JPH08278333A - 交流波形の全調波ひずみを表わす信号の発生装置 - Google Patents
交流波形の全調波ひずみを表わす信号の発生装置Info
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- JPH08278333A JPH08278333A JP7309974A JP30997495A JPH08278333A JP H08278333 A JPH08278333 A JP H08278333A JP 7309974 A JP7309974 A JP 7309974A JP 30997495 A JP30997495 A JP 30997495A JP H08278333 A JPH08278333 A JP H08278333A
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/20—Measurement of non-linear distortion
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Investigating Or Analysing Biological Materials (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 十分に精度の高い全調波ひずみ信号を、過度
の信号処理を行うことなく反復発生できる装置及び方法
を提供する。 【解決手段】 交流波形（Ｗ）中の調波ひずみを表わす
信号を発生するマイクロコンピュータ装置が、波形のデ
ィジタルサンプルから、各波形の基本周波数成分の値を
表わす基本周波数信号（Ｆ）を抽出する。次に、調波信
号を、サンプル値とサンプルの基本周波数成分との差と
して発生させる。次に、全調波ひずみを表わす出力信号
を、調波信号のＲＭＳ値と基本周波数信号のＲＭＳ値の
比（百分率で表される）として発生させる。
の信号処理を行うことなく反復発生できる装置及び方法
を提供する。 【解決手段】 交流波形（Ｗ）中の調波ひずみを表わす
信号を発生するマイクロコンピュータ装置が、波形のデ
ィジタルサンプルから、各波形の基本周波数成分の値を
表わす基本周波数信号（Ｆ）を抽出する。次に、調波信
号を、サンプル値とサンプルの基本周波数成分との差と
して発生させる。次に、全調波ひずみを表わす出力信号
を、調波信号のＲＭＳ値と基本周波数信号のＲＭＳ値の
比（百分率で表される）として発生させる。
Description
【０００１】
【発明の属する分野】本発明は、交流電力系統の波形の
調波ひずみ分析に関し、特に、適当な精度（accuracy）
の全調波ひずみ信号を、過度の信号処理を行わないで反
復発生させることができる装置及び方法に関する。
調波ひずみ分析に関し、特に、適当な精度（accuracy）
の全調波ひずみ信号を、過度の信号処理を行わないで反
復発生させることができる装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】交流電
力系統、特に配電系統の正弦波形、特に電流波形にひず
みを生じさせる負荷の使用が増えている。かかる波形の
ひずみは、その交流電力系統の他のユーザーの設備や電
力会社の収益に悪影響を及ぼす場合があるので、ひずみ
の発生源を突き止めたり、ひずみの影響を軽減すること
に多大な関心が寄せられている。
力系統、特に配電系統の正弦波形、特に電流波形にひず
みを生じさせる負荷の使用が増えている。かかる波形の
ひずみは、その交流電力系統の他のユーザーの設備や電
力会社の収益に悪影響を及ぼす場合があるので、ひずみ
の発生源を突き止めたり、ひずみの影響を軽減すること
に多大な関心が寄せられている。
【０００３】調波ひずみ分析法により正弦波形のひずみ
を定量化することは周知である。調波ひずみ分析法は、
任意の周期的な波形は基本周波数の正弦波と基本周波数
の調波の正弦波の和として扱うことができるという原理
である。調波ひずみの標準的な一つの指標は、個々の調
波ひずみである。これは、特定の調波に原因があるひず
みの指標である。個々の調波ひずみは、基本周波数のＲ
ＭＳ値に対する特定の調波のＲＭＳ値の百分率として測
定される。調波ひずみのもう一つの標準的な指標は、全
調波ひずみである。典型的には、全調波ひずみは、基本
周波数のＲＭＳ値に対する、基本周波数を含まない個々
の調波のＲＭＳ値の二乗の和の平方根の比を百分率に変
換したものとして算出される。
を定量化することは周知である。調波ひずみ分析法は、
任意の周期的な波形は基本周波数の正弦波と基本周波数
の調波の正弦波の和として扱うことができるという原理
である。調波ひずみの標準的な一つの指標は、個々の調
波ひずみである。これは、特定の調波に原因があるひず
みの指標である。個々の調波ひずみは、基本周波数のＲ
ＭＳ値に対する特定の調波のＲＭＳ値の百分率として測
定される。調波ひずみのもう一つの標準的な指標は、全
調波ひずみである。典型的には、全調波ひずみは、基本
周波数のＲＭＳ値に対する、基本周波数を含まない個々
の調波のＲＭＳ値の二乗の和の平方根の比を百分率に変
換したものとして算出される。
