JPH08265068A - 利得制御回路 - Google Patents
利得制御回路Info
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- JPH08265068A JPH08265068A JP7078370A JP7837095A JPH08265068A JP H08265068 A JPH08265068 A JP H08265068A JP 7078370 A JP7078370 A JP 7078370A JP 7837095 A JP7837095 A JP 7837095A JP H08265068 A JPH08265068 A JP H08265068A
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- Japan
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- current
- resistor
- circuit
- gain control
- control circuit
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 温度、素子の絶対的バラツキに影響されるこ
となく、かつ制御入力電圧に対して利得を指数関数的
（デシベル・スケール）に変化させる。 【構成】 エミッタカップルドペアＣのベース電極間に
与える電位差を直線的に制御し構成するトランジスタＱ
7、Ｑ8に流れる電流値を指数関数的またはハイパータン
ジェント関数的に変化させ、デシベル（ｄＢ）スケール
で利得を変化させる。トランジスタに流れる電流値を温
度変化に対して一定に保つために、ベース電極間に与え
る電圧を絶対温度に比例させる。指数伸長またはハイパ
ータンジェント伸長回路ＢをエミッタカップルドペアＱ
5、Ｑ6とこのエミッタ側に接続された電流源ＩC2で構成
し、この電流源が絶対温度に比例する電流を供給する。
また、対数圧縮または逆ハイパータンジェント圧縮回路
Ａに、温度変化に対して変化しない電流源ＩC1から電流
を供給する。
となく、かつ制御入力電圧に対して利得を指数関数的
（デシベル・スケール）に変化させる。 【構成】 エミッタカップルドペアＣのベース電極間に
与える電位差を直線的に制御し構成するトランジスタＱ
7、Ｑ8に流れる電流値を指数関数的またはハイパータン
ジェント関数的に変化させ、デシベル（ｄＢ）スケール
で利得を変化させる。トランジスタに流れる電流値を温
度変化に対して一定に保つために、ベース電極間に与え
る電圧を絶対温度に比例させる。指数伸長またはハイパ
ータンジェント伸長回路ＢをエミッタカップルドペアＱ
5、Ｑ6とこのエミッタ側に接続された電流源ＩC2で構成
し、この電流源が絶対温度に比例する電流を供給する。
また、対数圧縮または逆ハイパータンジェント圧縮回路
Ａに、温度変化に対して変化しない電流源ＩC1から電流
を供給する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、利得制御回路に関す
る。
る。
【０００２】
【従来技術の説明】例えば、電波を送信または受信する
通信機器では、入力された電波の強度や送信すべき電波
の強度のレベルに応じて機器の内部の利得を制御する必
要があるので、機器の内部に利得を変化させることので
きる利得可変回路が用いられる。利得の制御を高周波増
幅回路において行う場合、周波数特性を劣化させずに利
得を変化させる必要があるので、利用できる回路は限定
されてくる。
通信機器では、入力された電波の強度や送信すべき電波
の強度のレベルに応じて機器の内部の利得を制御する必
要があるので、機器の内部に利得を変化させることので
きる利得可変回路が用いられる。利得の制御を高周波増
幅回路において行う場合、周波数特性を劣化させずに利
得を変化させる必要があるので、利用できる回路は限定
されてくる。
【０００３】特に利得を連続的に可変できる回路として
