JPH08307312A - スペクトル拡散通信方式の受信機 - Google Patents
スペクトル拡散通信方式の受信機Info
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- JPH08307312A JPH08307312A JP7105339A JP10533995A JPH08307312A JP H08307312 A JPH08307312 A JP H08307312A JP 7105339 A JP7105339 A JP 7105339A JP 10533995 A JP10533995 A JP 10533995A JP H08307312 A JPH08307312 A JP H08307312A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 FSKを用いたDS方式により、キャリア再
生不要で、かつ、従来のポストデテクション方式よりも
優れた誤り率特性を持つスペクトル拡散通信方式用受信
機を得る。 【構成】 FSK復調器35で復調された信号は、A/
Dコンバータ37で多ビット量子化され、次に多ビット
デジタル相関器38で逆拡散される。データ信号はラッ
チ40により逐次ラッチされ、信号復調部41で復調さ
れたデータが得られる。
生不要で、かつ、従来のポストデテクション方式よりも
優れた誤り率特性を持つスペクトル拡散通信方式用受信
機を得る。 【構成】 FSK復調器35で復調された信号は、A/
Dコンバータ37で多ビット量子化され、次に多ビット
デジタル相関器38で逆拡散される。データ信号はラッ
チ40により逐次ラッチされ、信号復調部41で復調さ
れたデータが得られる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、無線あるいは有線によ
るデジタルデータの伝送に用いられるスペクトル拡散通
信方式、特に直接拡散によるものの受信機の改良に関す
るものである。
るデジタルデータの伝送に用いられるスペクトル拡散通
信方式、特に直接拡散によるものの受信機の改良に関す
るものである。
【0002】
【従来の技術】従来データ通信には、種々の通信方式が
用いられているが、その中でもスペクトル拡散通信方式
は、新しい通信方式として注目されている。
用いられているが、その中でもスペクトル拡散通信方式
は、新しい通信方式として注目されている。
【0003】一般のデータ通信に用いられる通信方式で
は、情報変調に位相シフトキーイング(PSK)や周波
数シフトキーイング(FSK)が採用され、スペクトル
集中性のよい狭帯域変調方式が用いられ、比較的小型の
回路で実現できるが、オフィス、工場等のような場所で
使用すると、マルチパスや狭帯域の有色雑音に対しては
弱いという欠点を持つ。
は、情報変調に位相シフトキーイング(PSK)や周波
数シフトキーイング(FSK)が採用され、スペクトル
集中性のよい狭帯域変調方式が用いられ、比較的小型の
回路で実現できるが、オフィス、工場等のような場所で
使用すると、マルチパスや狭帯域の有色雑音に対しては
弱いという欠点を持つ。
【0004】これに対して、スペクトル拡散通信方式
は、データのスペクトルを拡散符号によって拡散し、広
帯域で伝送するため、これらの欠点を解消できるという
利点を持つ。現在使用されているのは、直接拡散(D
S)方式と周波数ホッピング(FH)方式である。また
DSとFH方式を混在させたハイブリッド方式もある。
は、データのスペクトルを拡散符号によって拡散し、広
帯域で伝送するため、これらの欠点を解消できるという
利点を持つ。現在使用されているのは、直接拡散(D
S)方式と周波数ホッピング(FH)方式である。また
DSとFH方式を混在させたハイブリッド方式もある。
【0005】このようなスペクトル拡散通信方式の中で
も、DS方式は、誤り率特性の良好なことから既に一部
で実用化されている。
も、DS方式は、誤り率特性の良好なことから既に一部
で実用化されている。
【0006】図11は、DS方式の通信に使用される受
信機の一例を示すブロック図である。送信の際の変調に
はPSK特にBPSKが多く用いられている。この例
は、BPSK変調方式によって変調され送信された信号
を復調する受信機の復調部である。
信機の一例を示すブロック図である。送信の際の変調に
はPSK特にBPSKが多く用いられている。この例
は、BPSK変調方式によって変調され送信された信号
を復調する受信機の復調部である。
【0007】以下、図11によってその構成を説明す
る。入力端子1から入力されたIF信号は、2分配器2
によって2分配され、その後、各々ミキサ3および4に
入力される。ミキサにおいては、局部発振器5によって
発生されたローカル信号のcos成分f1 とsin成分
f2 で各々乗算され、ローパスフィルタ8および9を通
して、ベースバンドのI成分IおよびQ成分Qに変換さ
れる。この後、A/Dコンバータ10,11にてサンプ
リング,量子化され、デジタルデータに変換される。こ