【０００４】かくして、典型的な全調波ひずみの計算で
は、個々の調波の計算が必要になる。周知のように、調
波及び基本周波数成分の値はフーリエ解析により交流波
形のディジタルサンプルから抽出できる。このフーリエ
解析により、分析の対象である基本周波数及び各調波の
正弦係数及び余弦係数が得られる。多くの用途では、多
数の調波の大きさ、例えば最高第５０番目の調波の大き
さに関心がある。ディジタルサンプリングは抽出する最
も高い調波の周波数の二倍の周波数で行う必要があるの
で問題が複雑になる。したがって、６０Hzの基本周波数
をもつ波形から第５０番目の調波を抽出するためには、
６ＫHzでサンプリングする必要がある。この場合、解析
器は、所望の調波を抽出するのに必要な高サンプリング
レートでサンプリングでき、しかもフーリエ解析に必要
な大量の計算を行えるプロセッサを備えなければならな
いことが分かる。典型的には、解析器は、１周期又は数
周期の間、サンプリングを行い、次いで、調波係数を計
算しているあいだ、サンプリングを中断する。この方式
は、波形の過渡現象をキャッチする解析器の性能を低下
させることになる。また、解析器の中には、特定事象の
検出時に調波分析に必要な高速サンプリングをトリガす
るものがあり、それにより関心のある波形の部分が捕捉
される。
は、個々の調波の計算が必要になる。周知のように、調
波及び基本周波数成分の値はフーリエ解析により交流波
形のディジタルサンプルから抽出できる。このフーリエ
解析により、分析の対象である基本周波数及び各調波の
正弦係数及び余弦係数が得られる。多くの用途では、多
数の調波の大きさ、例えば最高第５０番目の調波の大き
さに関心がある。ディジタルサンプリングは抽出する最
も高い調波の周波数の二倍の周波数で行う必要があるの
で問題が複雑になる。したがって、６０Hzの基本周波数
をもつ波形から第５０番目の調波を抽出するためには、
６ＫHzでサンプリングする必要がある。この場合、解析
器は、所望の調波を抽出するのに必要な高サンプリング
レートでサンプリングでき、しかもフーリエ解析に必要
な大量の計算を行えるプロセッサを備えなければならな
いことが分かる。典型的には、解析器は、１周期又は数
周期の間、サンプリングを行い、次いで、調波係数を計
算しているあいだ、サンプリングを中断する。この方式
は、波形の過渡現象をキャッチする解析器の性能を低下
させることになる。また、解析器の中には、特定事象の
検出時に調波分析に必要な高速サンプリングをトリガす
るものがあり、それにより関心のある波形の部分が捕捉
される。
【０００５】解析器用プロセッサにかかる負担を軽減し
ようとして、全調波ひずみを求める近似法が使用されて
いる。この近似法では、全調波ひずみ信号のＲＭＳ値の
二乗から基本周波数のＲＭＳ値の二乗を引いた差の平方
根を基本周波数のＲＭＳ値で除算し、百分率に変換す
る。かくして、この近似法では、基本周波数についての
調波係数の計算が必要とされるに過ぎない。しかしなが
ら、この近似法を用いる場合、結果を得るにあたり２つ
の数の差の平方根を求める。もし全調波ひずみが僅かな
割合であれば、差を生じさせる２つの数の精度が高くな
ければならない。一例として、基本周波数が１００Hzの
場合、１パーセントＴＨＤは（１０００１−１０００
０）の平方根である。これは、１パーセントのＴＨＤ精
度を得るためには、波形値の測定及び計算において約
０．０１パーセントの精度が必要であるということであ
る。
ようとして、全調波ひずみを求める近似法が使用されて
いる。この近似法では、全調波ひずみ信号のＲＭＳ値の
二乗から基本周波数のＲＭＳ値の二乗を引いた差の平方
根を基本周波数のＲＭＳ値で除算し、百分率に変換す
る。かくして、この近似法では、基本周波数についての
調波係数の計算が必要とされるに過ぎない。しかしなが
ら、この近似法を用いる場合、結果を得るにあたり２つ
の数の差の平方根を求める。もし全調波ひずみが僅かな
割合であれば、差を生じさせる２つの数の精度が高くな
ければならない。一例として、基本周波数が１００Hzの
場合、１パーセントＴＨＤは（１０００１−１０００
０）の平方根である。これは、１パーセントのＴＨＤ精
度を得るためには、波形値の測定及び計算において約
０．０１パーセントの精度が必要であるということであ
る。
【０００６】交流波形の調波ひずみを求めるための改良
型の装置及び方法が要望されている。より詳細には、波
形のディジタルサンプルから全調波ひずみ信号を発生さ
せるディジタルプロセッサにかかる負担を軽減する、交
流波形の全調波ひずみを求めるための改良型装置及び方
法が要望されている。
型の装置及び方法が要望されている。より詳細には、波
形のディジタルサンプルから全調波ひずみ信号を発生さ
せるディジタルプロセッサにかかる負担を軽減する、交
流波形の全調波ひずみを求めるための改良型装置及び方
法が要望されている。
【０００７】また、交流波形の全調波ひずみの近似値を
迅速に、しかも適度な精度で発生させる改良型装置及び
方法が要望されている。
迅速に、しかも適度な精度で発生させる改良型装置及び
方法が要望されている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記及び他の要望は、交