は、文献１「"BIPOLAR AND MOS ANALOG INTEGRATED CIR
CUIT DESIGN" ALAN B. GREBENE著、１９８４ John Wil
ey &Sons ４６２頁〜４６４頁に記載されたギルバート
マルチプライヤ回路が広く知られている。
は、文献１「"BIPOLAR AND MOS ANALOG INTEGRATED CIR
CUIT DESIGN" ALAN B. GREBENE著、１９８４ John Wil
ey &Sons ４６２頁〜４６４頁に記載されたギルバート
マルチプライヤ回路が広く知られている。
【０００４】この回路は、エミッタ抵抗を有する差動増
幅回路の出力電流をエミッタカップルドペア回路により
電流を分流させることによって利得を変化させるもの
で、エミッタカップルドペアを構成するトランジスタ
は、ベース接地として動作するので、トランジスタのｆ
ｔ（トランジション周波数）まで動作させることがで
き、良好な周波数特性を得ることができる。
幅回路の出力電流をエミッタカップルドペア回路により
電流を分流させることによって利得を変化させるもの
で、エミッタカップルドペアを構成するトランジスタ
は、ベース接地として動作するので、トランジスタのｆ
ｔ（トランジション周波数）まで動作させることがで
き、良好な周波数特性を得ることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】この回路は、コントロ
ール電圧の変化に対し比例して利得を変化させることが
できるが、利得の減衰量がコントロール電圧の変化に比
例するので、デシベル（ｄＢ）スケールで変化させよう
とした場合には不都合である。また、温度変化や素子の
バラツキによって利得の変化があると、通信機器が期待
された性能を発揮できない場合があるので、温度の変化
や素子のバラツキがあっても利得が変化しない回路が望
まれる。
ール電圧の変化に対し比例して利得を変化させることが
できるが、利得の減衰量がコントロール電圧の変化に比
例するので、デシベル（ｄＢ）スケールで変化させよう
とした場合には不都合である。また、温度変化や素子の
バラツキによって利得の変化があると、通信機器が期待
された性能を発揮できない場合があるので、温度の変化
や素子のバラツキがあっても利得が変化しない回路が望
まれる。
【０００６】回路をＬＳＩ化した場合を考えると、ＬＳ
Ｉに集積された素子の絶対精度はかなり大きくばらつく
（例えば＋−３０％）のに対して、素子同志の相対精度
はかなり良好な値（例えば＋−２％）が得られる。した
がって、素子の絶対精度がばらついても、相対精度がと
れていれば利得が変動しない回路が望ましい。
Ｉに集積された素子の絶対精度はかなり大きくばらつく
（例えば＋−３０％）のに対して、素子同志の相対精度
はかなり良好な値（例えば＋−２％）が得られる。した
がって、素子の絶対精度がばらついても、相対精度がと
れていれば利得が変動しない回路が望ましい。
【０００７】本発明は、温度、素子の絶対的バラツキに
影響されることなく安定な特性を有し、かつ制御入力電
圧に対して利得を指数関数的（デシベル・スケール）に
変化させることが可能な利得制御回路を提供することを
目的とする。
影響されることなく安定な特性を有し、かつ制御入力電
圧に対して利得を指数関数的（デシベル・スケール）に
変化させることが可能な利得制御回路を提供することを
目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】エミッタカップルドペア
のベース電極間に与える電位差を直線的に制御すること
により、エミッタカップルドペアを構成するトランジス
タに流れる電流値を指数関数的またはハイパータンジェ
ント関数的に変化させることで、デシベル（ｄＢ）スケ
ールで利得を変化させる。トランジスタに流れる電流値
を温度変化に対して一定に保つために、ベース電極間に
与える電圧を絶対温度に比例させる。
のベース電極間に与える電位差を直線的に制御すること
