JPH0827313B2

JPH0827313B2 - スペクトラムアナライザ

Info

Publication number: JPH0827313B2
Application number: JP63132593A
Authority: JP
Inventors: 光祥高野; 愛一片山; 博一柳川; 成志天本
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 1988-06-01
Filing date: 1988-06-01
Publication date: 1996-03-21
Anticipated expiration: 2011-03-21
Also published as: JPH01304367A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、スペクトラムアナライザの改良に関するも
のであり、特に復調された信号波形の時間軸上の所望の
点をサンプリングして測定対象区間に現われる原波形と
相似な波形の信号を取り出せるようにしてタイム・ドメ
インでの波形測定を可能にした波形測定装置に関する。
この発明がもっとも有効に使用される例を挙げれば、ビ
デオテープレコーダ（VTR）などに使われるビデオ・コ
ンバータの変調度測定用のスペクトラムアナライザがあ
る。

〔従来の技術〕

振幅変調された信号を総合的に解析する場合、スペク
トラム分布等フリケンシ・ドメイン（横軸が周波数、縦
軸が振幅）での信号解析にはスペクトラムアナライザ
を、また振幅変調度等タイム・ドメイン（横軸が時間、
縦軸が振幅）での信号解析にはオシロスコープをそれぞ
れ用意しなければならなかった。

そこで、スペクトラムアナライザを用いて振幅変調度
を簡易的に測定する方法が提案された。第19図にブロッ
ク図が示されるアナログ表示方式のスペクトラムアナラ
イザを用いて、第20図に示されるような被変調信号（ビ
デオ信号中の水平信号部分の例）を観測すると第21図に
示されるような画像が表示される。この場合の諸元を例
示すれば、スペクトラムアナライザの分解能帯域幅（RB
W）を広く（300kHz以上）、周波数スパンを分解能帯域
幅の1.5〜２倍、掃引時間を50ms程度、縦軸をリニア・
モードに設定する。ビデオ信号の周期は、掃引時間に比
べて非常に短いが、スペクトラムアナライザがアナログ
表示方式であるため、繰り返して掃引することにより各
包絡線は他の領域より輝度が高くなる。包絡線が最大に
なる点（第21図のf₀）の各レベルL1、L2、L3を測定する
ことによりスペクトラムアナライザを用いて被測定信号
の振幅変調度を簡易的に測定することができる。

しかし、第22図にブロック図が示されるデジタル・ス
トレージ方式のスペクトラムアナライザを用いると、次
に述べる問題点が発生するために振幅変調度を測定する
ことができない。横軸のサンプル数が500ポイントのデ
ジタル・ストレージ方式のスペクトラムアナライザの例
で説明する。現在入手できるデジタルストレージ方式の
スペクトラムアナライザの処理速度は、１ポイント当り
100μｓ程度である。表示画面上で横軸を500ポイントと
して、１つの波形を描画するのに要する時間は、500ポ
イント×100μｓ＝50msである。一方、ビデオ信号はNTS
C方式の場合水平同期信号の周期は約63.5μｓであるか
ら、100μs/1ポイントでは復調信号を再現できない。

以上説明した通り、従来の通常のデジタルストレージ
方式のスペクトラムアナライザでは、（１）振幅変調された信号を総合的に解析する場合、ス
ペクトラムアナライザとオシロスコープをそれぞれ用意
しなければならない。

（２）復調信号を直接A/D変換し、メモリに記憶させる
ことは技術的には可能であるが、非常に高速な動作が要
求されるため、構成が複雑になりかつ高価なものになっ
てしまう。

などの解決すべき問題点があった。

これらの問題点を解決する関連発明として、A/D変換
器と記憶手段を有する波形測定のためのオシロスコープ
において、被測定信号の周期Ｔに対してＴ＋Δｔなる周
期のサンプリング信号を発生するようにし、そのサンプ
リング信号に対応して記憶手段にに記憶し、その記憶デ
ータをもとに被測定信号の波形を表示する発明が開示さ
れている（特開昭59−192969号公報）。さらに、A/D変
換器と記憶手段を有する波形測定装置において、入力信
号が高周波の繰返し波形の場合にトリガが入力する毎に
サンプリング点を順次トリガ点からｔ、ｔ×２…ずつず
らしていくサンプリング信号を発生するようにし、その
サンプリング信号に対応して記憶手段にに記憶し、その
記憶データをもとに被測定信号の波形を表示する発明が
開示されている（特開昭62−184365号）。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、測定対象信号が間歇的に存在する場合があ
る。例えば、サンプリングによりビデオ信号中の水平信
号部分１個を再現するのに1002個の水平信号を必要とす
る。NTSC方式のビデオ信号では、1002個の水平信号が連
続して到来するわけではなく、その間に３〜４回ブラン
キング期間（等価パルス、垂直同期信号等を含む）が存
在するような波形である。

