JPH08307312A

JPH08307312A - スペクトル拡散通信方式の受信機

Info

Publication number: JPH08307312A
Application number: JP7105339A
Authority: JP
Inventors: Naoki Okamoto; 直樹岡本
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1995-04-28
Filing date: 1995-04-28
Publication date: 1996-11-22

Abstract

(57)【要約】【目的】ＦＳＫを用いたＤＳ方式により、キャリア再
生不要で、かつ、従来のポストデテクション方式よりも
優れた誤り率特性を持つスペクトル拡散通信方式用受信
機を得る。【構成】ＦＳＫ復調器３５で復調された信号は、Ａ／
Ｄコンバータ３７で多ビット量子化され、次に多ビット
デジタル相関器３８で逆拡散される。データ信号はラッ
チ４０により逐次ラッチされ、信号復調部４１で復調さ
れたデータが得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、無線あるいは有線によ
るデジタルデータの伝送に用いられるスペクトル拡散通
信方式、特に直接拡散によるものの受信機の改良に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来データ通信には、種々の通信方式が
用いられているが、その中でもスペクトル拡散通信方式
は、新しい通信方式として注目されている。

【０００３】一般のデータ通信に用いられる通信方式で
は、情報変調に位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波
数シフトキーイング（ＦＳＫ）が採用され、スペクトル
集中性のよい狭帯域変調方式が用いられ、比較的小型の
回路で実現できるが、オフィス、工場等のような場所で
使用すると、マルチパスや狭帯域の有色雑音に対しては
弱いという欠点を持つ。

【０００４】これに対して、スペクトル拡散通信方式
は、データのスペクトルを拡散符号によって拡散し、広
帯域で伝送するため、これらの欠点を解消できるという
利点を持つ。現在使用されているのは、直接拡散（Ｄ
Ｓ）方式と周波数ホッピング（ＦＨ）方式である。また
ＤＳとＦＨ方式を混在させたハイブリッド方式もある。

【０００５】このようなスペクトル拡散通信方式の中で
も、ＤＳ方式は、誤り率特性の良好なことから既に一部
で実用化されている。

【０００６】図１１は、ＤＳ方式の通信に使用される受
信機の一例を示すブロック図である。送信の際の変調に
はＰＳＫ特にＢＰＳＫが多く用いられている。この例
は、ＢＰＳＫ変調方式によって変調され送信された信号
を復調する受信機の復調部である。

【０００７】以下、図１１によってその構成を説明す
る。入力端子１から入力されたＩＦ信号は、２分配器２
によって２分配され、その後、各々ミキサ３および４に
入力される。ミキサにおいては、局部発振器５によって
発生されたローカル信号のｃｏｓ成分ｆ₁とｓｉｎ成分
ｆ₂で各々乗算され、ローパスフィルタ８および９を通
して、ベースバンドのＩ成分ＩおよびＱ成分Ｑに変換さ
れる。この後、Ａ／Ｄコンバータ１０，１１にてサンプ
リング，量子化され、デジタルデータに変換される。こ
のデータはデジタル相関器１２および１３に入力されて
逆拡散され、その相関出力はタイミング検出器１４なら
びにラッチ１５および１７に送られる。タイミング検出
器１４は、これに内蔵したクロックジェネレータにより
クロックを再生し、各々の相関出力をラッチ１５および
１７によりラッチしデータを得る。一方、このラッチし
た信号を位相検出器１６に入力し、ループフィルタ１８
およびＶＣＯ１９を介して局部発振器５で発振するロー
カル信号を制御する。

【０００８】このような受信機を用いて、ＢＰＳＫ変調
されたスペクトル拡散通信を復調できるが、一方、次の
ような欠点が存在していた。

【０００９】１．Ｉ信号およびＱ信号を取出すためのキ
ャリア再生回路を有するため、キャリアが同期するまで
に時間がかかる。

【００１０】すなわち、デジタル相関器１２および１３
の出力を用いて、位相検出器１６により位相を検出し、
そのデータを用いてループフィルタを介してＰＬＬを構
成しているために、キャリアの同期を取るまでに時間が
かかり、その期間はデータの伝送ができなくなる。その
ため、パケット通信等に用いる場合は、スループットが
低下してしまう。また、室内等の頻繁に伝送路の変わる
状況下においては、キャリア同期が外れる場合があり、
このときにも同様に再ロックするまでに時間がかかり、
データのスループットが低下してしまう。