により、エミッタカップルドペアを構成するトランジス
タに流れる電流値を指数関数的またはハイパータンジェ
ント関数的に変化させることで、デシベル（ｄＢ）スケ
ールで利得を変化させる。トランジスタに流れる電流値
を温度変化に対して一定に保つために、ベース電極間に
与える電圧を絶対温度に比例させる。
【０００９】それを実現する手段として、指数伸長また
はハイパータンジェント伸長回路をエミッタカップルド
ペアとこのエミッタ側に接続された電流源で構成し、こ
の電流源が絶対温度に比例する電流を供給するようにす
る。また、その前段に対数圧縮または逆ハイパータンジ
ェント圧縮回路を接続し、この回路に、温度変化に対し
て変化しない電流源から電流を供給する。
はハイパータンジェント伸長回路をエミッタカップルド
ペアとこのエミッタ側に接続された電流源で構成し、こ
の電流源が絶対温度に比例する電流を供給するようにす
る。また、その前段に対数圧縮または逆ハイパータンジ
ェント圧縮回路を接続し、この回路に、温度変化に対し
て変化しない電流源から電流を供給する。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照して説
明する。図１において、回路（Ａ）は、トランジスタＱ
3、Ｑ4からなる対数圧縮又は逆ハイパータンジェント圧
縮を行う回路と、トランジスタＱ1、Ｑ2およびエミッタ
抵抗ＲEからなる電圧・電流変換器とからなる。トラン
ジスタＱ1、Ｑ2のコレクタ電流は、入力電圧ＶINに比例
した電流となる。
明する。図１において、回路（Ａ）は、トランジスタＱ
3、Ｑ4からなる対数圧縮又は逆ハイパータンジェント圧
縮を行う回路と、トランジスタＱ1、Ｑ2およびエミッタ
抵抗ＲEからなる電圧・電流変換器とからなる。トラン
ジスタＱ1、Ｑ2のコレクタ電流は、入力電圧ＶINに比例
した電流となる。
【００１１】電圧・電流変換器の入力側には、演算増幅
器Ｐ１、Ｐ２が接続されている。演算増幅器Ｐ１、Ｐ２
の高い利得によって、トランジスタ回路の見かけの相互
コンダクタンスが大きくなり、電圧・電流変換器の線形
性が改善され、トランジスタＱ1、Ｑ2のコレクタ電流の
差は、入力電圧ＶINに正確に比例することになる。回路
（Ａ）により正確に対数圧縮、または、逆ハイパータン
ジェント圧縮された信号は、回路（Ｂ）に与えられる。
器Ｐ１、Ｐ２が接続されている。演算増幅器Ｐ１、Ｐ２
の高い利得によって、トランジスタ回路の見かけの相互
コンダクタンスが大きくなり、電圧・電流変換器の線形
性が改善され、トランジスタＱ1、Ｑ2のコレクタ電流の
差は、入力電圧ＶINに正確に比例することになる。回路
（Ａ）により正確に対数圧縮、または、逆ハイパータン
ジェント圧縮された信号は、回路（Ｂ）に与えられる。
【００１２】回路（Ｂ）中において、エミッタ結合され
たトランジスタＱ5、Ｑ6は、指数伸長またはハイパータ
ンジェント伸長を行い、抵抗ＲLは電流信号を電圧変換
する。回路（Ｂ）の出力信号は、入力電圧ＶINに対して
線形な信号となり、回路（Ｃ）に与えられる。
たトランジスタＱ5、Ｑ6は、指数伸長またはハイパータ
ンジェント伸長を行い、抵抗ＲLは電流信号を電圧変換
する。回路（Ｂ）の出力信号は、入力電圧ＶINに対して
線形な信号となり、回路（Ｃ）に与えられる。
【００１３】回路（Ａ）、（Ｂ）の２段構成として、圧
縮、伸長を行うのは、回路全体の温度依存性をなくすた
めに、抵抗ＲLからの出力電圧を絶対温度Ｔに比例させ
る必要があるからである。これは、ＩC2を絶対温度Ｔに
比例した電流源とすることによって達成できる。
縮、伸長を行うのは、回路全体の温度依存性をなくすた
めに、抵抗ＲLからの出力電圧を絶対温度Ｔに比例させ
る必要があるからである。これは、ＩC2を絶対温度Ｔに
比例した電流源とすることによって達成できる。
【００１４】回路（Ｂ）の出力信号は、その利得を制御
しようとするエミッタカップルドペアを含む回路（Ｃ）
に与えられる。回路（Ｃ）において、トランジスタ