これらの波形を観測するためには、前記公開公報の発
明の応用では、水平信号の周期Ｔに対して（Ｔ±ΔＴ）
なるサンプリング・パルスを発生させ、その信号で復調
波形をサンプリングすると、ブランキング期間もサンプ
リングされてしまい、原波形を忠実に再現できなくな
る。そこで、波形を測定すべき対象区間ではサンプリン
グ・パルスを発生させ、それ以外の区間（例えばビデオ
信号のブランキング期間）ではサンプリング・パルスを
発生させないようにする必要がある。

〔課題を解決するための手段および作用〕

この発明の目的は、従来のスペクトラムアナライザで
は測定ができなかった測定対象信号が間歇的に存在する
信号、例えば、VTR用ビデオコンバータの変調度測定を
可能にしたスペクトラムアナライザを提供するもので、
そこで採用する手段の大略は次の通りである。

（１）変調信号中の測定対象となる波形を含む対象区間
を示すデータ選択信号を発生する。

（２）変調信号中の測定対象となる波形に同期したトリ
ガ信号を発生する。

（３）トリガ信号とデータ選択信号を受けて、前記対象
区間における前記トリガ信号のトリガ点からΔｔの整数
倍で相互に異なる時間だけ遅れた複数のサンプリング・
パルスを発生する。

（４）サンプリング・パルスにより、観測すべき波形の
瞬時値をサンプル・ホールドする。

（５）サンプル・ホールドした値を、前記サンプリング
・パルスのトリガ点からの時間遅れに対応させて、記憶
手段に記憶する。

（６）所定のサンプリング数（たとえば501）となった
とき、サンプリング・パルスはリセットされる。

以上のようにして記憶手段に記憶された波形を表示手
段に表示すると、その表示された波形は繰返し波形の場
合は観測すべき原波形を△ｔごとにサンプリングしたも
のと等価、或は相似のものとなる。

上記の手法（手段）は、その要旨を変更しないで多少
の変形をすることができる。こうして、観測すべき波形
の繰返し周期Ｔに比べて、△ｔを小さく選ぶ限り、被測
定信号の１周期をT/△ｔ個の点で表示することができ
る。従って、波形記憶用のA/D変換の時間はＴ（またはk
T）以上と遅いものでも使用可能という利点がある。

また、△ｔを可変とすることにより、表示手段におけ
る横軸の等価的な掃引時間を可変にすることもできる。

〔実施例〕

（イ）第１のサンプリング発生原理の説明第１図を用いて第１のサンプリング発生原理を主に説
明する。第１図において、変調信号で振幅変調を受けた
RF信号ａは、ミキサ11において局部発振器14が発生する
局部発振信号と混合され、中間周波信号に変換される。
掃引制御器15は、中間周波信号が所望の中間周波数にな
るように局部発振信号の周波数を固定する。中間周波信
号は、中間周波増幅器、帯域フィルタ等で構成されるIF
回路12を介して復調器13において復調される。ミキサ1
1、IF回路12、復調器13、局部発振器14及び掃引制御器1
5は、RF信号処理部10を構成している。RF信号処理部10
は、RF信号を周波数変換するとともに被変調波を復調し
て復調信号b1（変調信号に等しい）を出力するように作
用する。

RF信号処理部10が出力する復調信号b1は、A/D変換器2
0及びサンプリング信号発生部50へ導かれる。サンプリ
ング信号発生部50は、復調信号b1の周期Ｔに対して〔Ｔ
×ｋ＋Δｔ〕又は〔Ｔ×ｋ−Δｔ〕の周期を有するサン
プリング・パルスｃを発生する。サンプル・ホールド回
路21及びデジタル変換器22はA/D変換器20を構成してい
る。

A/D変換器20に導かれる復調信号b1は、サンプリング
信号発生部50が出力するサンプリングルスｃによってサ
ンプリングされデジタル・データｄに変換される。デジ
タル・データｄは、サンプリング・パルスｃに対応して
記憶手段30に記憶され、表示手段40に表示される。