のデータはデジタル相関器12および13に入力されて
逆拡散され、その相関出力はタイミング検出器14なら
びにラッチ15および17に送られる。タイミング検出
器14は、これに内蔵したクロックジェネレータにより
クロックを再生し、各々の相関出力をラッチ15および
17によりラッチしデータを得る。一方、このラッチし
た信号を位相検出器16に入力し、ループフィルタ18
およびVCO19を介して局部発振器5で発振するロー
カル信号を制御する。
る。入力端子1から入力されたIF信号は、2分配器2
によって2分配され、その後、各々ミキサ3および4に
入力される。ミキサにおいては、局部発振器5によって
発生されたローカル信号のcos成分f1 とsin成分
f2 で各々乗算され、ローパスフィルタ8および9を通
して、ベースバンドのI成分IおよびQ成分Qに変換さ
れる。この後、A/Dコンバータ10,11にてサンプ
リング,量子化され、デジタルデータに変換される。こ
のデータはデジタル相関器12および13に入力されて
逆拡散され、その相関出力はタイミング検出器14なら
びにラッチ15および17に送られる。タイミング検出
器14は、これに内蔵したクロックジェネレータにより
クロックを再生し、各々の相関出力をラッチ15および
17によりラッチしデータを得る。一方、このラッチし
た信号を位相検出器16に入力し、ループフィルタ18
およびVCO19を介して局部発振器5で発振するロー
カル信号を制御する。
【0008】このような受信機を用いて、BPSK変調
されたスペクトル拡散通信を復調できるが、一方、次の
ような欠点が存在していた。
されたスペクトル拡散通信を復調できるが、一方、次の
ような欠点が存在していた。
【0009】1.I信号およびQ信号を取出すためのキ
ャリア再生回路を有するため、キャリアが同期するまで
に時間がかかる。
ャリア再生回路を有するため、キャリアが同期するまで
に時間がかかる。
【0010】すなわち、デジタル相関器12および13
の出力を用いて、位相検出器16により位相を検出し、
そのデータを用いてループフィルタを介してPLLを構
成しているために、キャリアの同期を取るまでに時間が
かかり、その期間はデータの伝送ができなくなる。その
ため、パケット通信等に用いる場合は、スループットが
低下してしまう。また、室内等の頻繁に伝送路の変わる
状況下においては、キャリア同期が外れる場合があり、
このときにも同様に再ロックするまでに時間がかかり、
データのスループットが低下してしまう。
の出力を用いて、位相検出器16により位相を検出し、
そのデータを用いてループフィルタを介してPLLを構
成しているために、キャリアの同期を取るまでに時間が
かかり、その期間はデータの伝送ができなくなる。その
ため、パケット通信等に用いる場合は、スループットが
低下してしまう。また、室内等の頻繁に伝送路の変わる
状況下においては、キャリア同期が外れる場合があり、
このときにも同様に再ロックするまでに時間がかかり、
データのスループットが低下してしまう。
【0011】2.キャリア誤差が大きい場合には、キャ
リア同期できない。一般に、PLLには、プルインレン
ジがあり、それを越えてキャリアがずれている場合、同
期を取ることが不可能となる。特に、スペクトル拡散通
信方式の場合、データの伝送速度に対して、広い帯域に
拡散して伝送するため、比較的高い周波数帯域で用いら
れることが多い。そのため、低速のデータ伝送を行なう
場合には、非常に安定なローカル信号源が必要となり、
民生用の応用等では実現困難となる。
リア同期できない。一般に、PLLには、プルインレン
ジがあり、それを越えてキャリアがずれている場合、同
期を取ることが不可能となる。特に、スペクトル拡散通
信方式の場合、データの伝送速度に対して、広い帯域に
拡散して伝送するため、比較的高い周波数帯域で用いら
れることが多い。そのため、低速のデータ伝送を行なう
場合には、非常に安定なローカル信号源が必要となり、
民生用の応用等では実現困難となる。
【0012】3.回路規模が大きい。回路を同期型とす
るためには、信号をI,Q成分に分離し、かつ、キャリ
アの位相誤差検出回路,VCO等よりなるPLLループ
が必要である。そのため、BPSK復調のような同期型
復調回路は、回路規模が大きくなるという欠点を持つ。
るためには、信号をI,Q成分に分離し、かつ、キャリ
アの位相誤差検出回路,VCO等よりなるPLLループ
が必要である。そのため、BPSK復調のような同期型
復調回路は、回路規模が大きくなるという欠点を持つ。
【0013】このため、このような問題点を解決する方
法としてPSKの代わりに、FSKを用いたDS方式が
ある。この方式では、FSKを一旦復調した後相関器を
通過させてデータを取出す、ポストデテクション方式と
呼ばれるFSK復調方式がある。
法としてPSKの代わりに、FSKを用いたDS方式が
ある。この方式では、FSKを一旦復調した後相関器を
通過させてデータを取出す、ポストデテクション方式と
呼ばれるFSK復調方式がある。
