のうち広帯域信号成分を除去して狭帯
域Ｉ信号成分をとるＩ側バンドパスフィルタと、前記Ｑ
側逆拡散手段の出力のうち広帯域信号成分を除去して狭
帯域Ｑ信号成分をとるＱ側バンドパスフィルタと、前記
Ｉ側バンドパスフィルタの出力を前記拡散符号速度の逆
数の１／２だけ遅延させるＩ側遅延手段と、前記Ｉ側遅
延手段の出力とＱ側バンドパスフィルタの出力を合成す
る合成手段と、該合成手段の出力を復調してＩ側復調デ
ータ及びＱ側復調データを提供するＱＰＳＫ復調手段
と、前記Ｉ側バンドパスフィルタの出力を包絡線検波す
るＩ側包絡線検波手段と、前記Ｑ側バンドパスフィルタ
の出力を包絡線検波するＱ側包絡線検波手段と、前記Ｉ
側包絡線検波手段の出力と前記Ｑ側包絡線検波手段の出
力の差分をとる差分手段と、該差分手段の出力を平滑化
するループフィルタと、該ループフィルタの出力で前記
拡散符号発生手段にフィードバックして前記Ｉ側逆拡散
符号と前記Ｑ側逆拡散符号を駆動するクロックを制御す
るＶＣＯ制御手段と、を備えたスペクトル拡散信号復調
装置にある。
【０００６】
【作用】本発明のスペクトル拡散信号復調回路では、オ
フセットＱＰＳＫ変調を施したスペクトル拡散信号を受
信した後、Ｉ側、Ｑ側それぞれの逆拡散符号を乗算する
と、Ｉ側では逆拡散された所望の狭帯域Ｉ信号成分と広
帯域なままのＱ信号成分が、Ｑ側では逆拡散された所望
の狭帯域Ｑ信号成分と広帯域なままのＩ信号成分が生成
される。ここで両側の広帯域信号成分はそれぞれ干渉波
となることから、バンドパスフィルタによりこれらの広
帯域信号成分を除去することにより、逆拡散された所望
の狭帯域信号のみを抽出し、Ｉ側信号を拡散符号速度の
逆数の１／２遅延させ合成してから復調するので、復調
器は拡散利得分だけ高いＣ／Ｎで動作可能となる。また
合成した信号は単純なＱＰＳＫ信号であるので、同期検
波だけでなく遅延検波によっても復調可能となる。さら
に、オフセットＱＰＳＫ変調信号はＩ信号とＱ信号が拡
散符号速度の逆数の１／２だけ互いに前後しているの
で、Ｉ側およびＱ側の逆拡散後の包絡線検波器出力（自
己相関特性）が逆拡散符号遅延時間差０〜＋（拡散符号
速度の逆数の１／２）或いは−（拡散符号速度の逆数の
１／２）〜０の間で大きな値を示すことから、これらの
差分をとることにより直接Ｓ曲線が生成できる。従っ
て、従来のディレーロックループのように遅延時間差０
から拡散符号速度の逆数の１／２だけ遅延時間の前後す
る２つの逆拡散符号により逆拡散操作を行う必要がない
ため、本発明による回路では従来に比べ少ない逆拡散回
路数（相関器数）でディレーロックループによる同期保
持が可能で、復調回路規模が削減できる。
フセットＱＰＳＫ変調を施したスペクトル拡散信号を受
信した後、Ｉ側、Ｑ側それぞれの逆拡散符号を乗算する
と、Ｉ側では逆拡散された所望の狭帯域Ｉ信号成分と広
帯域なままのＱ信号成分が、Ｑ側では逆拡散された所望
の狭帯域Ｑ信号成分と広帯域なままのＩ信号成分が生成
される。ここで両側の広帯域信号成分はそれぞれ干渉波
となることから、バンドパスフィルタによりこれらの広
帯域信号成分を除去することにより、逆拡散された所望
の狭帯域信号のみを抽出し、Ｉ側信号を拡散符号速度の
逆数の１／２遅延させ合成してから復調するので、復調
器は拡散利得分だけ高いＣ／Ｎで動作可能となる。また
合成した信号は単純なＱＰＳＫ信号であるので、同期検
波だけでなく遅延検波によっても復調可能となる。さら
に、オフセットＱＰＳＫ変調信号はＩ信号とＱ信号が拡
散符号速度の逆数の１／２だけ互いに前後しているの
で、Ｉ側およびＱ側の逆拡散後の包絡線検波器出力（自
己相関特性）が逆拡散符号遅延時間差０〜＋（拡散符号
速度の逆数の１／２）或いは−（拡散符号速度の逆数の