第１図及び第８図を用いてサンプリング信号の発生と
信号が処理される過程を詳述する。第８図に示す信号処
理のタイミングは、サンプリング信号ｃの周期が〔Ｔ×
ｋ＋Δｔ〕（ただし、ｋ＝１）の例である。〔ｋ＝１］
は、復調信号b1の１周期に現われる１つの波形に対して
１つのサンプリング信号を発生することを意味してい
る。ｋが２以上では、復調信号b1のｋ個の波形に対して
１個のサンプリング信号を発生するものである。１つの
波形を再現するために要する時間は約〔ｋ×T²/ΔＴ〕
である。

サンプリング信号の周期が〔Ｔ×ｋ−Δｔ〕の場合
は、復調信号b1の周期より短くなるもので、１つの波形
の後縁から前縁の方向に順次サンプリングされ、記憶手
段30に記憶される。表示手段40に波形を表示させると
き、後縁のデータから順次表示手段40に送出し、表示手
段40の右側から左側に向けて表示させれば、表示手段の
画面上の波形は原波形と相似であるから、測定者に何ら
不都合を与えない。また、記憶手段30にデジタル・デー
タｄを記憶させるときに、その順序を逆に並べ変えて記
憶させるか、或は表示手段40にデータを送出するとき逆
に送出してもよい。

次に、サンプリング・パルスを発生する一実施例を第
９図及び第10図を用いて詳述する。RF信号処理部10から
出力される復調信号b1は、トリガ検出器51に導かれる。
トリガ検出器51は、復調信号波形の所望のタイミングで
トリガ信号10bを発生する（一般には、ユーザがトリガ
・レベルを調整する）。トリガ信号10bはプログラマブ
ル分周器II52で、予め設定された分周比ｋで分周される
（第10図はｋ＝１の例である）。プログラマブル分周器
II52の出力はトリガ・インヒビット回路53及びトリガ・
カウンタ54に導かれる。トリガ・インヒビット回路53及
びトリガ・カウンタ54は、トリガ信号Ｍ個に対してフレ
ーム信号10cを１個発生させる。フレーム信号10cはプロ
グラマブル分周器I55に導かれ、それは該分周器55のリ
セット信号として作用する。プログラマブル分周器I55
には、クロック信号10d（周波数をfcとし、例えば10MH
z）が加えられ、さらに分周比Ｎに関係した信号が与え
られている。プログラマブル分周器I55は、第１番目の
フレームＮ信号丸Ａでリセットされ、引き続いてクロッ
ク信号10dの分周を開始し、クロック個毎に分周信号10e
を出力する。分周信号10eは微分回路56で所定のパルス
幅のサンプリング・パルスｃに変換される。このように
して得られたサンプリング・パルスｃの周期は、 1/fc×Ｎ＝Ｔ＋Δｔとなり、復調信号b1の周期ＴよりΔｔだけ長くなる。ト
リガ・カウンタ54が〔Ｍ＋１〕個目のトリガ信号を受け
ると、トリガ・インヒビット回路53は第２のフレーム信
号丸Ｂを発生し、プログラマブル分周器I55をリセット
する。以降、前述と同じ動作を繰り返す。なお、クロッ
ク信号10dは、装置内部で発生する信号を利用してもよ
く、また外部から与えられる信号を利用してもよい。

次に、プログラマブル分周器I55に設定する分周比Ｎ
について説明する。例えば、Ｔ＝6.5μｓ fc＝10MHz（1/fc＝0.1μｓ） Δｔ＝0.2μｓとするとき、１ポイント当り100μｓ以上の処理速度で
あるからｋ＝２に設定しなければならない。

Ｎ＝fc×（Ｔ×ｋ＋Δｔ）＝10×10⁶×（63.5×２＋0.2）×10^-6 ＝1272 Ｔ＋Δｔ＝127.2μｓすなわち、第10図に示されるプログラムブル分周器I5
5の分周比Ｎを1272に設定すればよい。また、Ｎ＝fc×（Ｔ×ｋ−Δｔ）＝10×10⁶×（63.5×２−0.2）×10^-6 ＝1268 Ｔ＋Δｔ＝126.8μｓとすれば、復調信号b1の周期Ｔに対して＆Ｔ×２＋Δ
ｔ′なる周期のサンプリング・パルスを発生させること
ができる。

これにより、１つの波形を再現するのに、（Ｔ×２＋Δｔ）×500ポイント＝（63.5×２＋0.2）×500μｓ＝63,600μｓの時間が必要となる。すなわち、1002（63,600μｓ÷6
3.5μｓ）個の原波形で１つの原波形に相似な波形が再
現される。

