JPH08331761A - パッシブフィルタ - Google Patents
パッシブフィルタInfo
- Publication number
- JPH08331761A JPH08331761A JP7159875A JP15987595A JPH08331761A JP H08331761 A JPH08331761 A JP H08331761A JP 7159875 A JP7159875 A JP 7159875A JP 15987595 A JP15987595 A JP 15987595A JP H08331761 A JPH08331761 A JP H08331761A
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- Japan
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- capacitor
- damping
- parallel
- series
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】直列共振による高調波吸収作用を損なうことな
く並列共振による高調波拡大を抑制したパッシブフィル
タを提供するものである。 【構成】直列共振回路を形成する共振コンデンサに並列
ダンピング回路として、抵抗もしくは抵抗およびコンデ
ンサの直列接続回路を具備し、この直列接続回路に直列
に共振コンデンサを具備して構成したものである。
く並列共振による高調波拡大を抑制したパッシブフィル
タを提供するものである。 【構成】直列共振回路を形成する共振コンデンサに並列
ダンピング回路として、抵抗もしくは抵抗およびコンデ
ンサの直列接続回路を具備し、この直列接続回路に直列
に共振コンデンサを具備して構成したものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、リアクトルとコンデン
サの直列共振回路により、交流系統に存在する高調波電
流を吸収するパッシブフィルタに関するものである。
サの直列共振回路により、交流系統に存在する高調波電
流を吸収するパッシブフィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来技術を説明するため示したも
ので、11はパッシブフィルタ、２は電源リアクトル、３
は電流源、４は電源抵抗である。ここに、パッシブフィ
ルタ11は、共振コンデンサ 111，共振リアクトル 112お
よびダンピング抵抗 113からなる。かように、従来、高
調波電流吸収のためのコンデンサとリアクトルの直列共
振を利用したパッシブフィルタ11は、共振コンデンサ 1
11と共振リアクトル 112により吸収対象高調波周波数の
直列共振回路を形成して低インピーダンスとなし、ダン
ピング抵抗 113によりダンピング効果をもたせているも
のであった。
ので、11はパッシブフィルタ、２は電源リアクトル、３
は電流源、４は電源抵抗である。ここに、パッシブフィ
ルタ11は、共振コンデンサ 111，共振リアクトル 112お
よびダンピング抵抗 113からなる。かように、従来、高
調波電流吸収のためのコンデンサとリアクトルの直列共
振を利用したパッシブフィルタ11は、共振コンデンサ 1
11と共振リアクトル 112により吸収対象高調波周波数の
直列共振回路を形成して低インピーダンスとなし、ダン
ピング抵抗 113によりダンピング効果をもたせているも
のであった。
【０００３】そこで、電流源３を可変周波数一定振幅
（ここでは１Ａ）にてスイープさせると、電源リアクト
ル２に流入する電源電流Ｉｓは、あるパッシブフィルタ
定数および電源定数すなわち、電源抵抗４を５ｍΩ，電
源リアクトル２を１４５μＨ，共振コンデンサ 111を
１．５μＦ，共振リアクトル 112を４２μＨおよびダン
ピング抵抗 113を２５Ωとした場合、例えば、図５の如
き周波数特性を示すものとなる。図５おいて、横軸は周
波数Ｆ．縦軸は電源電流Ｉｓを表している。すなわち、
直列共振周波数Ｆｎが（Ｆｎ＝２０ｋＨｚ）では、電源
電流Ｉｓは（Ｉｓ＝Ｎ＝０．０６Ａ）となり、したがっ
て、残りの０．９４Ａはパッシブフィルタに吸収される
ことが示される。
（ここでは１Ａ）にてスイープさせると、電源リアクト