【００１１】２．キャリア誤差が大きい場合には、キャ
リア同期できない。一般に、ＰＬＬには、プルインレン
ジがあり、それを越えてキャリアがずれている場合、同
期を取ることが不可能となる。特に、スペクトル拡散通
信方式の場合、データの伝送速度に対して、広い帯域に
拡散して伝送するため、比較的高い周波数帯域で用いら
れることが多い。そのため、低速のデータ伝送を行なう
場合には、非常に安定なローカル信号源が必要となり、
民生用の応用等では実現困難となる。

【００１２】３．回路規模が大きい。回路を同期型とす
るためには、信号をＩ，Ｑ成分に分離し、かつ、キャリ
アの位相誤差検出回路，ＶＣＯ等よりなるＰＬＬループ
が必要である。そのため、ＢＰＳＫ復調のような同期型
復調回路は、回路規模が大きくなるという欠点を持つ。

【００１３】このため、このような問題点を解決する方
法としてＰＳＫの代わりに、ＦＳＫを用いたＤＳ方式が
ある。この方式では、ＦＳＫを一旦復調した後相関器を
通過させてデータを取出す、ポストデテクション方式と
呼ばれるＦＳＫ復調方式がある。

【００１４】この方式を図１２（ａ）および（ｂ）に示
す。（ａ）は送信機の復調部、（ｂ）は受信機の復調部
のブロック図である。

【００１５】図１２（ａ）において、入力したデータｄ
（ｔ）は排他的論理和回路２２に送られ、ここでＰＮ発
生器２３からのスペクトル拡散に用いる符号で排他的論
理和を取り、拡散した信号となる。その後、このデータ
をもってＦＳＫ変調器２４によりＦＳＫ変調を行ない、
出力段より搬送波に乗せて出力する。

【００１６】一方、図１２（ｂ）の復調部においては、
入力端子２６から入力したＦＳＫ変調信号をＦＳＫ復調
器２７でＦＭ検波を行なって、“０”，“１”判定を行
ない、その信号はデジタル相関器２９に入力される。デ
ジタル相関器２９では相関動作を行ない逆拡散し、その
出力からタイミング検出器３０でタイミングを取って、
ラッチ３１をラッチしデータを出力する。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】このようなポストデテ
クション方式においては、ＢＰＳＫを用いた従来例に比
べて、ホワイトノイズ状況下において、特性の劣化を招
く。これは、逆拡散前に復調するために起こるもので、
理論的に求めることができる。図１３は、その結果を示
すもので一般のＢＰＳＫの１種であるＤＰＳＫ変調方式
の特性（破線で示す）と、ポストデテクション方式の特
性（実線で示す）のそれぞれのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性の理
論値を示している。図に示されるように、ポストデテク
ション方式のほうが特性が悪い。

【００１８】このように、ＢＰＳＫ方式では、キャリア
再生に時間がかかる，あるいはキャリア再生できない，
回路規模が大きいという問題があり、一方、ポストデテ
クションを用いたＦＳＫ復調方式では、誤り率特性が劣
化するという欠点があり、問題となっていた。

【００１９】また、ポストデテクション方式において
は、ＣＷ妨害波が存在する場合、その影響が大きく出て
しまい、ＦＳＫ復調回路では、ＣＷ妨害波に対して検波
するようになる。

【００２０】この検波出力を図１４に示す。出力信号
は、ＣＷ妨害波の周波数成分と、受信が希望されている
搬送波信号の周波数成分の加算したような信号となる。
その結果、図に示すようにＣＷ妨害波によって、検波電
力が支配され、検波された信号のレベルが全体にわたり
上昇し、判別点を上回ってしまって、すべて“１”と判
断し、誤りが生じてしまう。このように、ポストデテク
ションによるＦＳＫ復調方式は、干渉波に特に弱いとい
う欠点を持っていた。

【００２１】本発明の目的は、上記のような問題点を解
決し、ＦＳＫを用いたＤＳ方式により、キャリア再生不
要で、かつ、従来のポストデテクション方式よりも優れ
た誤り率特性を持つ、スペクトル拡散通信方式用の受信
機を提供するものである。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明によるスペクトル
拡散通信方式の受信機は、伝送データに対して、データ
１ビットにつき多数のチップ数を持つ符号で直接拡散さ
れＦＳＫ変調されたスペクトル拡散通信方式において、
周波数の変位を検出するＦＳＫ復調器と、ＦＳＫ復調器
の出力を多ビット量子化するＡ／Ｄコンバータと、Ａ／
Ｄコンバータからの多ビット量子化された出力から相関
出力を検出しデータ復調を行なう相関器を備えている。