【0014】この方式を図12(a)および(b)に示
す。(a)は送信機の復調部、(b)は受信機の復調部
のブロック図である。
す。(a)は送信機の復調部、(b)は受信機の復調部
のブロック図である。
【0015】図12(a)において、入力したデータd
(t)は排他的論理和回路22に送られ、ここでPN発
生器23からのスペクトル拡散に用いる符号で排他的論
理和を取り、拡散した信号となる。その後、このデータ
をもってFSK変調器24によりFSK変調を行ない、
出力段より搬送波に乗せて出力する。
(t)は排他的論理和回路22に送られ、ここでPN発
生器23からのスペクトル拡散に用いる符号で排他的論
理和を取り、拡散した信号となる。その後、このデータ
をもってFSK変調器24によりFSK変調を行ない、
出力段より搬送波に乗せて出力する。
【0016】一方、図12(b)の復調部においては、
入力端子26から入力したFSK変調信号をFSK復調
器27でFM検波を行なって、“0”,“1”判定を行
ない、その信号はデジタル相関器29に入力される。デ
ジタル相関器29では相関動作を行ない逆拡散し、その
出力からタイミング検出器30でタイミングを取って、
ラッチ31をラッチしデータを出力する。
入力端子26から入力したFSK変調信号をFSK復調
器27でFM検波を行なって、“0”,“1”判定を行
ない、その信号はデジタル相関器29に入力される。デ
ジタル相関器29では相関動作を行ない逆拡散し、その
出力からタイミング検出器30でタイミングを取って、
ラッチ31をラッチしデータを出力する。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】このようなポストデテ
クション方式においては、BPSKを用いた従来例に比
べて、ホワイトノイズ状況下において、特性の劣化を招
く。これは、逆拡散前に復調するために起こるもので、
理論的に求めることができる。図13は、その結果を示
すもので一般のBPSKの1種であるDPSK変調方式
の特性(破線で示す)と、ポストデテクション方式の特
性(実線で示す)のそれぞれのC/N対BER特性の理
論値を示している。図に示されるように、ポストデテク
ション方式のほうが特性が悪い。
クション方式においては、BPSKを用いた従来例に比
べて、ホワイトノイズ状況下において、特性の劣化を招
く。これは、逆拡散前に復調するために起こるもので、
理論的に求めることができる。図13は、その結果を示
すもので一般のBPSKの1種であるDPSK変調方式
の特性(破線で示す)と、ポストデテクション方式の特
性(実線で示す)のそれぞれのC/N対BER特性の理
論値を示している。図に示されるように、ポストデテク
ション方式のほうが特性が悪い。
【0018】このように、BPSK方式では、キャリア
再生に時間がかかる,あるいはキャリア再生できない,
回路規模が大きいという問題があり、一方、ポストデテ
クションを用いたFSK復調方式では、誤り率特性が劣
化するという欠点があり、問題となっていた。
再生に時間がかかる,あるいはキャリア再生できない,
回路規模が大きいという問題があり、一方、ポストデテ
クションを用いたFSK復調方式では、誤り率特性が劣
化するという欠点があり、問題となっていた。
【0019】また、ポストデテクション方式において
は、CW妨害波が存在する場合、その影響が大きく出て
しまい、FSK復調回路では、CW妨害波に対して検波
するようになる。
は、CW妨害波が存在する場合、その影響が大きく出て
しまい、FSK復調回路では、CW妨害波に対して検波
するようになる。
【0020】この検波出力を図14に示す。出力信号
は、CW妨害波の周波数成分と、受信が希望されている
搬送波信号の周波数成分の加算したような信号となる。
その結果、図に示すようにCW妨害波によって、検波電
力が支配され、検波された信号のレベルが全体にわたり
上昇し、判別点を上回ってしまって、すべて“1”と判
断し、誤りが生じてしまう。このように、ポストデテク
ションによるFSK復調方式は、干渉波に特に弱いとい
う欠点を持っていた。
は、CW妨害波の周波数成分と、受信が希望されている
搬送波信号の周波数成分の加算したような信号となる。
その結果、図に示すようにCW妨害波によって、検波電
力が支配され、検波された信号のレベルが全体にわたり
上昇し、判別点を上回ってしまって、すべて“1”と判
断し、誤りが生じてしまう。このように、ポストデテク
ションによるFSK復調方式は、干渉波に特に弱いとい
う欠点を持っていた。
【0021】本発明の目的は、上記のような問題点を解
決し、FSKを用いたDS方式により、キャリア再生不
要で、かつ、従来のポストデテクション方式よりも優れ
た誤り率特性を持つ、スペクトル拡散通信方式用の受信
機を提供するものである。
決し、FSKを用いたDS方式により、キャリア再生不
要で、かつ、従来のポストデテクション方式よりも優れ
た誤り率特性を持つ、スペクトル拡散通信方式用の受信
機を提供するものである。
【0022】