１／２）〜０の間で大きな値を示すことから、これらの
差分をとることにより直接Ｓ曲線が生成できる。従っ
て、従来のディレーロックループのように遅延時間差０
から拡散符号速度の逆数の１／２だけ遅延時間の前後す
る２つの逆拡散符号により逆拡散操作を行う必要がない
ため、本発明による回路では従来に比べ少ない逆拡散回
路数（相関器数）でディレーロックループによる同期保
持が可能で、復調回路規模が削減できる。
【０００７】
【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。
る。
【０００８】図１は、本発明の一実施例に係わるスペク
トル拡散信号の復調回路の構成を示すブロック図であ
り、各地点でのスペクトルを模式的に表している。図２
は比較のために従来型オフセットＱＰＳＫ変調スペクト
ル拡散信号復調回路の構成を示すブロック図である。図
３と図４は拡散符号に１１ｃｈｉｐ／ｓｙｍｂｏｌ（拡
散率１１倍）のＢａｋｅｒ符号を用いた場合の従来回路
の最大電力で規格化した包絡線検波器出力電力（自己相
関電力）およびＤＬＬのＶＣＯ制御用Ｓ曲線（ループフ
ィルタ出力電力）を示している。ここでＢａｋｅｒ符号
は１，−１，１，１，−１，１，１，１，−１，−１，
−１の１１ｃｈｉｐ周期のディジタル信号列である。１
ｃｈｉｐは拡散符号１ｂｉｔと等価で１ｃｈｉｐ時間を
Ｔｃとする。
トル拡散信号の復調回路の構成を示すブロック図であ
り、各地点でのスペクトルを模式的に表している。図２
は比較のために従来型オフセットＱＰＳＫ変調スペクト
ル拡散信号復調回路の構成を示すブロック図である。図
３と図４は拡散符号に１１ｃｈｉｐ／ｓｙｍｂｏｌ（拡
散率１１倍）のＢａｋｅｒ符号を用いた場合の従来回路
の最大電力で規格化した包絡線検波器出力電力（自己相
関電力）およびＤＬＬのＶＣＯ制御用Ｓ曲線（ループフ
ィルタ出力電力）を示している。ここでＢａｋｅｒ符号
は１，−１，１，１，−１，１，１，１，−１，−１，
−１の１１ｃｈｉｐ周期のディジタル信号列である。１
ｃｈｉｐは拡散符号１ｂｉｔと等価で１ｃｈｉｐ時間を
Ｔｃとする。
【０００９】図１において、送信側では、端子１、２に
送信すべきディジタル信号が入力する。このディジタル
信号速度は１／Ｔｂである。端子１、２の信号は速度１
／Ｔｃの拡散符号Ｓ（ｔ）によりそれぞれＩ側およびＱ
側帯域拡散器３、４で速度１／Ｔｃの信号に帯域拡散さ
れる。Ｑ側帯域拡散器４で拡散された信号は遅延回路５
に入力され、拡散符号速度１／Ｔｃの逆数の１／２（Ｔ
ｃ／２）だけ遅延する。帯域拡散器３の出力と遅延回路
５の出力は速度１／Ｔｃで動作するＱＰＳＫ変調器６に
入力され変調される。変調器６の出力は無線伝送路７を
介して伝送される。
送信すべきディジタル信号が入力する。このディジタル
信号速度は１／Ｔｂである。端子１、２の信号は速度１
／Ｔｃの拡散符号Ｓ（ｔ）によりそれぞれＩ側およびＱ
側帯域拡散器３、４で速度１／Ｔｃの信号に帯域拡散さ
れる。Ｑ側帯域拡散器４で拡散された信号は遅延回路５
に入力され、拡散符号速度１／Ｔｃの逆数の１／２（Ｔ
ｃ／２）だけ遅延する。帯域拡散器３の出力と遅延回路
５の出力は速度１／Ｔｃで動作するＱＰＳＫ変調器６に
入力され変調される。変調器６の出力は無線伝送路７を
介して伝送される。
【００１０】受信側では、無線伝送路７から受信される
信号をＩ側およびＱ側逆拡散器８、９に入力する。Ｉ側
およびＱ側逆拡散器８、９は逆拡散符号発生回路１７か
ら出力されるＩ側逆拡散符号Ｓ（ｔ）とＱ側逆拡散符号
Ｓ（ｔ＋Ｔｃ／２）で逆拡散する。Ｉ側逆拡散器８の出
力はＩ側バンドパスフィルタ１０でその広帯域成分が除
去される。Ｉ側バンドパスフィルタ１０の出力は遅延回
路１２でＴｃ／２だけ遅延する。Ｑ側逆拡散器９の出力