第１のサンプリング発生原理は、サンプリング信号を
発生させるための基準点（第１図のＡ）を決定し、その
点から〔Ｔ×ｋ＋Δｔ〕又は〔Ｔ×ｋ−Δｔ〕の周期を
有するサンプリング・パルスｃを順次発生させることを
特徴としており、周期Ｔなる測定対象波形が連続して存
在する場合に適している。

（ロ）第２のサンプリング発生原理の説明第２図及び第11図を用いて第２のサンプリング発生原
理を説明する。第１図と同一の機能を有する要素には同
一の符号を付してある。

第１のサンプリング発生原理とは次の点で異なる。

（イ）復調信号b1中の測定対象となる波形に基づいてト
リガ信号を発生するトリガ路を設けた。

（ロ）サンプリング信号発生部は、トリガ点からΔt,2
Δt,3Δt,……ｎΔｔの時間だけずれたサンプリング・
パルスを発生する。

第２図において、RF信号処理部10で復調された復調信
号b1はトリガ回路60に導かれる。トリガ回路60は、復調
信号中の測定対象波形に同期したトリガ信号ｆを発生す
る。サンプリング信号発生部250は、入力された第１の
トリガ信号に対してΔｔ、第２のトリガ信号に対して２
Δｔ、第３のトリガ信号に対して３Δｔ、……第ｎのト
リガに対してｎΔｔなる時間だけずれたサンプリング・
パルスｃを発生する以下、復調信号をサンプリングする過程から表示手段
に波形を表示するまでの過程は第１のサンプリング発生
原理と同じである。

次に、第12図を用いてサンプリング信号を発生させる
一実施例を説明する。第12図（ａ）に示したサンプリン
グ信号発生部は、トリガ信号（例えば水平同期信号）が
加えられるたびに、そのトリガ信号からの遅延時間が△
ｔずつ増加するサンプリング・パルスを発生するもので
ある。

第12図（ａ）において、Q1〜Q3及びQ4〜Q6は、プログ
ラマブル・カウンタを構成しており、例えばテキサス・
インスツルメント社製のSN74LS163等が用いられる。Q1
〜Q3のLD入力には、測定休止中はLOWレベル、測定中に
はHIGHレベルを示す測定ゲート信号が加えられる。測定
休止中Q1〜Q3のLD入力はLOWレベルとなり、このときD0
〜D11の初期値がQ1〜Q3にロードされる。同時に、OR回
路Q12によりQ4〜Q6のLD入力もLOWレベルとなり、インバ
ータQ9〜Q11の出力、すなわちQ1〜Q3にロードされてい
る初期値の補数がQ4〜Q6にロードされる。

第12図（ｂ）のタイムチャートを用いて初期値が
「１」を例にして動作を説明する。Q4〜Q6には初期値
「１」の１の補数である16進数FFEがロードされる。ト
リガ信号ｆが入力されると、Q8のＱの反転出力すなわち
Q6のENB入力がHIGHレベルとなる。Q4〜Q6には16進数FFE
がロードされているので、次のCLK1（Q4〜Q6のCLK）の
立上がりでカウント値はFFFとなり、Q6,Q5,Q4のリップ
ルキャリーが有効になり、Q4のRCO出力がHIGHレベルと
なる。そして、次のCLK1の立上がりで、サンプリング・
パルスｃがQ7から出力される。従って、トリガ信号ｆよ
りCLOCKの１周期分（△ｔ）だけ遅れてサンプリング・
パルスｃが出力される。

ところで、Q4のRCO出力がHIGHレベルになったとき、Q
3のENB入力もHIGHレベルになるので、次のCLOCKの立上
がりでQ1〜Q3は＋１カウントされ、その出力は「２」に
なる。その次のCLK1の立上がりで（すなわち、上記のサ
ンプリング・パルスが出力されるのと同時に）Q4〜Q6に
はQ9〜Q11の出力、すなわち「２」の１の補数である16
進数FFDがロードされる。

次にトリガが入力されると、カウンタQ4〜Q6はクロッ
クをカウントするが、CLK1の立上がりを２回カウントし
たところでリプルキャリーが生じ、次のCLK1の立上がり
でサンプリング・パルスが出力される。従って、トリガ
信号よりクロックの２周期分（２△ｔ）だけ遅れてサン
プリング・パルスが出力される。そのとき、同時にカウ
ンタQ1〜Q3が＋１され、Q4〜Q6にQ9〜Q11の出力の値16
進数でFFCがロードされる。