ル２に流入する電源電流Ｉｓは、あるパッシブフィルタ
定数および電源定数すなわち、電源抵抗４を５ｍΩ，電
源リアクトル２を１４５μＨ，共振コンデンサ 111を
１．５μＦ，共振リアクトル 112を４２μＨおよびダン
ピング抵抗 113を２５Ωとした場合、例えば、図５の如
き周波数特性を示すものとなる。図５おいて、横軸は周
波数Ｆ．縦軸は電源電流Ｉｓを表している。すなわち、
直列共振周波数Ｆｎが（Ｆｎ＝２０ｋＨｚ）では、電源
電流Ｉｓは（Ｉｓ＝Ｎ＝０．０６Ａ）となり、したがっ
て、残りの０．９４Ａはパッシブフィルタに吸収される
ことが示される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５に
示される如く反共振周波数Ｆｘ（＝９．５ｋＨｚ）で
は、電源リアクトル２，共振コンデンサ 111および共振
リアクトル 112による並列共振により、電源電流Ｉｓは
増幅されて（Ｉｓ＝Ｘ＝３３．８Ａ）となり、パッシブ
フィルタ11の共振コンデンサ 111にはかような大きな電
流が流れる。この並列共振を抑制するために、ダンピン
グ抵抗 113を小さくして反共振周波数Ｆｘでの電源電流
Ｉｓを抑制すると、直列共振周波数Ｆｎでのパッシブフ
ィルタ11の吸収効果が減少し、電源電流（Ｉｓ＝Ｎ）が
上昇するという欠点を有していた。例えば、上記定数に
おけるダンピング抵抗 113のみ変更して２５Ωから１０
Ωとすると、直列共振周波数（Ｆｎ＝２０ｋＨｚ），そ
のときの電源電流（Ｉｓ＝Ｎ＝０．１４Ａ）、反共振周
波数（Ｆｘ＝９．５ｋＨｚ），そのときの電源電流（Ｉ
ｓ＝Ｘ＝１４．６Ａ）およびそのときの共振コンデンサ
111の電流は１４．４Ａとなってしまう。
示される如く反共振周波数Ｆｘ（＝９．５ｋＨｚ）で
は、電源リアクトル２，共振コンデンサ 111および共振
リアクトル 112による並列共振により、電源電流Ｉｓは
増幅されて（Ｉｓ＝Ｘ＝３３．８Ａ）となり、パッシブ
フィルタ11の共振コンデンサ 111にはかような大きな電
流が流れる。この並列共振を抑制するために、ダンピン
グ抵抗 113を小さくして反共振周波数Ｆｘでの電源電流
Ｉｓを抑制すると、直列共振周波数Ｆｎでのパッシブフ
ィルタ11の吸収効果が減少し、電源電流（Ｉｓ＝Ｎ）が
上昇するという欠点を有していた。例えば、上記定数に
おけるダンピング抵抗 113のみ変更して２５Ωから１０
Ωとすると、直列共振周波数（Ｆｎ＝２０ｋＨｚ），そ
のときの電源電流（Ｉｓ＝Ｎ＝０．１４Ａ）、反共振周
波数（Ｆｘ＝９．５ｋＨｚ），そのときの電源電流（Ｉ
ｓ＝Ｘ＝１４．６Ａ）およびそのときの共振コンデンサ
111の電流は１４．４Ａとなってしまう。
【０００５】本発明は上述の欠点を解消するためになさ
れたものであつて、その目的とするところは、直列共振
による高調波吸収作用を損なうことなく並列共振による
高調波拡大を抑制し得る格別な装置を提供する、ことに
ある。
れたものであつて、その目的とするところは、直列共振
による高調波吸収作用を損なうことなく並列共振による
高調波拡大を抑制し得る格別な装置を提供する、ことに
ある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】しかして本発明は、直列
共振でのインピーダンスは小さく並列共振でのインピー
ダンスは大きく効用させるため、その解決手段は、つぎ
の如く構成したものである。すなわち、直列共振回路を
形成する共振コンデンサに並列ダンピング回路として抵
抗を設け、あるいは抵抗とコンデンサの直列回路を共振
コンデンサに並列に設け、かかる並列接続回路に直列に
共振リアクトルを設けて成る。さらには、そのダンピン
グコンデンサの定数を共振コンデンサの定数よりも大き
な値に選定してなるものである。
共振でのインピーダンスは小さく並列共振でのインピー
ダンスは大きく効用させるため、その解決手段は、つぎ
の如く構成したものである。すなわち、直列共振回路を
形成する共振コンデンサに並列ダンピング回路として抵
抗を設け、あるいは抵抗とコンデンサの直列回路を共振
コンデンサに並列に設け、かかる並列接続回路に直列に
共振リアクトルを設けて成る。さらには、そのダンピン
グコンデンサの定数を共振コンデンサの定数よりも大き
な値に選定してなるものである。
【０００７】
【作用】かかる解決手段により、従来、共振リアクトル