はＱ側バンドパスフィルタ１１でその広帯域成分が除去
される。Ｑ側バンドパスフィルタ１１の出力と遅延回路
１２の出力は合成器１３で合成される。合成器１３の出
力は速度１／ＴｂのＱＰＳＫ信号となり、速度１／Ｔｂ
で動作するＱＰＳＫ復調器１４に入力される。ＱＰＳＫ
復調器１４は同期検波および遅延検波のどちらでも良
い。ＱＰＳＫ復調器１４の出力は端子１５、１６に入力
される。端子１５、１６から出力される信号速度は端子
１、２に入力された信号の速度１／Ｔｂに等しい。ま
た、Ｉ側およびＱ側バンドパスフィルタ１０、１１の出
力はそれぞれＩ側およびＱ側包絡線検波器１８、１９に
入力される。Ｉ側およびＱ側包絡線検波器１８、１９の
出力（図３の実線）は差分器２０に入力される。差分器
２０はＩ側およびＱ側包絡線検波器１８、１９の出力の
差分を出力する。差分器２０の出力はループフィルタ２
１に入力される。ループフィルタ２１は差分器２０の出
力を平滑化し、図４のＳ曲線特性を有する差分信号を出
力する。このＳ曲線特性を有する差分信号はＶＣＯ２２
に入力し、逆拡散符号遅延時間差が常に０になるように
逆拡散符号発生回路１７を駆動するクロックを生成する
ＶＣＯ２２をフィードバック制御して、逆拡散符号同期
を保持するディレーロックループを実現する。
信号をＩ側およびＱ側逆拡散器８、９に入力する。Ｉ側
およびＱ側逆拡散器８、９は逆拡散符号発生回路１７か
ら出力されるＩ側逆拡散符号Ｓ（ｔ）とＱ側逆拡散符号
Ｓ（ｔ＋Ｔｃ／２）で逆拡散する。Ｉ側逆拡散器８の出
力はＩ側バンドパスフィルタ１０でその広帯域成分が除
去される。Ｉ側バンドパスフィルタ１０の出力は遅延回
路１２でＴｃ／２だけ遅延する。Ｑ側逆拡散器９の出力
はＱ側バンドパスフィルタ１１でその広帯域成分が除去
される。Ｑ側バンドパスフィルタ１１の出力と遅延回路
１２の出力は合成器１３で合成される。合成器１３の出
力は速度１／ＴｂのＱＰＳＫ信号となり、速度１／Ｔｂ
で動作するＱＰＳＫ復調器１４に入力される。ＱＰＳＫ
復調器１４は同期検波および遅延検波のどちらでも良
い。ＱＰＳＫ復調器１４の出力は端子１５、１６に入力
される。端子１５、１６から出力される信号速度は端子
１、２に入力された信号の速度１／Ｔｂに等しい。ま
た、Ｉ側およびＱ側バンドパスフィルタ１０、１１の出
力はそれぞれＩ側およびＱ側包絡線検波器１８、１９に
入力される。Ｉ側およびＱ側包絡線検波器１８、１９の
出力（図３の実線）は差分器２０に入力される。差分器
２０はＩ側およびＱ側包絡線検波器１８、１９の出力の
差分を出力する。差分器２０の出力はループフィルタ２
１に入力される。ループフィルタ２１は差分器２０の出
力を平滑化し、図４のＳ曲線特性を有する差分信号を出
力する。このＳ曲線特性を有する差分信号はＶＣＯ２２
に入力し、逆拡散符号遅延時間差が常に０になるように
逆拡散符号発生回路１７を駆動するクロックを生成する
ＶＣＯ２２をフィードバック制御して、逆拡散符号同期
を保持するディレーロックループを実現する。
【００１１】図３において、逆拡散符号遅延時間差がＩ
側で０〜＋０．５ｃｈｉｐ、Ｑ側で−０．５ｃｈｉｐ〜
０の区間で自己相関特性は比較的に高い値を示す。発明
回路ではこれらの差分をとることにより図４のＳ曲線が
生成できる。
側で０〜＋０．５ｃｈｉｐ、Ｑ側で−０．５ｃｈｉｐ〜
０の区間で自己相関特性は比較的に高い値を示す。発明
回路ではこれらの差分をとることにより図４のＳ曲線が
生成できる。
【００１２】図４において、発明回路では逆拡散符号遅
延時間差が−０．５ｃｈｉｐ〜＋０．５ｃｈｉｐの区間
で線形特性が得られる。従って、従来回路と同様にこの
区間内で逆拡散符号遅延時間差が常に０になるように、
このＳ曲線により逆拡散符号を駆動するクロックを生成