【課題を解決するための手段】本発明によるスペクトル
拡散通信方式の受信機は、伝送データに対して、データ
1ビットにつき多数のチップ数を持つ符号で直接拡散さ
れFSK変調されたスペクトル拡散通信方式において、
周波数の変位を検出するFSK復調器と、FSK復調器
の出力を多ビット量子化するA/Dコンバータと、A/
Dコンバータからの多ビット量子化された出力から相関
出力を検出しデータ復調を行なう相関器を備えている。
拡散通信方式の受信機は、伝送データに対して、データ
1ビットにつき多数のチップ数を持つ符号で直接拡散さ
れFSK変調されたスペクトル拡散通信方式において、
周波数の変位を検出するFSK復調器と、FSK復調器
の出力を多ビット量子化するA/Dコンバータと、A/
Dコンバータからの多ビット量子化された出力から相関
出力を検出しデータ復調を行なう相関器を備えている。
【0023】本発明によるスペクトル拡散通信方式の受
信機は、前記のFSK復調器とA/Dコンバータとの間
に、検波出力と周波数の対比テーブルを有し、検波出力
をこの対比テーブルに基づき電圧変換を行なう電圧変換
部を備える。
信機は、前記のFSK復調器とA/Dコンバータとの間
に、検波出力と周波数の対比テーブルを有し、検波出力
をこの対比テーブルに基づき電圧変換を行なう電圧変換
部を備える。
【0024】本発明によるスペクトル拡散通信方式の受
信機は、前記のA/Dコンバータのリファレンス電圧
を、検波された出力値の平均および分散より決定する手
段によって制御する。
信機は、前記のA/Dコンバータのリファレンス電圧
を、検波された出力値の平均および分散より決定する手
段によって制御する。
【0025】本発明によるスペクトル拡散通信方式の受
信機の前記の対比テーブルは、検波手段の出力値の平均
および分散により、いくつかの対比テーブルから、最適
なものを選択する変換テーブル選択手段によって切換え
られる。
信機の前記の対比テーブルは、検波手段の出力値の平均
および分散により、いくつかの対比テーブルから、最適
なものを選択する変換テーブル選択手段によって切換え
られる。
【0026】本発明によるスペクトル拡散通信方式の受
信機のA/Dコンバータは、多ビットデジタル相関器
(kビット)よりも多いビット数(mビット)でA/D
変換し、多ビットデジタル相関器との間には(m−k)
ビット変換するデジタル変換テーブルを有するビット変
換部が設けられている。
信機のA/Dコンバータは、多ビットデジタル相関器
(kビット)よりも多いビット数(mビット)でA/D
変換し、多ビットデジタル相関器との間には(m−k)
ビット変換するデジタル変換テーブルを有するビット変
換部が設けられている。
【0027】
【作用】本発明に係るスペクトル拡散通信は、非同期検
波方式であるFSK復調方式を用いているために、キャ
リア再生を行う必要がなく、そのため、キャリア再生に
必要とする時間がゼロとなる。さらに、同期回路が不要
であることから、回路を簡単にできる。また、周波数検
波した出力をA/Dコンバータで多ビット値のまま相関
器に入力する構成を取っているため、従来のポストデテ
クション方式に比べて誤り率を改善することができる。
さらに、CW妨害波が存在する場合にも、多ビット判定
をすることで、復調結果が干渉波に支配されることな
く、区別できるようになり、その結果、CW波に対して
も劣化を少なくすることができる。
波方式であるFSK復調方式を用いているために、キャ
リア再生を行う必要がなく、そのため、キャリア再生に
必要とする時間がゼロとなる。さらに、同期回路が不要
であることから、回路を簡単にできる。また、周波数検
波した出力をA/Dコンバータで多ビット値のまま相関
器に入力する構成を取っているため、従来のポストデテ
クション方式に比べて誤り率を改善することができる。
さらに、CW妨害波が存在する場合にも、多ビット判定
をすることで、復調結果が干渉波に支配されることな
く、区別できるようになり、その結果、CW波に対して
も劣化を少なくすることができる。
【0028】さらに、非線形出力特性を持つ周波数検波
器においても、その出力と周波数の対比テーブルを用い
て変換することで、逆拡散時に仮想的に線形とすること
ができ、より正確な逆拡散を行なうことができる。
器においても、その出力と周波数の対比テーブルを用い
て変換することで、逆拡散時に仮想的に線形とすること
ができ、より正確な逆拡散を行なうことができる。
【0029】また、A/Dコンバータのリファレンス電
圧を、検波信号の平均,分散を用いて最適化することで
特性の向上が図れる。
圧を、検波信号の平均,分散を用いて最適化することで
特性の向上が図れる。
【0030】さらに、対比テーブルを、通信の環境に適
したものを用いることで、周波数対量子化の精度をより
上げることができるようになる。
したものを用いることで、周波数対量子化の精度をより
上げることができるようになる。
【0031】
【実施例】図1は本発明による受信機の復調部の第1の
実施例のブロック図である。送信系は、図12(a)と
同一である。