次にトリガが入力されると、カウンタQ4〜Q6は再びカ
ウントするが、今度はCLK1の立上がりを３回カウントし
たところでキャリーが出、次のCLK1の立上がりでサンプ
リングパルスが出る。

従って、トリガ信号ＦからCLOCKの３周期分（３△
ｔ）だけ遅れてサンプリング・パルスが出る。

このようにトリガ信号が入力される毎に、サンプリン
グ・パルスが出るまでの遅延時間がCLOCKで決まる△ｔ
ずつ遅れる。

この回路ではトリガ信号とCLOCKが非同期のため最大
△ｔのジッタを生じるが、実用上特に支障はない。もし
ジッタが問題になるときは、トリガ信号に対してCLOCK
の位相を合わせるような回路を追加すればよい。さらに
初期値をｍに設定すれば、設定スタート時にトリガ信号
からの遅れをｍ△ｔからスタートし、トリガ信号ごとに
（ｍ＋１）△t,（ｍ＋２）△ｔのように変えていくこと
ができる。すなわち、トリガ点から任意の遅れた時点か
らの信号を測定できる。

なお、Q1〜Q3とQ9〜Q11の組合せでダウン・カウンタ
としての働きをしているので、ダウン・カウントができ
るカウント用ICがあればQ1〜Q3に置き換えて、Q9〜Q11
を省くことも可能である。

第２のサンプリング発生原理は、復調信号中の測定対
象となる波形に基づいてトリガ信号を発生させ、そのト
リガ点から順次Δｔ、２Δｔ、３Δｔ、……ｎΔｔなる
時間だけずれたサンプリング信号を発生させることを特
徴としており、周期Ｔなる測定対象波形が連続して存在
する場合或は間歇的に存在する場合に有効である。

（ハ）第３のサンプリング発生原理の説明第３図を用いて第３のサンプリング発生原理を説明す
る。第１図と同一の機能を有する要素には同一の符号を
付してある。第１のサンプリング発生原理とは次の点で
異なる。サンプリング・パルス発生の基準となるトリガ
信号を外部から受領するための入力端子59を設け、その
トリガ信号に基づいてサンプリングパルスを発生する
ようにした。

第１及び第２のサンプリング発生原理では、復調信号
に基づいてサンプリング・パルスを発生させた。本発明
による装置の外部、例えば変調信号発生器等においてト
リガ信号が用意されているなら、それを利用してもよ
い。第３図において、外部のトリガ信号は入力端子59に
与えられる。サンプリング信号発生部250は、そのトリ
ガ信号に基づいてサンプリング・パルスを発生する。

以下、復調信号をサンプリングする過程から表示手段
に波形を表示するまでの過程は第１或は第２のサンプリ
ング発生原理と同じである。

なお、サンプリング信号発生部は、次の何れを用いて
もよい。

（ｉ）第９図に示した、〔Ｔ＋Δｔ〕なる周期で連続的
にサンプリングパルスを発生するもの。

（ii）第12図に示した、トリガ信号に対してｎΔｔ時間
がずれたサンプリング・パルスを順次発生するもの。

（iii）第７図に示した、ランダムにサンプリング・パ
ルスを順次発生するもの。

（ニ）第１の実施例第１のサンプリング発生原理で説明した通り、サンプ
リングによりビデオ信号中の水平信号部分１個を再現す
るのに1002個の水平信号を必要とする。NTSC方式のビデ
オ信号では、1002個の水平信号が連続して到来するわけ
ではなく、その間に３〜４回ブランキング期間（等価パ
ルス、垂直同期信号等を含む）が存在する。水平信号の
周期Ｔに対して（Ｔ±Δｔ）なるサンプリング・パルス
を発生させ、その信号で復調波形をサンプリングする
と、ブランキング期間もサンプリングされてしまい、原
波形を忠実に再現できなくなる。そこで、波形を測定す
べき対象区間ではサンプリング・パルスを発生させ、そ
れ以外の区間（例えばビデオ信号のブランキング期間）
ではサンプリング・パルスを発生させないようにする必
要がある。