流波形の全調波ひずみ（ＴＨＤ）を、信号のＲＭＳ値か
らその基本周波数成分を引いた値から近似計算する本発
明の装置及び方法によって満たされる。より詳細には、
信号の基本周波数成分の瞬時値を計算し、その信号の瞬
時値から引き算する。次に、その差のＲＭＳ値を計算
し、基本周波数成分のＲＭＳ値で除算し、百分率に変換
してＴＨＤの近似値を得る。
流波形の全調波ひずみ（ＴＨＤ）を、信号のＲＭＳ値か
らその基本周波数成分を引いた値から近似計算する本発
明の装置及び方法によって満たされる。より詳細には、
信号の基本周波数成分の瞬時値を計算し、その信号の瞬
時値から引き算する。次に、その差のＲＭＳ値を計算
し、基本周波数成分のＲＭＳ値で除算し、百分率に変換
してＴＨＤの近似値を得る。
【０００９】本発明によれば、交流波形を表わす検出信
号を発生する手段が設けられる。また、検出信号から、
この検出信号の基本周波数成分を表わす基本周波数信号
を発生させる手段も設けられる。さらに、検出信号と基
本周波数信号の差として調波信号を発生させる手段が設
けられる。また、調波信号と基本周波数信号から全調波
ひずみ信号を発生させる手段が設けられる。より詳細に
は、全調波ひずみ信号を発生させる前記手段は、調波信
号のＲＭＳ値を発生させ、これを基本周波数信号のＲＭ
Ｓ値で除算し、その結果得られる商を百分率に変換する
手段を含む。特に、本発明は、波形のディジタルサンプ
ルを発生させ、各サンプルについて基本周波数成分を求
め、ディジタルサンプル値から基本周波数成分を引き算
してディジタル調波信号を生じさせるディジタル装置に
より実施される。次に、このディジタル調波信号のＲＭ
Ｓ値を求め、基本周波数成分のＲＭＳ値で除算する。
号を発生する手段が設けられる。また、検出信号から、
この検出信号の基本周波数成分を表わす基本周波数信号
を発生させる手段も設けられる。さらに、検出信号と基
本周波数信号の差として調波信号を発生させる手段が設
けられる。また、調波信号と基本周波数信号から全調波
ひずみ信号を発生させる手段が設けられる。より詳細に
は、全調波ひずみ信号を発生させる前記手段は、調波信
号のＲＭＳ値を発生させ、これを基本周波数信号のＲＭ
Ｓ値で除算し、その結果得られる商を百分率に変換する
手段を含む。特に、本発明は、波形のディジタルサンプ
ルを発生させ、各サンプルについて基本周波数成分を求
め、ディジタルサンプル値から基本周波数成分を引き算
してディジタル調波信号を生じさせるディジタル装置に
より実施される。次に、このディジタル調波信号のＲＭ
Ｓ値を求め、基本周波数成分のＲＭＳ値で除算する。
【００１０】本発明に従ってＴＨＤ信号を発生させる方
法は、上述の近似法よりも精度が高い。調波信号を信号
のＲＭＳ値の１／２％の精度に維持すれば、ＴＨＤ値の
精度は約１％になるはずである。かくして、この手法は
従来技術の近似法よりもサンプリングエラー及びタイミ
ングエラーについての許容度が高いが、計算段階を多く
必要とする。即ち、必要な実行時間が約２倍になる。他
方、この手法は、“正確な”ＴＨＤを計算するのに必要
な実行時間よりも非常に短い実行時間しか必要とせず、
例えば、５０個の調波が“正確な”計算に用いられる場
合の実行時間の１／２５に過ぎない。
法は、上述の近似法よりも精度が高い。調波信号を信号
のＲＭＳ値の１／２％の精度に維持すれば、ＴＨＤ値の
精度は約１％になるはずである。かくして、この手法は
従来技術の近似法よりもサンプリングエラー及びタイミ
ングエラーについての許容度が高いが、計算段階を多く
必要とする。即ち、必要な実行時間が約２倍になる。他
方、この手法は、“正確な”ＴＨＤを計算するのに必要
な実行時間よりも非常に短い実行時間しか必要とせず、
例えば、５０個の調波が“正確な”計算に用いられる場
合の実行時間の１／２５に過ぎない。
【００１１】本発明の内容は、添付の図面を参照して好
ましい形態の以下の説明を読むと、十分に理解できよ
う。
ましい形態の以下の説明を読むと、十分に理解できよ
う。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１を参照すると、かなり多くの
調波成分を持つことが分かるような幾分方形の交流波形
Ｗが示されている。波形は、時間的に等間隔のサンプル
ポイント（「サンプリングポイント」という場合があ
る）Ｓでサンプリングされる。ナイキストの定理に照ら
して、上述のように、検出すべき最も高い周波数の少な
くとも二倍のレートで波形をサンプリングする。かくし
て、６０Hzの基本周波数をもつ波形では、最高第５０番
目の調波を抽出するために少なくとも６ＫHzでサンプリ
ングを行う。これは、第５０番目の調波を抽出するため
には６０Hzの信号について一周期あたり１００個のサン
プルを採取する必要があることを意味する。しかしなが
ら、本発明の方法による全調波ひずみの測定では、各調
波の個々の影響の度合いを個別に識別できることは必要
ではない。かくして、本発明の例示の形態では、ＴＨＤ
計算を６０Hz波形Ｗの一周期当たり３２個のサンプリン
グポイントで抽出したサンプルで行う。しかしながら、