Ｑ11、Ｑ12および抵抗Ｒaにより差動増幅回路が構成さ
れ、トランジスタＱ7〜Ｑ10により２つのエミッタカッ
プルドペアが構成されている。回路（Ｂ）からの信号に
よりトランジスタＱ7〜Ｑ10のベース電圧が制御され、
抵抗Ｒb1及び抵抗Ｒb2に流れる電流の割合が制御され
て、利得が制御される。
しようとするエミッタカップルドペアを含む回路（Ｃ）
に与えられる。回路（Ｃ）において、トランジスタ
Ｑ11、Ｑ12および抵抗Ｒaにより差動増幅回路が構成さ
れ、トランジスタＱ7〜Ｑ10により２つのエミッタカッ
プルドペアが構成されている。回路（Ｂ）からの信号に
よりトランジスタＱ7〜Ｑ10のベース電圧が制御され、
抵抗Ｒb1及び抵抗Ｒb2に流れる電流の割合が制御され
て、利得が制御される。
【００１５】回路（Ａ）、（Ｂ）の構成は、図１に示し
たものに限定されることはなく、正確な対数圧縮と指数
伸長を行うことができる回路であればよい。例えば、文
献２「"A 2.5v Active Low-Pass Filter Using All-npn
Gilbert Cells with a 1-Vpp Linear Input Rrange" b
y Koyama et.al,IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUIT
S,VOL 28,NO12,DECEMBER 1993」の１２４９頁のＦｉ
ｇ．５に示されている回路は、図１中の回路（Ａ）、
（Ｂ）と同じ役割を果たすことが可能であり、同様に良
好な制御特性を得ることが可能である。
たものに限定されることはなく、正確な対数圧縮と指数
伸長を行うことができる回路であればよい。例えば、文
献２「"A 2.5v Active Low-Pass Filter Using All-npn
Gilbert Cells with a 1-Vpp Linear Input Rrange" b
y Koyama et.al,IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUIT
S,VOL 28,NO12,DECEMBER 1993」の１２４９頁のＦｉ
ｇ．５に示されている回路は、図１中の回路（Ａ）、
（Ｂ）と同じ役割を果たすことが可能であり、同様に良
好な制御特性を得ることが可能である。
【００１６】図１において、Ｐ３、Ｐ４は利得が１倍の
バッファ回路である。このバッファ回路を使用するの
は、以下のような理由による。回路（Ｃ）に高周波での
利得をもたせるためには、トランジスタをトランジショ
ン周波数ｆｔが高い電流領域で動作させる必要がある。
例えば１００ＭＨｚ以上の高周波で動作させるために
は、比較的大きな動作電流を必要とする。その場合、制
御されるトランジスタＱ7〜Ｑ10の電流増幅率などにバ
ラツキが生じた場合、供給しなければならない電流も異
なってくるので、回路（Ｂ）の利得が大きく変化して、
全体の利得のバラツキの原因になる。
バッファ回路である。このバッファ回路を使用するの
は、以下のような理由による。回路（Ｃ）に高周波での
利得をもたせるためには、トランジスタをトランジショ
ン周波数ｆｔが高い電流領域で動作させる必要がある。
例えば１００ＭＨｚ以上の高周波で動作させるために
は、比較的大きな動作電流を必要とする。その場合、制
御されるトランジスタＱ7〜Ｑ10の電流増幅率などにバ
ラツキが生じた場合、供給しなければならない電流も異
なってくるので、回路（Ｂ）の利得が大きく変化して、
全体の利得のバラツキの原因になる。
【００１７】これを回避するために、前段のドライブ回
路（Ｂ）も同じ様に大きな電流値に設定することが考え
られる。しかし、電流の利用効率を考えた場合、電流を
できる限り小さい値にとどめておくことが望ましいの
で、ドライブ回路（Ｂ）の電流が小さくとも回路全体の
利得が変化しない様に、ドライブ回路（Ｂ）と回路
（Ｃ）との間に電圧バッファ回路Ｐ３、Ｐ４を挿入して
いる。
路（Ｂ）も同じ様に大きな電流値に設定することが考え