第４図及び第13図を用いて、本発明の第１の実施例を
説明する。なお、第１の実施例は、請求項１に対応する
実施例である。被測定信号b2（例えばサンプリング発生
原理の復調信号）は、サンプル・ホールド回路21、トリ
ガ回路70及び選択回路80へ導かれる。トリガ回路70は、
被測定信号b2に基づいてトリガ信号ｆを発生し、それを
サンプリング信号発生部250へ送出する。選択回路80
は、被測定信号b2に含まれる測定対象区間に対応したデ
ータ選択信号ｇを発生する。サンプリング信号発生部25
0は、データ選択信号ｇが存在する間に受領したトリガ
信号に対して、Δt,2Δt,3Δt,……ｎΔｔだけ時間のず
れたサンプリング・パルスを発生する。サンプル・ホー
ルド回路21及びデジタル変換器22はA/D変換器20を構成
している。A/D変換器20に導かれる被測定信号は、サン
プリング信号発生部250が出力するサンプリング・パル
スｃによってサンプリングされデジタル・データｄに変
換される。デジタル・データｄは、サンプリング・パル
スｃに対応して記憶手段30に記憶される。記憶手段30に
記憶されたデータは、例えば表示器に表示させる等利用
できる。

なお、選択回路80が出力するデータ選択信号ｇをトリ
ガ回路70に導き、トリガ回路70はデータ選択信号ｇが存
在する間に被測定信号に基づいてトリガ信号を発生し、
得られたトリガ信号ｆをサンプリング信号発生部250へ
送出するようにしてもよい。

サンプリング信号発生部250は、第12図に示されるも
のを用いてもよい。この場合、第12図（ａ）に示したト
リガ入力端子の前段にANDゲートを置き、データ選択信
号ｇによって、対象区間内に存在するトリガ信号のみを
Q8に導くようにする。

次に、データ選択信号ｇを発生する選択回路80の一実
施例を第14図及び第15図を用いて説明する。本実施例
は、被測定信号がビデオ信号の例であり、その信号中の
水平信号部分を測定対象区間としたものである。ビデオ
信号の場合、垂直同期パルス、水平同期パルス、ブラン
キング期間に存在する等価パルス等それぞれのパルス数
は予め決められている。垂直同期信号の終縁から水平信
号部分の始縁までのパルス数をN1、垂直同期信号の終縁
から水平信号部分の終縁までのパルス数をN2とする。

水平同期分離回路81は被測定信号中の水平同期信号
を、また垂直同期分離回路82は被測定信号中の垂直同期
信号をそれぞれ分離する。水平同期信号はカウンタ83に
おいてパルス数が計数される。一方、垂直同期信号はカ
ウンタ83をリセットする。デジタル・コンパレータ84
は、カウンタ83の計数値に対応するデータのマグニチュ
ードを比較し、N1末端のときはLOWレベル、N1以上N2未
満のときはHIGHレベルのデータ選択信号を出力する。す
なわち、データ選択信号がHIGHの間が測定対象区間であ
る。

第１の実施例は、被測定信号中の測定対象区間を示す
データ選択信号を発生し、被測定信号中の測定対象とな
る波形に同期したトリガ信号を発生し、トリガ信号のト
リガ点から順次Δt,2Δt,……ｎΔｔづつずれた時間に
サンプリングルスを発生することを特徴としており、測
定対象波形が間歇的に存在する場合に有効である。

（ホ）第２の実施例第５図を用いて本発明の第２の実施例を説明する。な
お、第２の実施例は、請求項２に対応する実施例であ
る。第４図と同一の機能を有する要素には同一の符号を
付してある。第１の実施例とは次の点で異なる。被測定
信号中の測定対象区間を示すデータ選択信号を外部から
受領するための入力端子58を設け、データ選択信号が存
在する間のトリガ信号に基づいてサンプリング・パルス
を発生するようにした。

以下、被測定信号をサンプリングする過程からデジタ
ル・データを記憶手段に記憶させるまでの過程は第１実
施例と同じである。

（ヘ）第３の実施例第６図を用いて第３の実施例を説明する。第４図と同
一の機能を有する要素には同一の符号を付してある。第
１の実施例とは次の点で異なる。被測定信号中の測定対
象区間に発生するトリガ信号を外部から受領するための
入力端子59を設け、そのトリガ信号に基づいてサンプリ
ング・パルスを発生するようにした。

（ト）第４の実施例第１のサンプリング原理で説明したRF信号処理部10が
出力する復調信号b1を被測定信号として、前記第１乃至
第３の実施例で示したサンプリング・パルスによって被
測定信号をサンプリングしてデジタルデータに変換した
後、記憶手段に記憶させるものである。