説明の簡略化のために、一周期当たりの数を少なくした
サンプリングポイントを図１に示している。また、図１
から、サンプルは波形Ｗの零交差点において抽出したも
のも含むことに注目されたい。これは必要条件ではない
が、サンプリングを同期させることは必要である。すな
わち、一周期当たり整数個のサンプルを抽出する必要が
ある。これは、フーリエ解析の実行のために必要であ
る。この周知の数学的手法は、波形Ｗの基本周波数成分
Ｆについての正弦係数及び余弦係数を得るのに用いられ
る。これら係数を用いて、波形Ｗから採取したサンプル
Ｓ1 ，Ｓ2 ，・・・Ｓn から、波形Ｗの基本周波数成分
Ｆの各サンプリングポイントの対応値を計算する。これ
ら基本周波数成分の計算値は、参照符号Ｃ1 〜Ｃn で示
されている。
調波成分を持つことが分かるような幾分方形の交流波形
Ｗが示されている。波形は、時間的に等間隔のサンプル
ポイント（「サンプリングポイント」という場合があ
る）Ｓでサンプリングされる。ナイキストの定理に照ら
して、上述のように、検出すべき最も高い周波数の少な
くとも二倍のレートで波形をサンプリングする。かくし
て、６０Hzの基本周波数をもつ波形では、最高第５０番
目の調波を抽出するために少なくとも６ＫHzでサンプリ
ングを行う。これは、第５０番目の調波を抽出するため
には６０Hzの信号について一周期あたり１００個のサン
プルを採取する必要があることを意味する。しかしなが
ら、本発明の方法による全調波ひずみの測定では、各調
波の個々の影響の度合いを個別に識別できることは必要
ではない。かくして、本発明の例示の形態では、ＴＨＤ
計算を６０Hz波形Ｗの一周期当たり３２個のサンプリン
グポイントで抽出したサンプルで行う。しかしながら、
説明の簡略化のために、一周期当たりの数を少なくした
サンプリングポイントを図１に示している。また、図１
から、サンプルは波形Ｗの零交差点において抽出したも
のも含むことに注目されたい。これは必要条件ではない
が、サンプリングを同期させることは必要である。すな
わち、一周期当たり整数個のサンプルを抽出する必要が
ある。これは、フーリエ解析の実行のために必要であ
る。この周知の数学的手法は、波形Ｗの基本周波数成分
Ｆについての正弦係数及び余弦係数を得るのに用いられ
る。これら係数を用いて、波形Ｗから採取したサンプル
Ｓ1 ，Ｓ2 ，・・・Ｓn から、波形Ｗの基本周波数成分
Ｆの各サンプリングポイントの対応値を計算する。これ
ら基本周波数成分の計算値は、参照符号Ｃ1 〜Ｃn で示
されている。
【００１３】調波を表わすディジタル信号を、波形Ｗの
測定サンプル値と基本周波数成分の計算値の差を求める
ことにより発生させる。次に、このディジタル調波信号
ＨのＲＭＳ値を基本周波数成分ＦのＲＭＳ値で除算した
値として全調波ひずみを計算する。
測定サンプル値と基本周波数成分の計算値の差を求める
ことにより発生させる。次に、このディジタル調波信号
ＨのＲＭＳ値を基本周波数成分ＦのＲＭＳ値で除算した
値として全調波ひずみを計算する。
【００１４】ＴＨＤのこの近似値は次の関係式で表され
る。
る。
【００１５】
【数２】 上式において、ｆ(k) は、サンプリングポイントｋにお
ける波形Ｗの測定サンプル値；ｆ1(k)は、サンプリング
ポイントｋにおける基本周波数成分Ｆの計算値；ｍは、
一周期当たりのサンプル数；ｋは、サンプル番号であ
る。
ける波形Ｗの測定サンプル値；ｆ1(k)は、サンプリング
ポイントｋにおける基本周波数成分Ｆの計算値；ｍは、
一周期当たりのサンプル数；ｋは、サンプル番号であ
る。
【００１６】この式から、まず最初に、計算が必要なの
は波形の基本周波数成分だけであることが理解される。
調波は全て波形の測定値に含まれており、測定波形の対
応サンプル値から基本周波数波形の値を減算することに
よりひとまとめに抽出される。また、上式から、従来の
ＴＨＤに係る“近似法”で行ったような２つの二乗値の
差の平方根を求める必要がないことが分かる。
は波形の基本周波数成分だけであることが理解される。
調波は全て波形の測定値に含まれており、測定波形の対
応サンプル値から基本周波数波形の値を減算することに
よりひとまとめに抽出される。また、上式から、従来の
ＴＨＤに係る“近似法”で行ったような２つの二乗値の
差の平方根を求める必要がないことが分かる。
【００１７】図２は、本発明に従ってＴＨＤ出力を発生
するのに用いられるモニタ／解析器１を示している。モ
ニタ／解析器１は、波形分析のため交流電力系統３、例
えば配電系統に接続された状態で示されている。
するのに用いられるモニタ／解析器１を示している。モ
ニタ／解析器１は、波形分析のため交流電力系統３、例
えば配電系統に接続された状態で示されている。
【００１８】図示の配電系統３は、３つの相導体５Ａ，
５Ｂ，５Ｃ、中性導体５Ｎ、及び接地導体５Ｇを有す
る。変流器７Ａ，７Ｂ，７Ｃ，７Ｎ，７Ｇが各導体を流
れる電流を検出し、計器用変圧器９Ａ，９Ｂ，９Ｃが相
−中性導体間電圧を検出し、計器用変圧器９Ｎによって
中性−接地導体間電圧が得られる。レンジング回路（ra
nging circuit)１１が電流信号及び−１０〜０ボルトの
電圧信号を＋１０ボルト信号に変換し、これをアナログ