実施例のブロック図である。送信系は、図12(a)と
同一である。
【0032】入力端子34から入った信号は、FSK復
調器35によって周波数に応じた電圧が出力される。こ
の例を図2に示す。横軸に周波数、縦軸に出力電圧を示
している。このように周波数に対して電圧が比例して出
力する(特性は理想的には直線である)。図1に戻り、
信号はこの後LPF36を通過して、多ビットのA/D
コンバータ37によって多ビット(たとえば3ビット)
に量子化される。さらに、この多ビット出力は、多ビッ
トデジタル相関器38によって相関が取られ、その相関
出力により、タイミング検出器39によりタイミングを
検出し、ラッチ回路40でラッチして信号復調部41で
復調信号を得る。このように、本発明においては、入力
信号をA/Dコンバータ37で多ビットに量子化するこ
とで、誤り率の改善を図ることができる。
調器35によって周波数に応じた電圧が出力される。こ
の例を図2に示す。横軸に周波数、縦軸に出力電圧を示
している。このように周波数に対して電圧が比例して出
力する(特性は理想的には直線である)。図1に戻り、
信号はこの後LPF36を通過して、多ビットのA/D
コンバータ37によって多ビット(たとえば3ビット)
に量子化される。さらに、この多ビット出力は、多ビッ
トデジタル相関器38によって相関が取られ、その相関
出力により、タイミング検出器39によりタイミングを
検出し、ラッチ回路40でラッチして信号復調部41で
復調信号を得る。このように、本発明においては、入力
信号をA/Dコンバータ37で多ビットに量子化するこ
とで、誤り率の改善を図ることができる。
【0033】この特性を図3に示す。破線は従来のポス
トデテクション方式のFSK復調の特性であり、実線は
本発明の方式の特性である。
トデテクション方式のFSK復調の特性であり、実線は
本発明の方式の特性である。
【0034】このように、本発明においては、従来の問
題点であった誤り率の劣化を改善することができる。
題点であった誤り率の劣化を改善することができる。
【0035】また、送信系自体は従来のFSKによるD
S方式と同一であるので、従来のこの方式のシステムに
完全に適合性を保つことができ、既存のシステムに対し
て負担をかけずに済む。
S方式と同一であるので、従来のこの方式のシステムに
完全に適合性を保つことができ、既存のシステムに対し
て負担をかけずに済む。
【0036】また、CW妨害波等の干渉が入った場合、
全体のレベルが上がるため、従来はすべて“1”で判定
されていたが、A/Dコンバータによって多ビット化す
ることで、量子化後に拡散符号の“1”,“0”で区別
ができるようになる。
全体のレベルが上がるため、従来はすべて“1”で判定
されていたが、A/Dコンバータによって多ビット化す
ることで、量子化後に拡散符号の“1”,“0”で区別
ができるようになる。
【0037】この状態を図4に示す。これは3ビット量
子化を用いた場合で、従来、すべて“1”で判別してい
たものが、111と100で区別できるようになり、相
関出力より送信データの“1”,“0”が判別できるよ
うになる。したがって、CW妨害波に対して、従来に比
べて耐性を得ることができる。
子化を用いた場合で、従来、すべて“1”で判別してい
たものが、111と100で区別できるようになり、相
関出力より送信データの“1”,“0”が判別できるよ
うになる。したがって、CW妨害波に対して、従来に比
べて耐性を得ることができる。
【0038】次に本発明の第2の実施例を図6について
説明する。図1に示される第1の実施例において、図2
に周波数と出力電圧の例を示したが、これは理想的な場
合で、現実のシステムでは、この検波特性は線形となら
ない場合が多い。この特性を図5に示す。搬送波の周波
数中心部の検波特性は、線形に近いが、離れていくと特
性は非線形性が生じる。一般のFSK復調方式では、全
く問題にならないが、多ビットに量子化する場合、FS
K方式は周波数変調方式であるので、周波数に対して非
線形のまま相関を取ると誤差が生じる。そこで、図6の
実施例では、図1のA/Dコンバータ37の前段に、対
比テーブルを有しこれによって電圧変換を行なう電圧変
換部42を設けた。この対比テーブルには、FSK復調
器35における周波数検波の特性を補正するデータを備
え、このデータに従ってA/Dコンバータ37への入力
電圧を変換する。A/Dコンバータ37および多ビット
デジタル相関器38には周波数に比例して線形な入力が
入るようになり、特性の改善を図ることができる。
説明する。図1に示される第1の実施例において、図2
に周波数と出力電圧の例を示したが、これは理想的な場
合で、現実のシステムでは、この検波特性は線形となら
ない場合が多い。この特性を図5に示す。搬送波の周波
数中心部の検波特性は、線形に近いが、離れていくと特
性は非線形性が生じる。一般のFSK復調方式では、全
く問題にならないが、多ビットに量子化する場合、FS
K方式は周波数変調方式であるので、周波数に対して非
線形のまま相関を取ると誤差が生じる。そこで、図6の