【００２３】本発明によるスペクトル拡散通信方式の受
信機は、前記のＦＳＫ復調器とＡ／Ｄコンバータとの間
に、検波出力と周波数の対比テーブルを有し、検波出力
をこの対比テーブルに基づき電圧変換を行なう電圧変換
部を備える。

【００２４】本発明によるスペクトル拡散通信方式の受
信機は、前記のＡ／Ｄコンバータのリファレンス電圧
を、検波された出力値の平均および分散より決定する手
段によって制御する。

【００２５】本発明によるスペクトル拡散通信方式の受
信機の前記の対比テーブルは、検波手段の出力値の平均
および分散により、いくつかの対比テーブルから、最適
なものを選択する変換テーブル選択手段によって切換え
られる。

【００２６】本発明によるスペクトル拡散通信方式の受
信機のＡ／Ｄコンバータは、多ビットデジタル相関器
（ｋビット）よりも多いビット数（ｍビット）でＡ／Ｄ
変換し、多ビットデジタル相関器との間には（ｍ−ｋ）
ビット変換するデジタル変換テーブルを有するビット変
換部が設けられている。

【００２７】

【作用】本発明に係るスペクトル拡散通信は、非同期検
波方式であるＦＳＫ復調方式を用いているために、キャ
リア再生を行う必要がなく、そのため、キャリア再生に
必要とする時間がゼロとなる。さらに、同期回路が不要
であることから、回路を簡単にできる。また、周波数検
波した出力をＡ／Ｄコンバータで多ビット値のまま相関
器に入力する構成を取っているため、従来のポストデテ
クション方式に比べて誤り率を改善することができる。
さらに、ＣＷ妨害波が存在する場合にも、多ビット判定
をすることで、復調結果が干渉波に支配されることな
く、区別できるようになり、その結果、ＣＷ波に対して
も劣化を少なくすることができる。

【００２８】さらに、非線形出力特性を持つ周波数検波
器においても、その出力と周波数の対比テーブルを用い
て変換することで、逆拡散時に仮想的に線形とすること
ができ、より正確な逆拡散を行なうことができる。

【００２９】また、Ａ／Ｄコンバータのリファレンス電
圧を、検波信号の平均，分散を用いて最適化することで
特性の向上が図れる。

【００３０】さらに、対比テーブルを、通信の環境に適
したものを用いることで、周波数対量子化の精度をより
上げることができるようになる。

【００３１】

【実施例】図１は本発明による受信機の復調部の第１の
実施例のブロック図である。送信系は、図１２（ａ）と
同一である。

【００３２】入力端子３４から入った信号は、ＦＳＫ復
調器３５によって周波数に応じた電圧が出力される。こ
の例を図２に示す。横軸に周波数、縦軸に出力電圧を示
している。このように周波数に対して電圧が比例して出
力する（特性は理想的には直線である）。図１に戻り、
信号はこの後ＬＰＦ３６を通過して、多ビットのＡ／Ｄ
コンバータ３７によって多ビット（たとえば３ビット）
に量子化される。さらに、この多ビット出力は、多ビッ
トデジタル相関器３８によって相関が取られ、その相関
出力により、タイミング検出器３９によりタイミングを
検出し、ラッチ回路４０でラッチして信号復調部４１で
復調信号を得る。このように、本発明においては、入力
信号をＡ／Ｄコンバータ３７で多ビットに量子化するこ
とで、誤り率の改善を図ることができる。

【００３３】この特性を図３に示す。破線は従来のポス
トデテクション方式のＦＳＫ復調の特性であり、実線は
本発明の方式の特性である。

【００３４】このように、本発明においては、従来の問
題点であった誤り率の劣化を改善することができる。

【００３５】また、送信系自体は従来のＦＳＫによるＤ
Ｓ方式と同一であるので、従来のこの方式のシステムに
完全に適合性を保つことができ、既存のシステムに対し
て負担をかけずに済む。

【００３６】また、ＣＷ妨害波等の干渉が入った場合、
全体のレベルが上がるため、従来はすべて“１”で判定
されていたが、Ａ／Ｄコンバータによって多ビット化す
ることで、量子化後に拡散符号の“１”，“０”で区別
ができるようになる。

【００３７】この状態を図４に示す。これは３ビット量
子化を用いた場合で、従来、すべて“１”で判別してい
たものが、１１１と１００で区別できるようになり、相
関出力より送信データの“１”，“０”が判別できるよ
うになる。したがって、ＣＷ妨害波に対して、従来に比
べて耐性を得ることができる。