−ディジタル変換器１３（以下、「Ａ／Ｄ変換器」とい
う）で変換してディジタルプロセッサ１５に入力できる
ようにする。Ａ／Ｄ変換器１３は、ディジタルプロセッ
サ１５により生じる割込み信号（以下、単に「割込み」
という場合がある）で決まるサンプリングレートでアナ
ログ電圧及び電流をサンプリングする。これら割込み信
号は、第１の低速サンプリングレート又は第２の高速サ
ンプリングレートで選択的に発生される。例示の装置で
は、低速サンプリングレートは一周期当たり３２個のサ
ンプルであり、高速サンプリングレートは一周期当たり
１２８個のサンプルである。低速サンプリング中、Ａ／
Ｄ変換器１３は、全部で５つの電流及び全部で４つの電
圧をサンプリングする。高速サンプリングに関しては、
再度全ての電流をサンプリングするが、相電圧を３つだ
けディジタル化してディジタルプロセッサに入力する。
これら電流及び電圧の各々を各割込み毎にサンプリング
する。
５Ｂ，５Ｃ、中性導体５Ｎ、及び接地導体５Ｇを有す
る。変流器７Ａ，７Ｂ，７Ｃ，７Ｎ，７Ｇが各導体を流
れる電流を検出し、計器用変圧器９Ａ，９Ｂ，９Ｃが相
−中性導体間電圧を検出し、計器用変圧器９Ｎによって
中性−接地導体間電圧が得られる。レンジング回路（ra
nging circuit)１１が電流信号及び−１０〜０ボルトの
電圧信号を＋１０ボルト信号に変換し、これをアナログ
−ディジタル変換器１３（以下、「Ａ／Ｄ変換器」とい
う）で変換してディジタルプロセッサ１５に入力できる
ようにする。Ａ／Ｄ変換器１３は、ディジタルプロセッ
サ１５により生じる割込み信号（以下、単に「割込み」
という場合がある）で決まるサンプリングレートでアナ
ログ電圧及び電流をサンプリングする。これら割込み信
号は、第１の低速サンプリングレート又は第２の高速サ
ンプリングレートで選択的に発生される。例示の装置で
は、低速サンプリングレートは一周期当たり３２個のサ
ンプルであり、高速サンプリングレートは一周期当たり
１２８個のサンプルである。低速サンプリング中、Ａ／
Ｄ変換器１３は、全部で５つの電流及び全部で４つの電
圧をサンプリングする。高速サンプリングに関しては、
再度全ての電流をサンプリングするが、相電圧を３つだ
けディジタル化してディジタルプロセッサに入力する。
これら電流及び電圧の各々を各割込み毎にサンプリング
する。
【００１９】ディジタルプロセッサ１５はこれらディジ
タルサンプルにより得られたデータを利用して二つの電
気的パラメータセットの値を生じさせる。第１のパラメ
ータセットはモニタ機能と関連していて、計測パラメー
タ値、例えば、ＲＭＳ電流、ＲＭＳ電圧、ピーク電流、
ピーク電圧、最小電流、最小電圧、力率、ワット値、バ
ール値（Vars）、ボルトアンペア値、全調波係数、Ｋフ
ァクター、ＣＢＭＥＡデレーティングファクター等を含
む。ディジタルプロセッサ１５により計算される第２の
パラメータセットは、個々の調波係数である。本発明
は、データ収集及び処理を組織化して最大数のパラメー
タを連続的に監視すると共に調波成分を同時計算できる
ようにする。
タルサンプルにより得られたデータを利用して二つの電
気的パラメータセットの値を生じさせる。第１のパラメ
ータセットはモニタ機能と関連していて、計測パラメー
タ値、例えば、ＲＭＳ電流、ＲＭＳ電圧、ピーク電流、
ピーク電圧、最小電流、最小電圧、力率、ワット値、バ
ール値（Vars）、ボルトアンペア値、全調波係数、Ｋフ
ァクター、ＣＢＭＥＡデレーティングファクター等を含
む。ディジタルプロセッサ１５により計算される第２の
パラメータセットは、個々の調波係数である。本発明
は、データ収集及び処理を組織化して最大数のパラメー
タを連続的に監視すると共に調波成分を同時計算できる
ようにする。
【００２０】ディジタルプロセッサ１５は入／出力装置
（Ｉ／Ｏ）１７を有し、これによりフロントパネル１９
に接続されている。フロントパネル１９は、ユーザーと
のインタフェースとして役立つ。ユーザーがモニタ／解
析器１の動作を制御して交流電力系統３を監視できるの
はこのフロントパネルによる。入／出力装置１７は又、
ディジタル入力を介してディジタルプロセッサ１５を接
点入力とインタフェースさせる。また、リレー出力及び
アナログ出力が入／出力装置１７により得られる。ディ
ジタルプロセッサ１５は又、通信リンク２１を介して遠
隔のプロセッサとも連絡する。この通信リンク２１を通
じて、モニタ／解析器１は遠隔のプロセッサ（図示せ
ず）へ情報を提供できると共に、或いはこの遠隔のプロ
セッサにより制御可能となる。
（Ｉ／Ｏ）１７を有し、これによりフロントパネル１９
に接続されている。フロントパネル１９は、ユーザーと
のインタフェースとして役立つ。ユーザーがモニタ／解
析器１の動作を制御して交流電力系統３を監視できるの
はこのフロントパネルによる。入／出力装置１７は又、
ディジタル入力を介してディジタルプロセッサ１５を接
点入力とインタフェースさせる。また、リレー出力及び
アナログ出力が入／出力装置１７により得られる。ディ
ジタルプロセッサ１５は又、通信リンク２１を介して遠
隔のプロセッサとも連絡する。この通信リンク２１を通
じて、モニタ／解析器１は遠隔のプロセッサ（図示せ