実施例では、図1のA/Dコンバータ37の前段に、対
比テーブルを有しこれによって電圧変換を行なう電圧変
換部42を設けた。この対比テーブルには、FSK復調
器35における周波数検波の特性を補正するデータを備
え、このデータに従ってA/Dコンバータ37への入力
電圧を変換する。A/Dコンバータ37および多ビット
デジタル相関器38には周波数に比例して線形な入力が
入るようになり、特性の改善を図ることができる。
【0039】次に第3の実施例を図7について説明す
る。第1および第2の実施例においては、A/Dコンバ
ータの量子化間隔は一定としたが、実際の回線下では、
C/Nにより、最適量子化しきい値間隔が存在する。こ
の特性を図8に示す。これより量子化にはC/Nに対応
した最適値があることがわかる。一般に、C/Nは、受
信電力の平均値と分散より求めることができるので、受
信している信号の平均電力と分散により、量子化しきい
値間隔を変えることで性能を向上できる。そこで、量子
化しきい値間隔を変える方法として、A/Dコンバータ
のリファレンス電圧をコントロールする手段を図1の回
路に付加する。図7において、ラッチ40でラッチした
相関出力を信号復調部41−aにおいてデータの系列に
配列する。そして、その内部の演算部で、データの平均
値および分散を特定の時間のサンプルから算出する。こ
の時間は、伝搬路の変動よりも十分小さく選ばれる。そ
の演算値をリファレンスコントロール部43に送り、そ
の値でA/Dコンバータ37のリファレンス電圧をコン
トロールする。第2の実施例で用いた手段を併用するこ
とにより特性がさらに向上する。一般に、A/Dコンバ
ータは、MSBとLSBのリファレンス電圧により入力
信号の量子化値を決めるので、リファレンス電圧をコン
トロールすることで、量子化しきい値間隔を変えること
ができ、結果として、いかなるC/Nのときにも、最良
の特性を得ることができるようになる。
る。第1および第2の実施例においては、A/Dコンバ
ータの量子化間隔は一定としたが、実際の回線下では、
C/Nにより、最適量子化しきい値間隔が存在する。こ
の特性を図8に示す。これより量子化にはC/Nに対応
した最適値があることがわかる。一般に、C/Nは、受
信電力の平均値と分散より求めることができるので、受
信している信号の平均電力と分散により、量子化しきい
値間隔を変えることで性能を向上できる。そこで、量子
化しきい値間隔を変える方法として、A/Dコンバータ
のリファレンス電圧をコントロールする手段を図1の回
路に付加する。図7において、ラッチ40でラッチした
相関出力を信号復調部41−aにおいてデータの系列に
配列する。そして、その内部の演算部で、データの平均
値および分散を特定の時間のサンプルから算出する。こ
の時間は、伝搬路の変動よりも十分小さく選ばれる。そ
の演算値をリファレンスコントロール部43に送り、そ
の値でA/Dコンバータ37のリファレンス電圧をコン
トロールする。第2の実施例で用いた手段を併用するこ
とにより特性がさらに向上する。一般に、A/Dコンバ
ータは、MSBとLSBのリファレンス電圧により入力
信号の量子化値を決めるので、リファレンス電圧をコン
トロールすることで、量子化しきい値間隔を変えること
ができ、結果として、いかなるC/Nのときにも、最良
の特性を得ることができるようになる。
【0040】次に第4の実施例を図9について説明す
る。図7の第3の実施例では、信号復調部41−aから
の検波出力の平均値および分散により、A/Dコンバー
タ37のリファレンス電圧を変えたが、本実施例では、
A/Dコンバータ37の前段の電圧変換部45に複数の
対比テーブルを備えている。これらの対比テーブルには
入力電圧対出力電圧の複数の傾きが記憶されており、信
号復調部41−aからの検波出力の平均値および分散
を、対比テーブル選択部44に入力し、その出力により
適切な対比テーブルに切換えて、適切な入力電圧対出力
電圧の傾きを選択し、等価的に量子化しきい値間隔を変
えることができる。
る。図7の第3の実施例では、信号復調部41−aから
の検波出力の平均値および分散により、A/Dコンバー
タ37のリファレンス電圧を変えたが、本実施例では、
A/Dコンバータ37の前段の電圧変換部45に複数の
対比テーブルを備えている。これらの対比テーブルには
入力電圧対出力電圧の複数の傾きが記憶されており、信
号復調部41−aからの検波出力の平均値および分散
を、対比テーブル選択部44に入力し、その出力により
適切な対比テーブルに切換えて、適切な入力電圧対出力
電圧の傾きを選択し、等価的に量子化しきい値間隔を変
えることができる。
【0041】次に第5の実施例を図10について説明す
る。図10において、多ビットデジタル相関器38とA
/Dコンバータ37との間には、ビット変換部46が設
けられている。A/Dコンバータ37では入力信号をm
ビットでA/D変換し、その出力をビット変換部46に
送る。ビット変換部46には、mビットをkビットに変
換するビット変換テーブルが備えられており、これに基