られる。しかし、電流の利用効率を考えた場合、電流を
できる限り小さい値にとどめておくことが望ましいの
で、ドライブ回路（Ｂ）の電流が小さくとも回路全体の
利得が変化しない様に、ドライブ回路（Ｂ）と回路
（Ｃ）との間に電圧バッファ回路Ｐ３、Ｐ４を挿入して
いる。
【００１８】この電圧バッファ回路Ｐ３、Ｐ４は、演算
増幅器を用いたボルテージフォロワであり、入力抵抗が
大きく出力抵抗が小さい。すなわち、ドライブ回路
（Ｂ）と回路（Ｃ）との間に、利得が０ｄＢの電圧制御
電圧源を接続して、最終段のトランジスタＱ7〜Ｑ10の
電流増幅率のバラツキなどの変化によって、ドライブ回
路（Ｂ）の利得が変化しないようにしている。
増幅器を用いたボルテージフォロワであり、入力抵抗が
大きく出力抵抗が小さい。すなわち、ドライブ回路
（Ｂ）と回路（Ｃ）との間に、利得が０ｄＢの電圧制御
電圧源を接続して、最終段のトランジスタＱ7〜Ｑ10の
電流増幅率のバラツキなどの変化によって、ドライブ回
路（Ｂ）の利得が変化しないようにしている。
【００１９】電流ＩC1は温度依存性のない電流、電流Ｉ
C2は、絶対温度Ｔに比例する電流である。電流ＩC2の供
給手段として、文献３「P. R. Gray著、"Analysis and
Design of Analog Integrated Circuit" 1984, John Wi
ley & Sons, ２８２頁〜２８３頁」に回路例及びその動
作説明が示されている。
C2は、絶対温度Ｔに比例する電流である。電流ＩC2の供
給手段として、文献３「P. R. Gray著、"Analysis and
Design of Analog Integrated Circuit" 1984, John Wi
ley & Sons, ２８２頁〜２８３頁」に回路例及びその動
作説明が示されている。
【００２０】電流ＩC1および電流ＩC2を発生させ、回路
（Ａ）、（Ｂ）に供給する具体的な回路の一実施例を図
３により説明する。図３において、基準電圧発生回路１
は、絶対温度Ｔに比例する電流を発生し、基準となる抵
抗Ｒ2の抵抗値ｒ2に反比例した電流が、電流ミラー回路
２、３を介することにより電流ＩC2となる。
（Ａ）、（Ｂ）に供給する具体的な回路の一実施例を図
３により説明する。図３において、基準電圧発生回路１
は、絶対温度Ｔに比例する電流を発生し、基準となる抵
抗Ｒ2の抵抗値ｒ2に反比例した電流が、電流ミラー回路
２、３を介することにより電流ＩC2となる。
【００２１】電流ＩC1を発生させるには、まず基準電圧
発生回路１からの絶対温度に比例した電流を抵抗器Ｒ20
とトランジスタＱ20の直列回路に与える。端子Ｖｂの電
圧が約１．２Ｖになるように抵抗Ｒ20の抵抗値を決める
と、端子Ｖｂは温度変化の少ない電圧源となる。
発生回路１からの絶対温度に比例した電流を抵抗器Ｒ20
とトランジスタＱ20の直列回路に与える。端子Ｖｂの電
圧が約１．２Ｖになるように抵抗Ｒ20の抵抗値を決める
と、端子Ｖｂは温度変化の少ない電圧源となる。
【００２２】それは、抵抗Ｒ20の両端に発生する電圧
と、トランジスタＱ20のベース・エミッタ間の電圧が逆
の温度特性を有しているために、両者が打ち消しあうこ
とによって、端子Ｖｂの電圧は、温度特性を持たない
か、あるいはその温度変化を極めて小さな値に保つこと
が可能である。この原理の詳細については、上記文献３
の２８９頁〜２９６頁に説明されている。
と、トランジスタＱ20のベース・エミッタ間の電圧が逆
の温度特性を有しているために、両者が打ち消しあうこ
とによって、端子Ｖｂの電圧は、温度特性を持たない
か、あるいはその温度変化を極めて小さな値に保つこと
が可能である。この原理の詳細については、上記文献３
の２８９頁〜２９６頁に説明されている。
【００２３】端子Ｖｂに電圧バッファ回路６を介して抵
抗Ｒ21を接続することによって、電流値Ｉconst＝Ｖｂ
／ｒ21の温度依存性の小さい電流を発生させる。（ここ
で、ｒ21は、Ｒ21の抵抗値を示すものとする。以降、小