するＶＣＯをフィードバック制御して、逆拡散符号同期
が保持される。
延時間差が−０．５ｃｈｉｐ〜＋０．５ｃｈｉｐの区間
で線形特性が得られる。従って、従来回路と同様にこの
区間内で逆拡散符号遅延時間差が常に０になるように、
このＳ曲線により逆拡散符号を駆動するクロックを生成
するＶＣＯをフィードバック制御して、逆拡散符号同期
が保持される。
【００１３】本実施例では拡散符号として拡散率１１倍
のＢａｋｅｒ符号を例として説明したが、本発明は他の
拡散率、拡散符号においても同様に実施可能である。
のＢａｋｅｒ符号を例として説明したが、本発明は他の
拡散率、拡散符号においても同様に実施可能である。
【００１４】以上説明したように、本発明によれば、オ
フセットＱＰＳＫ変調されたスペクトル拡散信号を復調
する場合、逆拡散の後にＱＰＳＫ変調信号に変換してか
ら復調することから高Ｃ／Ｎ環境下で同期検波および遅
延検波のどちらも適用可能で、かつオフセットＱＰＳＫ
変調信号はＩ信号とＱ信号が拡散符号速度の逆数の１／
２だけ前後しているので、Ｉ側およびＱ側の逆拡散後の
包絡線検波器出力の差分から逆拡散符号を駆動するクロ
ックの位相（遅延時間）を制御するＳ曲線が生成される
ので、従来のように遅延時間差０から拡散符号速度の逆
数の１／２だけ遅延時間の前後する２つの逆拡散符号で
逆拡散する必要がないため、少ない逆拡散回路数でディ
レーロックループによる逆拡散符号同期を保持が可能
で、復調回路規模を削減できることから、本発明回路を
スペクトル拡散通信に実施してその効果は大きい。
フセットＱＰＳＫ変調されたスペクトル拡散信号を復調
する場合、逆拡散の後にＱＰＳＫ変調信号に変換してか
ら復調することから高Ｃ／Ｎ環境下で同期検波および遅
延検波のどちらも適用可能で、かつオフセットＱＰＳＫ
変調信号はＩ信号とＱ信号が拡散符号速度の逆数の１／
２だけ前後しているので、Ｉ側およびＱ側の逆拡散後の
包絡線検波器出力の差分から逆拡散符号を駆動するクロ
ックの位相（遅延時間）を制御するＳ曲線が生成される
ので、従来のように遅延時間差０から拡散符号速度の逆
数の１／２だけ遅延時間の前後する２つの逆拡散符号で
逆拡散する必要がないため、少ない逆拡散回路数でディ
レーロックループによる逆拡散符号同期を保持が可能
で、復調回路規模を削減できることから、本発明回路を
スペクトル拡散通信に実施してその効果は大きい。
【図１】本発明の実施例のブロック図である。
【図２】従来回路の実施例のブロック図である。
【図３】拡散符号に１１ｃｈｉｐ／ｓｙｍｂｏｌのＢａ
ｋｅｒ符号を用いた場合の従来回路の最大電力で規格化
した包絡線検波器出力（自己相関電力）である。
ｋｅｒ符号を用いた場合の従来回路の最大電力で規格化
した包絡線検波器出力（自己相関電力）である。
【図４】拡散符号に１１ｃｈｉｐ／ｓｙｍｂｏｌのＢａ
ｋｅｒ符号を用いた場合の従来回路の最大電力で規格化
したＳ曲線（ループフィルタ出力電力）である。
ｋｅｒ符号を用いた場合の従来回路の最大電力で規格化
したＳ曲線（ループフィルタ出力電力）である。
１ ディジタル信号の入力端子（ＩＤＡＴＡ） ２ ディジタル信号の入力端子（ＱＤＡＴＡ） ３ Ｉ側拡散器 ４ Ｑ側拡散器 ５ 遅延回路 ６ ＱＰＳＫ変調器 ７ 無線伝送路 ８ Ｉ側逆拡散器 ９ Ｑ側逆拡散器 １０ Ｉ側バンドパスフィルタ １１ Ｑ側バンドパスフィルタ １２ 遅延回路 １３ 合成器 １４ ＱＰＳＫ復調器 １５ 出力端子（ＩＤＡＴＡ） １６ 出力端子（ＱＤＡＴＡ） １７ 逆拡散符号発生回路 １８ Ｉ側包絡線検波器 １９ Ｑ側包絡線検波器 ２０ 差分器 ２１ ループフィルタ ２２ ＶＣＯ ２３ オフセットＱＰＳＫ同期検波復調器 ２４ 遅延回路 ２５ Ｉ側逆拡散器 ２６ Ｑ側逆拡散器 ２７ Ｉ側ＬＰＦ ２８ Ｑ側ＬＰＦ ２９ 出力端子（ＩＤＡＴＡ） ３０ 出力端子（ＱＤＡＴＡ） ３１ 逆拡散符号発生回路 ３２ −Ｔｃ／２側逆拡散器 ３３ ＋Ｔｃ／２側逆拡散器 ３４ −Ｔｃ／２側ＬＰＦ ３５ ＋Ｔｃ／２側ＬＰＦ ３６ 差分器 ３７ ループフィルタ ３８ ＶＣＯ