に並列接続される抵抗によれば、並列共振におけるダン
ピング効果が共振リアクトルに対するものだけであった
ため、並列共振を形成するリアクトルの内の電源リアク
トルに対するダンピング効果を有しなかったのに対し、
共振コンデンサに並列ダンピング回路の抵抗を有するも
のとすることにより、並列共振を形成するコンデンサ部
全体にダンピング効果をもたせることができる。さら
に、本発明を図面に基づいて、詳細説明する。
に並列接続される抵抗によれば、並列共振におけるダン
ピング効果が共振リアクトルに対するものだけであった
ため、並列共振を形成するリアクトルの内の電源リアク
トルに対するダンピング効果を有しなかったのに対し、
共振コンデンサに並列ダンピング回路の抵抗を有するも
のとすることにより、並列共振を形成するコンデンサ部
全体にダンピング効果をもたせることができる。さら
に、本発明を図面に基づいて、詳細説明する。
【０００８】
【実施例】図１は本発明の一実施例の要部構成を図４に
類して示したもので、12はパッシブフィルタである。す
なわち、図１においては、ダンピング回路としてのダン
ピング抵抗 123が共振コンデンサ 121に並列に接続さ
れ、この並列接続回路に共振リアクトル 122が直列接続
されてパッシブフィルタ12が構成されている。
類して示したもので、12はパッシブフィルタである。す
なわち、図１においては、ダンピング回路としてのダン
ピング抵抗 123が共振コンデンサ 121に並列に接続さ
れ、この並列接続回路に共振リアクトル 122が直列接続
されてパッシブフィルタ12が構成されている。
【０００９】このように構成されるパッシブフィルタ12
は、直列共振周波数Ｆｎでの電源電流Ｉｓを図５と同様
の（Ｉｓ＝Ｎ）となるようにパッシブフィルタ定数を決
めた場合、反共振周波数Ｆｘでの電源電流Ｉｓを、［Ｉ
ｓ＝Ｘ’＜（Ｘ／３）］の如く減少させることができ
る。これを図２に示す。すなわち、ここで図４で示され
る電流源，電源抵抗および電源リアクトルと図１の構成
において、その電源リアクトルや共振コンデンサ，共振
リアクトル等を図５説明の定数と同じ値をもち、ダンピ
ング抵抗 123を７５Ωとした場合、直列共振周波数Ｆｎ
（＝２０ｋＨｚ），そのときの電源電流（Ｉｓ＝Ｎ＝
０．０２Ａ）、反共振周波数Ｆｘ（＝９．４ｋＨｚ），
そのときの電源電流（Ｉｓ＝Ｘ’＝５．３Ａ）およびそ
のときの共振コンデンサ 121の電流（＝５．２Ａ）とな
る。
は、直列共振周波数Ｆｎでの電源電流Ｉｓを図５と同様
の（Ｉｓ＝Ｎ）となるようにパッシブフィルタ定数を決
めた場合、反共振周波数Ｆｘでの電源電流Ｉｓを、［Ｉ
ｓ＝Ｘ’＜（Ｘ／３）］の如く減少させることができ
る。これを図２に示す。すなわち、ここで図４で示され
る電流源，電源抵抗および電源リアクトルと図１の構成
において、その電源リアクトルや共振コンデンサ，共振
リアクトル等を図５説明の定数と同じ値をもち、ダンピ
ング抵抗 123を７５Ωとした場合、直列共振周波数Ｆｎ
（＝２０ｋＨｚ），そのときの電源電流（Ｉｓ＝Ｎ＝
０．０２Ａ）、反共振周波数Ｆｘ（＝９．４ｋＨｚ），
そのときの電源電流（Ｉｓ＝Ｘ’＝５．３Ａ）およびそ
のときの共振コンデンサ 121の電流（＝５．２Ａ）とな
る。
【００１０】図３は本発明の他の実施例の要部構成を示
し、13はパッシブフィルタである。すなわち、図３にお
いては、ダンピング回路としてのダンピング抵抗 133お
よびダンピングコンデンサ 134が直列に接続され、この
ダンピング回路が共振コンデンサ 131に並列に接続さ
れ、この並列接続回路に共振リアクトル 132が直列接続
されてパッシブフィルタ13が構成されている。
し、13はパッシブフィルタである。すなわち、図３にお
いては、ダンピング回路としてのダンピング抵抗 133お
よびダンピングコンデンサ 134が直列に接続され、この
ダンピング回路が共振コンデンサ 131に並列に接続さ
れ、この並列接続回路に共振リアクトル 132が直列接続
されてパッシブフィルタ13が構成されている。
【００１１】かようにして、図１例では共振コンデンサ
121に並列に接続されたダンピング抵抗 123に流れる基
本波電流による抵抗損失が発生するが、図２例は、ダン
ピングコンデンサ 134がダンピング抵抗 133に流れる基
本波電流を微小となるようにして抵抗損失を抑え、しか
も図２と同様の周波数特性を有するパッシブフィルタを