【００３８】次に本発明の第２の実施例を図６について
説明する。図１に示される第１の実施例において、図２
に周波数と出力電圧の例を示したが、これは理想的な場
合で、現実のシステムでは、この検波特性は線形となら
ない場合が多い。この特性を図５に示す。搬送波の周波
数中心部の検波特性は、線形に近いが、離れていくと特
性は非線形性が生じる。一般のＦＳＫ復調方式では、全
く問題にならないが、多ビットに量子化する場合、ＦＳ
Ｋ方式は周波数変調方式であるので、周波数に対して非
線形のまま相関を取ると誤差が生じる。そこで、図６の
実施例では、図１のＡ／Ｄコンバータ３７の前段に、対
比テーブルを有しこれによって電圧変換を行なう電圧変
換部４２を設けた。この対比テーブルには、ＦＳＫ復調
器３５における周波数検波の特性を補正するデータを備
え、このデータに従ってＡ／Ｄコンバータ３７への入力
電圧を変換する。Ａ／Ｄコンバータ３７および多ビット
デジタル相関器３８には周波数に比例して線形な入力が
入るようになり、特性の改善を図ることができる。

【００３９】次に第３の実施例を図７について説明す
る。第１および第２の実施例においては、Ａ／Ｄコンバ
ータの量子化間隔は一定としたが、実際の回線下では、
Ｃ／Ｎにより、最適量子化しきい値間隔が存在する。こ
の特性を図８に示す。これより量子化にはＣ／Ｎに対応
した最適値があることがわかる。一般に、Ｃ／Ｎは、受
信電力の平均値と分散より求めることができるので、受
信している信号の平均電力と分散により、量子化しきい
値間隔を変えることで性能を向上できる。そこで、量子
化しきい値間隔を変える方法として、Ａ／Ｄコンバータ
のリファレンス電圧をコントロールする手段を図１の回
路に付加する。図７において、ラッチ４０でラッチした
相関出力を信号復調部４１−ａにおいてデータの系列に
配列する。そして、その内部の演算部で、データの平均
値および分散を特定の時間のサンプルから算出する。こ
の時間は、伝搬路の変動よりも十分小さく選ばれる。そ
の演算値をリファレンスコントロール部４３に送り、そ
の値でＡ／Ｄコンバータ３７のリファレンス電圧をコン
トロールする。第２の実施例で用いた手段を併用するこ
とにより特性がさらに向上する。一般に、Ａ／Ｄコンバ
ータは、ＭＳＢとＬＳＢのリファレンス電圧により入力
信号の量子化値を決めるので、リファレンス電圧をコン
トロールすることで、量子化しきい値間隔を変えること
ができ、結果として、いかなるＣ／Ｎのときにも、最良
の特性を得ることができるようになる。

【００４０】次に第４の実施例を図９について説明す
る。図７の第３の実施例では、信号復調部４１−ａから
の検波出力の平均値および分散により、Ａ／Ｄコンバー
タ３７のリファレンス電圧を変えたが、本実施例では、
Ａ／Ｄコンバータ３７の前段の電圧変換部４５に複数の
対比テーブルを備えている。これらの対比テーブルには
入力電圧対出力電圧の複数の傾きが記憶されており、信
号復調部４１−ａからの検波出力の平均値および分散
を、対比テーブル選択部４４に入力し、その出力により
適切な対比テーブルに切換えて、適切な入力電圧対出力
電圧の傾きを選択し、等価的に量子化しきい値間隔を変
えることができる。

【００４１】次に第５の実施例を図１０について説明す
る。図１０において、多ビットデジタル相関器３８とＡ
／Ｄコンバータ３７との間には、ビット変換部４６が設
けられている。Ａ／Ｄコンバータ３７では入力信号をｍ
ビットでＡ／Ｄ変換し、その出力をビット変換部４６に
送る。ビット変換部４６には、ｍビットをｋビットに変
換するビット変換テーブルが備えられており、これに基
づいてビット変換を行なう。ｍ＞ｋとする。第２，第
３，第４の実施例においては、Ａ／Ｄコンバータ３７と
多ビット相関器３８のビット数は同じであったが、この
実施例によれば、変換テーブル，対比テーブル等による
非線形性の補正や振幅レベルの補正を、デジタルで処理
するので、アナログの変換手段やリファレンス電圧を変
える方法よりも、より高精度で安価に、最適性能を得る
ことができるようになる。第３の実施例の手段を併用す
ればさらに性能は向上する。