（チ）第５の実施例第７図、第16図及び第17図を用いて第５の実施例を説
明する。第１乃至第４の実施例とは次の点で異なる。

（イ）サンプリング・パルスを発生するためのｎの値を
ランダムに発生するランダム関数発生器を設け、サンプ
リング信号発生部は、トリガ信号のトリガ点からのずれ
の時間ｎΔｔをランダムに変化せしむるようにサンプリ
ング・パルスを発生するようにした。

（ロ）被測定信号をサンプリングして得られたデジタル
・データと上記ｎの値を記憶手段に記憶するようにし
た。

第７図において、ランダム関数発生器71は値がランダ
ムなｎを発生する。遅延回路72は、トリガ信号を受ける
とランダム関数発生器71からのｎによってトリガ信号に
対してｎΔｔの遅延時間を有するサンプリング・パルス
を発生する。A/D変換器は、サンプリング・パルスの発
生毎に被測定信号をサンプリングしてデジタル信号に変
換する。記憶手段30は、デジタル・データとｎの値を対
にして記憶する。この場合、ｎの値によって記憶手段の
アドレスを指定してデジタル・データを記憶させてもよ
い。

被測定波形にジッタが周期的に存在する場合におい
て、第１乃至第４の実施例（サンプリングが順次遅延す
るパルスで行われるもの）によるスペクトラムアナライ
ザでは、第17図（ａ）のようにジッタは波形のぎざぎざ
として定常的に表示される。これに対して、本発明の第
５の実施例では、第７図のサンプリング信号発生部250
を採用して、ランダム関数発生器によるサンプリング・
パルスを発生するようにしている。そのため、観測され
るジッタは、定常的なものとはならず、ぎざぎざのきざ
みが定常的になったものをいくつも重ね合わせた第17図
（ｂ）のように幅としての波形となる。

被測定波形にジッタが周期的でなく、ランダムに存在
する場合において、サンオウリング・パルスが順次遅延
する形式でも、第５の実施例のようなランダムの形式で
も、ともに第17図（ｂ）のような、ジッタは幅としての
波形として観測される。

この第５の実施例は、被測定信号中の測定対象となる
波形に基づいてトリガ信号を発生させ、そのトリガ点か
らの時間のずれｎΔｔがランダムに変化するサンプリン
グ・パルスを発生させることを特徴としている。従っ
て、被測定波形に存在するジッタ等を観測する場合に有
効である。

（リ）第６の実施例第18図を用いて第６の実施例を説明する。第18図にお
いて、RF信号処理部10、A/D変換器20、記憶手段30及び
表示手段40はデジタルストレージ方式のスペクトラムア
ナライザを構成している。それらに、サンプリング信号
発生部50、トリガ回路70、選択回路80、入力端子58及び
59、スイッチ91〜93を付加して波形測定装置としても使
えるようにしたものである。［MODE］スイッチ91が［SP
ECTRUM］側に切換えられると、本装置はスペクトラムア
ナライザとして機能する。復調信号ｂは、装置内部で発
生するクロック信号によりA/D変換され記憶手段に記憶
される。

〔MODE〕スイッチ91が〔WAVE FORM〕側に切換えられ
ると、本装置は波形測定装置として機能する。このと
き、中間周波信号が所望の中間周波数になるように掃引
制御器15を制御して局部発振信号の周波数を固定する。
サンプリング信号発生部50は第１乃至第５の実施例で説
明したようにサンプリング・パルスを発生する。復調信
号b1はそのサンプリング・パルスによってサンプル・ポ
ールドされ、A/D変換された後記憶手段に記憶される。

［TRIG］及び［SELECT］スイッチはそれぞれがトリガ
信号及びデータ選択信号の切換えのために用意される。

〔発明の効果〕

この発明では、復調信号中の測定対象となる波形を含
む対象区間を示すデータ選択信号を発生する選択回路
と、変調信号中の測定対象となる波形に同期したトリガ
信号を発生するトリガ回路と、トリガ信号とデータ選択
信号を受けて、前記対象区間における前記トリガ信号の
トリガ点よりΔｔの整数倍で相互に異なる時間だけ遅れ
た複数のサンプリング・パルスを発生するサンプリング
信号発生部と、サンプリング・パルスにより、観測すべ
き波形の瞬時値をサンプル・ホールドし、サンプリング
・パルスの時間遅れに対応して瞬時値を記憶手段に記憶
する記憶手段とを備えた。そのため、通常のデジタル・
ストレージ方式のスペクトラムアナライザにおいても、（１）測定対象信号が間歇的に存在する信号、例えば、
VTR用ビデオコンバータの変調度測定を可能にした。