実現できる。
121に並列に接続されたダンピング抵抗 123に流れる基
本波電流による抵抗損失が発生するが、図２例は、ダン
ピングコンデンサ 134がダンピング抵抗 133に流れる基
本波電流を微小となるようにして抵抗損失を抑え、しか
も図２と同様の周波数特性を有するパッシブフィルタを
実現できる。
【００１２】ここで、図１および図３に示したダンピン
グ回路としてのダンピング抵抗およびダンピングコンデ
ンサは定格の小さいもので、十分な反共振周波数でのダ
ンピング効果を得ることができる。例えば、電流源等お
よび図３における共振コンデンサ 131，共振リアクトル
132が前述した定数と同じ値をもち、ダンピングコンデ
ンサ 134を０．５μＦおよびダンピング抵抗 133を７５
Ωとした場合、直列共振周波数Ｆｎ（＝２０ｋＨｚ），
そのときの電源電流（Ｉｓ＝Ｎ＝０．０２Ａ）、反共振
周波数Ｆｘ（＝９．２ｋＨｚ），そのときの電源電流
（Ｉｓ＝Ｘ’＝６．５Ａ）および共振コンデンサ 131の
電流（＝６．１Ａ）となる。
グ回路としてのダンピング抵抗およびダンピングコンデ
ンサは定格の小さいもので、十分な反共振周波数でのダ
ンピング効果を得ることができる。例えば、電流源等お
よび図３における共振コンデンサ 131，共振リアクトル
132が前述した定数と同じ値をもち、ダンピングコンデ
ンサ 134を０．５μＦおよびダンピング抵抗 133を７５
Ωとした場合、直列共振周波数Ｆｎ（＝２０ｋＨｚ），
そのときの電源電流（Ｉｓ＝Ｎ＝０．０２Ａ）、反共振
周波数Ｆｘ（＝９．２ｋＨｚ），そのときの電源電流
（Ｉｓ＝Ｘ’＝６．５Ａ）および共振コンデンサ 131の
電流（＝６．１Ａ）となる。
【００１３】さらに、例えばダンピングコンデンサ 134
のみを０．５μＦから２μＦに変更したとき、直列共振
周波数Ｆｎ（＝２０ｋＨｚ），そのときの電源電流（Ｉ
ｓ＝Ｎ＝０．０２Ａ）、反共振周波数Ｆｘ（＝９．３ｋ
Ｈｚ），そのときの電源電流（Ｉｓ＝Ｘ’＝５４Ａ）お
よび共振コンデンサ 131の電流（＝５３Ａ）となる。こ
のようにして、共振コンデンサ 131（例えば１．５μ
Ｆ）の定数よりも、大きな値をもつダンピングコンデン
サ 134（例えば２μＦ）でダンピング回路を構成するこ
とにより、反共振周波数Ｆｘでのダンピング電流を大き
くでき、共振周波数での吸収効果を損うことなく、より
大きなダンピング効果をもたせることができる。
のみを０．５μＦから２μＦに変更したとき、直列共振
周波数Ｆｎ（＝２０ｋＨｚ），そのときの電源電流（Ｉ
ｓ＝Ｎ＝０．０２Ａ）、反共振周波数Ｆｘ（＝９．３ｋ
Ｈｚ），そのときの電源電流（Ｉｓ＝Ｘ’＝５４Ａ）お
よび共振コンデンサ 131の電流（＝５３Ａ）となる。こ
のようにして、共振コンデンサ 131（例えば１．５μ
Ｆ）の定数よりも、大きな値をもつダンピングコンデン
サ 134（例えば２μＦ）でダンピング回路を構成するこ
とにより、反共振周波数Ｆｘでのダンピング電流を大き
くでき、共振周波数での吸収効果を損うことなく、より
大きなダンピング効果をもたせることができる。
【００１４】
【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明によれ
ば、共振コンデンサに格別なダンピング回路を併設する
ことにより、直列共振による高調波吸収作用を損なわず
並列共振による高調波拡大を抑制した簡便な装置を提供
できる。
ば、共振コンデンサに格別なダンピング回路を併設する
ことにより、直列共振による高調波吸収作用を損なわず
並列共振による高調波拡大を抑制した簡便な装置を提供
できる。
【図１】図１は本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】図２は本発明を実施した場合の電源電流の周波
数特性を示す図である。
数特性を示す図である。
【図３】図３は本発明の他の実施例を示す構成図であ
る。
る。
【図４】図４は従来技術を説明するため示した構成図で
ある。
ある。
【図５】図５は従来技術による電源電流の周波数特性を
示す図である。
示す図である。