ず）へ情報を提供できると共に、或いはこの遠隔のプロ
セッサにより制御可能となる。
【００２１】モニタ／解析器１のＴＨＤ出力はフロント
パネル１９上に数値表示することができる。その上、或
いはこれに代えて、ＴＨＤ出力を通信リンク２１で遠隔
の装置に送ることができる。モニタ／解析器１も又、所
望に応じて、配電系統３の波形の個々の調波成分を測定
できることは理解されよう。これはクロスリファレンス
関係にある別途特許出願に記載されている。解析器は、
最高第５０番目の調波を計算するのに適切なデータを得
るために、より高速のサンプリングレート、例示の解析
器では一周期当たり１２８個のサンプルに切り替わる。
解析器は、サンプルを通常は一周期当たり３２個のサン
プルで採取するが、毎回８周期のうち２つの連続周期に
ついては一周期当たり１２８個のサンプルを採取可能な
サンプリング手法を用いる。
パネル１９上に数値表示することができる。その上、或
いはこれに代えて、ＴＨＤ出力を通信リンク２１で遠隔
の装置に送ることができる。モニタ／解析器１も又、所
望に応じて、配電系統３の波形の個々の調波成分を測定
できることは理解されよう。これはクロスリファレンス
関係にある別途特許出願に記載されている。解析器は、
最高第５０番目の調波を計算するのに適切なデータを得
るために、より高速のサンプリングレート、例示の解析
器では一周期当たり１２８個のサンプルに切り替わる。
解析器は、サンプルを通常は一周期当たり３２個のサン
プルで採取するが、毎回８周期のうち２つの連続周期に
ついては一周期当たり１２８個のサンプルを採取可能な
サンプリング手法を用いる。
【００２２】図３は、ＴＨＤ出力発生のためにディジタ
ルプロセッサ１５により用いられるルーチンの流れ図で
ある。ブロック２３に示すように、全部で５つの電流及
び全部で４つの相導体と中性導体間の電圧（相導体間電
圧は、周知のように、相導体と中性導体間の電圧であ
る））のサンプルを一周期当たり３２回採取する。次
に、電流及び電圧のそれぞれの基本周波数成分の正弦係
数及び余弦係数を、これまた周知のようにフーリエ解析
を用いて計算する（ブロック２５）。次に、これら係数
を用いて、サンプリングポイントの各々において各波形
の基本周波数成分の瞬時値を計算する（ブロック２
７）。次いで、サンプリングポイントの各々における各
波形の基本周波数成分のこの瞬時値を波形の測定値から
減算して調波信号を発生させる（ブロック２９）。次
に、これら調波信号及び基本周波数成分を用いて、上式
に従って電流及び電圧の各々についてＴＨＤ値を計算す
る（ブロック３１）。次に、これらＴＨＤ値を、モニタ
／解析器のユーザーに提供するために出力する（ブロッ
ク３３）。
ルプロセッサ１５により用いられるルーチンの流れ図で
ある。ブロック２３に示すように、全部で５つの電流及
び全部で４つの相導体と中性導体間の電圧（相導体間電
圧は、周知のように、相導体と中性導体間の電圧であ
る））のサンプルを一周期当たり３２回採取する。次
に、電流及び電圧のそれぞれの基本周波数成分の正弦係
数及び余弦係数を、これまた周知のようにフーリエ解析
を用いて計算する（ブロック２５）。次に、これら係数
を用いて、サンプリングポイントの各々において各波形
の基本周波数成分の瞬時値を計算する（ブロック２
７）。次いで、サンプリングポイントの各々における各
波形の基本周波数成分のこの瞬時値を波形の測定値から
減算して調波信号を発生させる（ブロック２９）。次
に、これら調波信号及び基本周波数成分を用いて、上式
に従って電流及び電圧の各々についてＴＨＤ値を計算す
る（ブロック３１）。次に、これらＴＨＤ値を、モニタ
／解析器のユーザーに提供するために出力する（ブロッ
ク３３）。
【００２３】本発明の特定の実施形態を詳細に説明した
が、当業者であれば開示内容に照らしてかかる細部に関
し種々の設計変更及び変形を想到できるので、開示した
特定の肯定は例示であって本発明の範囲を限定するもの
ではなく、本発明の範囲は特許請求の範囲に記載の事項
及びその均等範囲に基づいて定められる。
が、当業者であれば開示内容に照らしてかかる細部に関
し種々の設計変更及び変形を想到できるので、開示した
特定の肯定は例示であって本発明の範囲を限定するもの
ではなく、本発明の範囲は特許請求の範囲に記載の事項
及びその均等範囲に基づいて定められる。
【００２４】
【図１】波形のＴＨＤを本発明に従って求める方法を示
す波形図である。
す波形図である。
【図２】本発明に従ってＴＨＤを表わす信号を発生させ
るのに適したモニタ／解析器のブロック図である。
るのに適したモニタ／解析器のブロック図である。
【図３】ＴＨＤ出力を発生させるよう図２のモニタ／解
析器で実行される適当なコンピュータプログラムの流れ
図である。
析器で実行される適当なコンピュータプログラムの流れ
図である。
３ 配電系統 ５ 導体 ７ 変流器 ９ 変圧器 １１ レンジング回路 １３ Ａ／Ｄ変換器 １５ ディジタルプロセッサ １９ フロントパネル ２１ 通信リンク
フロントページの続き (71)出願人 390033020 Ｅａｔｏｎ Ｃｅｎｔｅｒ，Ｃｌｅｖｅｌ ａｎｄ，Ｏｈｉｏ 44114，Ｕ．Ｓ．Ａ.