（２）振幅変調された信号をフリケンシ・ドメインとタ
イム・ドメインとで総合的に解析できるスペクトラムア
ナライザを実現した。

（３）測定対象信号が時間的に間歇的に存在する場合で
も、その測定対象信号のみを観測可能にした。

（４）低速のA/D変換器を利用して、高い周波数の波形
観測を可能とした。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１のサンプリング発生原理を説明するための
ブロック図、第２図は第２のサンプリング発生原理を説
明するためのブロック図、第３図は第３のサンプリング
発生原理を説明するためのブロック図、第４図は本発明
の第１の実施例を示すブロック図、第５図は本発明の第
２の実施例を示すブロック図、第６図は本発明の第３の
実施例を示すブロック図、第７図は本発明の第４の実施
例を示すブロック図、第８図は第１のサンプリング発生
原理の動作をを示すタイムチャート、第９図はサンプリ
ング信号発生部の一実施例を示すブロック図、第10図は
第９図に示したサンプリング信号発生部の動作を示すタ
イムチャート、第11図は第２のサンプリング発生原理の
動作をを示すタイムチャート、第12図（ａ）はサンプリ
ング信号発生部の一実施例を示すブロック図、第12図
（ｂ）は第12図（ａ）に示したサンプリング信号発生部
の動作を示すタイムチャート、第13図は第１の実施例の
動作をを示すタイムチャート、第14図は本発明の選択回
路の一実施例を示すブロック図、第15図は第14図に示し
た選択回路の動作を示すタイムチャート、第16図は本発
明の第５の実施例の動作を示すタイムチャート、第17図
は第５の実施例による表示波形の一例を示す図、第18図
は本発明の第６の実施例を示すブロック図、第19図から
第22図までは従来例を示す図であって、第19図はアナロ
グ表示方式のスペクトラムアナライザのブロック図、第
20図はビデオ信号で変調されたRF信号の波形図、第21図
は第20図に示した信号をアナログ表示方式のスペクトラ
ムアナライダで観測したときの表示例を示す図、第22図
はデジタル・ストレージ方式のスペクトラムアナライザ
のブロック図である。図中の、10はRF信号処理部、20はA/D変換器、30は記憶
手段、40は表示手段、50,250はサンプリング信号発生
部、60及び70はそれぞれトリガ回路、71はランダム関数
発生器、80は選択回路、58及び59はそれぞれ入力端子で
ある。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者天本成志東京都港区南麻布５丁目10番27号アンリツ株式会社内 (56)参考文献特開昭59−192969（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−184365（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】繰返し発生する被測定波形を含む対象区間
とそれ以外の区間とを有する入力信号を受けて、前記被
測定波形を測定するスペクトラムアナライザであって、前記対象区間を示すデータ選択信号を発生する選択回路
（80）と；前記被測定信号中の対象区間に被測定信号に同期したト
リガ信号を発生するトリガ回路（70）と；前記データ選択信号が存在している間にトリガ信号より
Δｔの整数倍で相互に異なる時間だけ遅れた複数のサン
プリング・パルスを発生するサンプリング信号発生部
（250）と；前記サンプリング・パルスの発生毎に、前記被測定信号
をデジタル・データに変換するA/D変換器（20）と；前記デジタル・データを前記サンプリング・パルスのト
リガ信号に対する時間遅れに対応させて記憶保持する記
憶手段（30）とを備えたことを特徴とするスペクトラム
アナライザ。
【請求項２】繰返し発生する被測定波形を含む対象区間
とそれ以外の区間とを有する入力信号を受けて、前記被
測定波形を測定するスペクトラムアナライザであって、前記対象区間を示すデータ選択信号を受ける入力端子
（58）と；前記被測定信号中の対象区間に被測定信号に同期したト
リガ信号を発生するトリガ回路（70）と；前記データ選択信号が存在している場合にトリガ信号よ
りΔｔの整数倍で相互に異なる時間だけ遅れた複数のサ
ンプリング・パルスを発生するサンプリング信号発生部
（250）と；前記サンプリング・パルスの発生毎に、前記被測定信号
をデジタル・データに変換するA/D変換器（20）と；前記デジタル・データを前記サンプリング・パルスのト
リガ信号に対する時間遅れに対応させて記憶保持する記
憶手段（30）とを備えたことを特徴とするスペクトラム
アナライザ。