づいてビット変換を行なう。m>kとする。第2,第
3,第4の実施例においては、A/Dコンバータ37と
多ビット相関器38のビット数は同じであったが、この
実施例によれば、変換テーブル,対比テーブル等による
非線形性の補正や振幅レベルの補正を、デジタルで処理
するので、アナログの変換手段やリファレンス電圧を変
える方法よりも、より高精度で安価に、最適性能を得る
ことができるようになる。第3の実施例の手段を併用す
ればさらに性能は向上する。
る。図10において、多ビットデジタル相関器38とA
/Dコンバータ37との間には、ビット変換部46が設
けられている。A/Dコンバータ37では入力信号をm
ビットでA/D変換し、その出力をビット変換部46に
送る。ビット変換部46には、mビットをkビットに変
換するビット変換テーブルが備えられており、これに基
づいてビット変換を行なう。m>kとする。第2,第
3,第4の実施例においては、A/Dコンバータ37と
多ビット相関器38のビット数は同じであったが、この
実施例によれば、変換テーブル,対比テーブル等による
非線形性の補正や振幅レベルの補正を、デジタルで処理
するので、アナログの変換手段やリファレンス電圧を変
える方法よりも、より高精度で安価に、最適性能を得る
ことができるようになる。第3の実施例の手段を併用す
ればさらに性能は向上する。
【0042】本発明は、DSシステムとFHシステムを
組合せたDS−FHシステムのDS部に適用することも
できる。DS−FHシステムでは、キャリア同期の困難
さから、DS変復調には、FSに変復調が一般に用いら
れる。しかし、従来のDS−FSKは誤り率が悪いとい
う欠点があった。しかし、本発明の方式をDS−FHの
DS部に用いることで、誤り率特性の向上を図ることが
できる。
組合せたDS−FHシステムのDS部に適用することも
できる。DS−FHシステムでは、キャリア同期の困難
さから、DS変復調には、FSに変復調が一般に用いら
れる。しかし、従来のDS−FSKは誤り率が悪いとい
う欠点があった。しかし、本発明の方式をDS−FHの
DS部に用いることで、誤り率特性の向上を図ることが
できる。
【0043】
【発明の効果】本発明は、FSKによる受信信号をA/
Dコンバータで多ビットにコンバートし、多ビットの相
関器を用いて復調を行なうことで、従来のポストデテク
ション方式に比べて誤り率の改善を行なうことができ、
CW干渉波に対しても特性を向上することができる。ま
た、周波数検波器の非線形性を補正する手段を設けるこ
とにより、より特性を向上できる。さらに、C/Nによ
り変化する最適量子化しきい値に合せる手段を設けるこ
とにより、特性を上げることができる。なお、相関器の
ビット数より多いビット数のA/Dコンバータを用い
て、この変換テーブルによりデジタル変換を行なうこと
により、回路のデジタル化、つまり高集積化,小型化で
きるようになる。
Dコンバータで多ビットにコンバートし、多ビットの相
関器を用いて復調を行なうことで、従来のポストデテク
ション方式に比べて誤り率の改善を行なうことができ、
CW干渉波に対しても特性を向上することができる。ま
た、周波数検波器の非線形性を補正する手段を設けるこ
とにより、より特性を向上できる。さらに、C/Nによ
り変化する最適量子化しきい値に合せる手段を設けるこ
とにより、特性を上げることができる。なお、相関器の
ビット数より多いビット数のA/Dコンバータを用い
て、この変換テーブルによりデジタル変換を行なうこと
により、回路のデジタル化、つまり高集積化,小型化で
きるようになる。
【図1】本発明の第一の実施例のブロック図である。
【図2】FSK検波の特性を示すグラフである。
【図3】従来のポストデテクション方式と本発明方式の
比較を示すグラフである。
比較を示すグラフである。
【図4】本発明による出力信号と復調信号の対応を示す
グラフである。
グラフである。
【図5】FSK検波の実際の特性を示すグラフである。
【図6】本発明の第2の実施例のブロック図である。
【図7】本発明の第3の実施例のブロック図である。
【図8】C/Nと最適しきい値の関係を示すグラフであ
る。
る。
【図9】本発明の第4の実施例のブロック図である。
【図10】本発明の第5の実施例のブロック図である。
【図11】従来のBPSK復調部のブロック図である。
【図12】(a)および(b)はそれぞれDSによるF
SK変調の送信部とその復調部のブロック図である。
SK変調の送信部とその復調部のブロック図である。
【図13】ポストデテクション方式とDPSK方式のC
/NとBERの比較を示すグラフである。
/NとBERの比較を示すグラフである。
【図14】従来のポストデテクション方式の問題点を説
明するグラフである。
明するグラフである。
35 FSK復調器 36 LPF 37 A/Dコンバータ 38 多ビットデジタル相関器 39 タイミング検出器 40 ラッチ 41 信号復調部 42 電圧変換部 43 リファレンスコントロール部 44 対比テーブル選択部 45 電圧変換部 46 ビット変換部