Claims (7)
- 【請求項１】 基本周波数を有する交流波形の全調波ひ
ずみを表わす信号を発生させる装置であって、 交流波形を表わす検出信号を発生させる検出手段と、 検出信号からその基本周波数成分を表わす基本信号を発
生させる手段と、 検出信号と基本信号の差として調波信号を発生させる手
段と、 基本信号と調波信号から全調波ひずみ信号を発生させる
手段とを有することを特徴とする装置。 - 【請求項２】 全調波ひずみ信号を発生させる前記手段
は、調波信号からＲＭＳ調波信号を発生させ、基本信号
からＲＭＳ基本信号を発生させ、ＲＭＳ基本信号に対す
るＲＭＳ調波信号の比を百分率に変換したものとして全
調波ひずみ信号を発生させる手段を含むことを特徴とす
る請求項１記載の装置。 - 【請求項３】 交流配電系統の交流波形の全調波ひずみ
を求める装置であって、 ディジタルサンプリングポイントで採取した交流波形の
ディジタルサンプルからディジタル検出信号を発生させ
る検出手段と、 ディジタル検出信号から、交流波形のディジタルサンプ
リングポイントにおける基本周波数成分を表わすディジ
タル基本信号を発生させる基本信号発生手段と、 ディジタルサンプリングポイントにおけるディジタル検
出信号とディジタル基本信号の差としてディジタル調波
信号を発生させる調波信号発生手段と、 ディジタル調波信号とディジタル基本信号からディジタ
ル全調波ひずみ信号を発生させる全調波ひずみ信号発生
手段と、 ディジタル全調波ひずみ信号から出力を発生させる出力
手段とを有することを特徴とする装置。 - 【請求項４】 ディジタル全調波ひずみ信号を発生させ
る前記手段は、ディジタルサンプリングポイントにおけ
るディジタル調波信号からディジタルＲＭＳ調波信号を
発生させる手段と、ディジタル基本信号からＲＭＳ基本
信号を発生させる手段と、ＲＭＳ基本信号に対するＲＭ
Ｓ調波信号の比を百分率で表したものとしてディジタル
全調波ひずみ信号を発生させる手段とを含むことを特徴
とする請求項３記載の装置。 - 【請求項５】 全調波ひずみ信号を発生させる前記手段
は、次式、即ち、 【数１】 に従って全調波ひずみ信号を発生させ、上式において、
ｍは一周期当たりのサンプル数、ｋはサンプル番号、ｆ
(k) はサンプリングポイントｋにおけるサンプル値、ｆ
1(k)はサンプグポイントｋの基本周波数成分値、Ｆ1 は
基本周波数成分のＲＭＳ値であることを特徴とする請求
項３記載の装置。 - 【請求項６】 検出手段は、交流配電系統の多数の波形
から各波形のディジタルサンプリングポイントにおいて
採取したディジタルサンプルより複数のディジタル検出
信号を発生させる手段を含み、基本信号発生手段は、複
数のディジタル検出信号の各々から、対応のディジタル
検出信号の基本周波数成分を表わす対応のディジタル基
本信号を発生させる手段を含み、調波信号発生手段は、
各交流波形につき、その波形のディジタル検出信号と対
応のディジタル基本信号の差としての対応ディジタル調
波信号を発生させ、全調波ひずみ信号発生手段は、各波
形につき、その波形のディジタル調波信号と対応のディ
ジタル基本信号から全調波ひずみ信号を発生させる手段
を含むことを特徴とする請求項３記載の装置。 - 【請求項７】 前記多数の波形のうちの一つは電流波形
であり、前記多数の波形のうちの別の一つは電圧波形で
あり、基本周波数信号と調波信号を、電流波形と電圧波
形について発生させ、全調波ひずみ信号を、電流波形及
び電圧波形について発生させることを特徴とする請求項
６記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/334,506 US5487016A (en) | 1994-11-04 | 1994-11-04 | Apparatus for generating a signal representative of total harmonic distortion in waveforms of an A/C electrical system |
| US334506 | 1994-11-04 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08278333A true JPH08278333A (ja) | 1996-10-22 |
Family
ID=23307540
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7309974A Ceased JPH08278333A (ja) | 1994-11-04 | 1995-11-03 | 交流波形の全調波ひずみを表わす信号の発生装置 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5487016A (ja) |
| EP (1) | EP0710846B1 (ja) |
| JP (1) | JPH08278333A (ja) |
| AU (1) | AU696704B2 (ja) |
| BR (1) | BR9504910A (ja) |
| CA (1) | CA2162073C (ja) |
| DE (1) | DE69527592T2 (ja) |
| MX (1) | MX9504639A (ja) |
| NZ (1) | NZ280204A (ja) |
| PH (1) | PH31479A (ja) |
| ZA (1) | ZA959214B (ja) |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5736847A (en) * | 1994-12-30 | 1998-04-07 | Cd Power Measurement Limited | Power meter for determining parameters of muliphase power lines |
| US5691897A (en) * | 1995-05-30 | 1997-11-25 | Roy-G-Biv Corporation | Motion control systems |
| US5789928A (en) * | 1995-11-01 | 1998-08-04 | Sundstrand Corporation | Circuit and method for discriminating the source of waveform distortion in an electric power generation and distribution system |
| US5706204A (en) * | 1996-02-28 | 1998-01-06 | Eaton Corporation | Apparatus for triggering alarms and waveform capture in an electric power system |
| US5890097A (en) * | 1997-03-04 | 1999-03-30 | Eaton Corporation | Apparatus for waveform disturbance monitoring for an electric power system |