11 パッシブフィルタ 111 共振コンデンサ 112 共振リアクトル 113 ダンピング抵抗 ２ 電源リアクトル ３ 電流源 ４ 電源抵抗 12 パッシブフィルタ 121 共振コンデンサ 122 共振リアクトル 123 ダンピング抵抗 13 パッシブフィルタ 131 共振コンデンサ 132 共振リアクトル 133 ダンピング抵抗 134 ダンピングコンデンサ Ｉｓ 電源電流 Ｆｎ 直列共振周波数 Ｆｘ 反共振周波数
Claims (3)
- 【請求項１】 共振リアクトルと共振コンデンサの直列
共振回路により交流系統に存在する高調波電流を吸収す
るパッシブフィルタにおいて、前記共振コンデンサにダ
ンピング抵抗を並列接続するとともに、該並列接続回路
に前記共振リアクトルを直列接続して成ることを特徴と
するパッシブフィルタ。 - 【請求項２】 前記ダンピング抵抗にダンピングコンデ
ンサを直列接続した請求項１記載のパッシブフィルタ。 - 【請求項３】 前記ダンピングコンデンサの定数を共振
コンデンサの定数よりも大きな値に選定してダンピング
電流を大きくした請求項２記載のパッシブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7159875A JPH08331761A (ja) | 1995-06-02 | 1995-06-02 | パッシブフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7159875A JPH08331761A (ja) | 1995-06-02 | 1995-06-02 | パッシブフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08331761A true JPH08331761A (ja) | 1996-12-13 |
Family
ID=15703120
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7159875A Pending JPH08331761A (ja) | 1995-06-02 | 1995-06-02 | パッシブフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08331761A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102364800A (zh) * | 2011-09-16 | 2012-02-29 | 中冶南方工程技术有限公司 | 基于多目标优化算法的无源滤波器参数设计方法 |
| CN103337946A (zh) * | 2013-07-10 | 2013-10-02 | 温州大学 | 一种兆瓦级并/离网变流器复合型滤波器 |
| JP2014183575A (ja) * | 2013-03-15 | 2014-09-29 | Intel Corp | 広帯域無線周波数干渉を軽減する方法、および装置 |
| CN110729734A (zh) * | 2019-11-26 | 2020-01-24 | 无锡市电力滤波有限公司 | 一种高压电力滤波装置的谐振点调试回路及调试方法 |
-
1995
- 1995-06-02 JP JP7159875A patent/JPH08331761A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102364800A (zh) * | 2011-09-16 | 2012-02-29 | 中冶南方工程技术有限公司 | 基于多目标优化算法的无源滤波器参数设计方法 |
| JP2014183575A (ja) * | 2013-03-15 | 2014-09-29 | Intel Corp | 広帯域無線周波数干渉を軽減する方法、および装置 |
| CN103337946A (zh) * | 2013-07-10 | 2013-10-02 | 温州大学 | 一种兆瓦级并/离网变流器复合型滤波器 |
| CN110729734A (zh) * | 2019-11-26 | 2020-01-24 | 无锡市电力滤波有限公司 | 一种高压电力滤波装置的谐振点调试回路及调试方法 |
| CN110729734B (zh) * | 2019-11-26 | 2024-04-12 | 无锡市电力滤波有限公司 | 一种高压电力滤波装置的谐振点调试回路及调试方法 |
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