Claims (1)
- 【請求項１】 送信側でＩチャネル及びＱチャネルの２
系列のディジタル信号に拡散符号Ａを乗じて帯域拡散し
たＩ側拡散信号及びＱ側拡散信号を各々生成し、 該Ｉ側拡散信号と、該Ｑ側拡散信号を拡散符号速度の逆
数の１／２遅延させたＱ側遅延拡散信号とで直交搬送波
を変調するオフセットＱＰＳＫ変調を施したスペクトル
拡散信号を復調するスペクトル拡散信号復調装置におい
て、 受信側で送信側の前記拡散符号Ａと同一のＩ側逆拡散符
号と前記拡散符号Ａを前記拡散符号速度の逆数の１／２
だけ遅延させたＱ側逆拡散符号を出力する逆拡散符号発
生手段と、 前記オフセットＱＰＳＫ変調を施したスペクトル拡散信
号である受信信号とＩ側逆拡散符号の積を出力するＩ側
逆拡散手段と、 前記受信信号と前記Ｑ側逆拡散符号の積を出力するＱ側
逆拡散手段と、 前記Ｉ側逆拡散手段の出力のうち広帯域信号成分を除去
して狭帯域Ｉ信号成分をとるＩ側バンドパスフィルタ
と、 前記Ｑ側逆拡散手段の出力のうち広帯域信号成分を除去
して狭帯域Ｑ信号成分をとるＱ側バンドパスフィルタ
と、 前記Ｉ側バンドパスフィルタの出力を前記拡散符号速度
の逆数の１／２だけ遅延させるＩ側遅延手段と、 前記Ｉ側遅延手段の出力とＱ側バンドパスフィルタの出
力を合成する合成手段と、 該合成手段の出力を復調してＩ側復調データ及びＱ側復
調データを提供するＱＰＳＫ復調手段と、 前記Ｉ側バンドパスフイルタの出力を包絡線検波するＩ
側包絡線検波手段と、 前記Ｑ側バンドパスフィルタの出力を包絡線検波するＱ
側包絡線検波手段と、 前記Ｉ側包絡線検波手段の出力と前記Ｑ側包絡線検波手
段の出力の差分をとる差分手段と、 該差分手段の出力を平滑化するループフィルタと、 該ループフィルタの出力で前記拡散符号発生手段にフィ
ードバックして前記Ｉ側逆拡散符号と前記Ｑ側逆拡散符
号を駆動するクロックを制御するＶＣＯ制御手段と、を
備えたことを特徴とするスペクトル拡散信号復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7163095A JPH08335925A (ja) | 1995-06-07 | 1995-06-07 | スペクトル拡散信号復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7163095A JPH08335925A (ja) | 1995-06-07 | 1995-06-07 | スペクトル拡散信号復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08335925A true JPH08335925A (ja) | 1996-12-17 |
Family
ID=15767094
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7163095A Withdrawn JPH08335925A (ja) | 1995-06-07 | 1995-06-07 | スペクトル拡散信号復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08335925A (ja) |
-
1995
- 1995-06-07 JP JP7163095A patent/JPH08335925A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020903 |