【００４２】本発明は、ＤＳシステムとＦＨシステムを
組合せたＤＳ−ＦＨシステムのＤＳ部に適用することも
できる。ＤＳ−ＦＨシステムでは、キャリア同期の困難
さから、ＤＳ変復調には、ＦＳに変復調が一般に用いら
れる。しかし、従来のＤＳ−ＦＳＫは誤り率が悪いとい
う欠点があった。しかし、本発明の方式をＤＳ−ＦＨの
ＤＳ部に用いることで、誤り率特性の向上を図ることが
できる。

【００４３】

【発明の効果】本発明は、ＦＳＫによる受信信号をＡ／
Ｄコンバータで多ビットにコンバートし、多ビットの相
関器を用いて復調を行なうことで、従来のポストデテク
ション方式に比べて誤り率の改善を行なうことができ、
ＣＷ干渉波に対しても特性を向上することができる。ま
た、周波数検波器の非線形性を補正する手段を設けるこ
とにより、より特性を向上できる。さらに、Ｃ／Ｎによ
り変化する最適量子化しきい値に合せる手段を設けるこ
とにより、特性を上げることができる。なお、相関器の
ビット数より多いビット数のＡ／Ｄコンバータを用い
て、この変換テーブルによりデジタル変換を行なうこと
により、回路のデジタル化、つまり高集積化，小型化で
きるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一の実施例のブロック図である。

【図２】ＦＳＫ検波の特性を示すグラフである。

【図３】従来のポストデテクション方式と本発明方式の
比較を示すグラフである。

【図４】本発明による出力信号と復調信号の対応を示す
グラフである。

【図５】ＦＳＫ検波の実際の特性を示すグラフである。

【図６】本発明の第２の実施例のブロック図である。

【図７】本発明の第３の実施例のブロック図である。

【図８】Ｃ／Ｎと最適しきい値の関係を示すグラフであ
る。

【図９】本発明の第４の実施例のブロック図である。

【図１０】本発明の第５の実施例のブロック図である。

【図１１】従来のＢＰＳＫ復調部のブロック図である。

【図１２】（ａ）および（ｂ）はそれぞれＤＳによるＦ
ＳＫ変調の送信部とその復調部のブロック図である。

【図１３】ポストデテクション方式とＤＰＳＫ方式のＣ
／ＮとＢＥＲの比較を示すグラフである。

【図１４】従来のポストデテクション方式の問題点を説
明するグラフである。

【符号の説明】

３５ＦＳＫ復調器３６ＬＰＦ３７Ａ／Ｄコンバータ３８多ビットデジタル相関器３９タイミング検出器４０ラッチ４１信号復調部４２電圧変換部４３リファレンスコントロール部４４対比テーブル選択部４５電圧変換部４６ビット変換部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】伝送データに対してデータ１ビットにつ
き多数のチップ数を持つ符号で直接拡散されＦＳＫ変調
されたスペクトル拡散通信方式の受信機において、周波
数の変位を検出するＦＳＫ復調器と、ＦＳＫ復調器の出
力を多ビット量子化するＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄコ
ンバータからの多ビット量子化された出力から相関出力
を検出しデータ復調を行なう相関器とを有することを特
徴とするスペクトル拡散通信方式の受信機。
【請求項２】Ａ／Ｄコンバータの前段に、ＦＳＫ復調
出力と周波数の対比テーブルを有し、出力電圧をこの対
比テーブルに基づき電圧変換を行ない、その出力をＡ／
Ｄコンバータに入力する電圧変換部を有することを特徴
とする請求項１記載のスペクトル拡散通信方式の受信
機。
【請求項３】Ａ／Ｄコンバータのリファレンス電圧を
復調された信号の出力値の平均および分散より決定する
手段を有することを特徴とする請求項１または２記載の
スペクトル拡散通信方式の受信機。
【請求項４】複数のＦＳＫ復調出力と周波数の対比テ
ーブルを有し、復調された信号の出力値の平均および分
散により、前記の複数の対比テーブルから最適なものを
選択する手段を有することを特徴とする請求項１または
２記載のスペクトル拡散通信方式の受信機。
【請求項５】Ａ／Ｄコンバータのビット数ｍは多ビッ
ト相関器のビット数ｋよりも大であり、Ａ／Ｄコンバー
タと多ビットデジタル相関器との間にｍビットをｋビッ
トに変換するビット変換テーブルを有するビット変換手
段を設けたことを特徴とする請求項１〜３，または４記
載のスペクトル拡散通信方式の受信機。