Claims (5)
- 【請求項1】 伝送データに対してデータ1ビットにつ
き多数のチップ数を持つ符号で直接拡散されFSK変調
されたスペクトル拡散通信方式の受信機において、周波
数の変位を検出するFSK復調器と、FSK復調器の出
力を多ビット量子化するA/Dコンバータと、A/Dコ
ンバータからの多ビット量子化された出力から相関出力
を検出しデータ復調を行なう相関器とを有することを特
徴とするスペクトル拡散通信方式の受信機。 - 【請求項2】 A/Dコンバータの前段に、FSK復調
出力と周波数の対比テーブルを有し、出力電圧をこの対
比テーブルに基づき電圧変換を行ない、その出力をA/
Dコンバータに入力する電圧変換部を有することを特徴
とする請求項1記載のスペクトル拡散通信方式の受信
機。 - 【請求項3】 A/Dコンバータのリファレンス電圧を
復調された信号の出力値の平均および分散より決定する
手段を有することを特徴とする請求項1または2記載の
スペクトル拡散通信方式の受信機。 - 【請求項4】 複数のFSK復調出力と周波数の対比テ
ーブルを有し、復調された信号の出力値の平均および分
散により、前記の複数の対比テーブルから最適なものを
選択する手段を有することを特徴とする請求項1または
2記載のスペクトル拡散通信方式の受信機。 - 【請求項5】 A/Dコンバータのビット数mは多ビッ
ト相関器のビット数kよりも大であり、A/Dコンバー
タと多ビットデジタル相関器との間にmビットをkビッ
トに変換するビット変換テーブルを有するビット変換手
段を設けたことを特徴とする請求項1〜3,または4記
載のスペクトル拡散通信方式の受信機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7105339A JPH08307312A (ja) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | スペクトル拡散通信方式の受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7105339A JPH08307312A (ja) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | スペクトル拡散通信方式の受信機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08307312A true JPH08307312A (ja) | 1996-11-22 |
Family
ID=14404984
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7105339A Withdrawn JPH08307312A (ja) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | スペクトル拡散通信方式の受信機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH08307312A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006352373A (ja) * | 2005-06-14 | 2006-12-28 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 多重通信システム及び多重通信方法 |
JP2007129596A (ja) * | 2005-11-05 | 2007-05-24 | New Japan Radio Co Ltd | Fsk復調回路 |
JP2010041688A (ja) * | 2008-08-08 | 2010-02-18 | Japan Radio Co Ltd | 中継システム |
-
1995
- 1995-04-28 JP JP7105339A patent/JPH08307312A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006352373A (ja) * | 2005-06-14 | 2006-12-28 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 多重通信システム及び多重通信方法 |
JP4588547B2 (ja) * | 2005-06-14 | 2010-12-01 | 日本電信電話株式会社 | 多重通信システム及び多重通信方法 |
JP2007129596A (ja) * | 2005-11-05 | 2007-05-24 | New Japan Radio Co Ltd | Fsk復調回路 |
JP2010041688A (ja) * | 2008-08-08 | 2010-02-18 | Japan Radio Co Ltd | 中継システム |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020702 |