| US6246965B1 (en) * | 1998-10-01 | 2001-06-12 | Lucent Technologies Inc. | Pre-distortion tuning for analog lasers |
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| GB0120748D0 (en) | 2001-08-25 | 2001-10-17 | Lucas Aerospace Power Equip | Generator |
| US7058482B2 (en) * | 2002-02-25 | 2006-06-06 | General Electric Company | Data sample and transmission modules for power distribution systems |
| US7111195B2 (en) * | 2002-02-25 | 2006-09-19 | General Electric Company | Method and system for external clock to obtain multiple synchronized redundant computers |
| US7532955B2 (en) * | 2002-02-25 | 2009-05-12 | General Electric Company | Distributed protection system for power distribution systems |
| US7747356B2 (en) | 2002-02-25 | 2010-06-29 | General Electric Company | Integrated protection, monitoring, and control system |
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| GB2401467B (en) * | 2003-05-09 | 2006-01-25 | Autoliv Dev | Improvements in or relating to a movable or removable unit for a motor vehicle |
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| FR2903190B1 (fr) * | 2006-06-29 | 2008-08-22 | Airbus France Sas | Procede de determination instannee de taux de distorsion de signaux sur un reseau electrique alternatif, et dispositif associe. |
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| DE102007046318A1 (de) * | 2007-09-27 | 2009-04-02 | Robert Bosch Gmbh | Abtastverfahren |
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| US9077208B2 (en) | 2011-12-30 | 2015-07-07 | Schneider Electric USA, Inc. | Method of detecting instability in islanded electrical systems |
| US8712066B1 (en) | 2013-03-14 | 2014-04-29 | Rockford Corporation | Audio signal clip detection |
| CN107543962B (zh) * | 2017-08-11 | 2020-03-31 | 安徽大学 | 主导间谐波频谱分布的计算方法 |
| CN114705913B (zh) * | 2022-04-12 | 2024-01-09 | 上海赢双电机科技股份有限公司 | 一种旋转变压器的谐波分析方法 |
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| JPS55130222A (en) * | 1979-03-30 | 1980-10-08 | Takayoshi Hirata | Generator of composite pulse for distortion measurement |
| US4672555A (en) * | 1984-10-18 | 1987-06-09 | Massachusetts Institute Of Technology | Digital ac monitor |
| JPH083507B2 (ja) * | 1986-08-06 | 1996-01-17 | 株式会社アドバンテスト | 信号除去装置 |
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- 1994-11-04 US US08/334,506 patent/US5487016A/en not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-10-05 PH PH51433A patent/PH31479A/en unknown
- 1995-10-06 AU AU33068/95A patent/AU696704B2/en not_active Ceased
- 1995-10-11 NZ NZ280204A patent/NZ280204A/en not_active IP Right Cessation
- 1995-10-26 DE DE69527592T patent/DE69527592T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-10-26 EP EP95116899A patent/EP0710846B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-10-31 ZA ZA959214A patent/ZA959214B/xx unknown
- 1995-11-01 BR BR9504910A patent/BR9504910A/pt not_active IP Right Cessation
- 1995-11-03 CA CA002162073A patent/CA2162073C/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-11-03 MX MX9504639A patent/MX9504639A/es not_active IP Right Cessation
- 1995-11-03 JP JP7309974A patent/JPH08278333A/ja not_active Ceased
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