文字で示したｒは、大文字Ｒで示した抵抗の抵抗値を示
すものとする。）この電流を電流ミラー回路４、５を介
することにより、電流ＩC1を得る。この電流ＩC1は、Ｉ
CONSTに比例するので、温度依存性の小さい電流とな
る。
抗Ｒ21を接続することによって、電流値Ｉconst＝Ｖｂ
／ｒ21の温度依存性の小さい電流を発生させる。（ここ
で、ｒ21は、Ｒ21の抵抗値を示すものとする。以降、小
文字で示したｒは、大文字Ｒで示した抵抗の抵抗値を示
すものとする。）この電流を電流ミラー回路４、５を介
することにより、電流ＩC1を得る。この電流ＩC1は、Ｉ
CONSTに比例するので、温度依存性の小さい電流とな
る。
【００２４】電流ＩC1は、ＩC1＝Ｋ1／ｒ21と表すこと
ができる。ここで、Ｋ1は定数である。また、電流ＩC2
は、ＩC2＝Ｋ2・Ｖｔ／ｒ2と表すことができる。ここ
で、Ｋ2は定数、Ｖｔは熱電圧である。熱電圧ＶｔはＶ
ｔ＝ＫＴ／ｑで表される。ただし、Ｋはボルツマン定
数、Ｔは絶対温度、ｑは電子電荷である。
ができる。ここで、Ｋ1は定数である。また、電流ＩC2
は、ＩC2＝Ｋ2・Ｖｔ／ｒ2と表すことができる。ここ
で、Ｋ2は定数、Ｖｔは熱電圧である。熱電圧ＶｔはＶ
ｔ＝ＫＴ／ｑで表される。ただし、Ｋはボルツマン定
数、Ｔは絶対温度、ｑは電子電荷である。
【００２５】図１中の最終段の回路（Ｃ）において、ト
ランジスタＱ7、Ｑ8によりどのような割合で電流が分配
されるかを説明する。トランジスタＱ7、Ｑ8に流れる電
流をそれぞれＩｃｘ、Ｉｃｙとすると、両者の電流比Ｎ
は、次式で表される。 Ｎ＝Ｉｃｘ／Ｉｃｙ＝ｅｘｐ（Ｖｉｄ／Ｖｔ） ここで、Ｖｉｄは、Ｑ7、Ｑ8のベース電極間に加えられ
た電圧である。この式の導入については、文献３の１９
４頁〜１９７頁に記載がある。
ランジスタＱ7、Ｑ8によりどのような割合で電流が分配
されるかを説明する。トランジスタＱ7、Ｑ8に流れる電
流をそれぞれＩｃｘ、Ｉｃｙとすると、両者の電流比Ｎ
は、次式で表される。 Ｎ＝Ｉｃｘ／Ｉｃｙ＝ｅｘｐ（Ｖｉｄ／Ｖｔ） ここで、Ｖｉｄは、Ｑ7、Ｑ8のベース電極間に加えられ
た電圧である。この式の導入については、文献３の１９
４頁〜１９７頁に記載がある。
【００２６】最大利得時からの減衰量の比Ｍは、次式で
表される。 Ｍ＝Ｉｃｘ／（Ｉｃｘ＋Ｉｃｙ） ＝Ｉｃｘ／｛Ｉｃｘ＋Ｉｃｘ・ｅｘｐ（−Ｖｉｄ／Ｖｔ）｝ ＝１／｛１＋ｅｘｐ（−Ｖｉｄ／Ｖｔ）｝ この式から分かることは、Ｖｉｄがプラスに大きく振れ
た場合は、減衰量の比Ｍは１に近い値になり、Ｖｉｄが
０のときに１／２になり、Ｖｉｄがマイナスになると減
衰量が大きくなる。
表される。 Ｍ＝Ｉｃｘ／（Ｉｃｘ＋Ｉｃｙ） ＝Ｉｃｘ／｛Ｉｃｘ＋Ｉｃｘ・ｅｘｐ（−Ｖｉｄ／Ｖｔ）｝ ＝１／｛１＋ｅｘｐ（−Ｖｉｄ／Ｖｔ）｝ この式から分かることは、Ｖｉｄがプラスに大きく振れ
た場合は、減衰量の比Ｍは１に近い値になり、Ｖｉｄが
０のときに１／２になり、Ｖｉｄがマイナスになると減
衰量が大きくなる。
【００２７】この特性は、図４に示すようになる。Ｖｉ
ｄがさらにマイナスに振れると、ほぼ正確にｄＢスケー
ルでの減衰特性が得られる。したがって、この比Ｍが自
動利得制御回路（ＡＧＣ）の減衰量になるので、Ｍの値
が、温度や、素子のバラツキによって変化しなければ、
安定した利得の制御が可能になる。式中で変化するの
は、ｅｘｐ（−Ｖｉｄ／Ｖｔ）の項のみであるので、
（Ｖｉｄ／Ｖｔ）に変化がなければ、Ｍの値が一定値に
なる。
ｄがさらにマイナスに振れると、ほぼ正確にｄＢスケー
ルでの減衰特性が得られる。したがって、この比Ｍが自
動利得制御回路（ＡＧＣ）の減衰量になるので、Ｍの値
が、温度や、素子のバラツキによって変化しなければ、
安定した利得の制御が可能になる。式中で変化するの
は、ｅｘｐ（−Ｖｉｄ／Ｖｔ）の項のみであるので、
（Ｖｉｄ／Ｖｔ）に変化がなければ、Ｍの値が一定値に
なる。
【００２８】そこで、Ｌ＝Ｖｉｄ／Ｖｔの値について検
討する。１段目の回路（Ａ）の利得は（１／ｒE）・
（１／ｇm1）、２段目の回路（Ｂ）の利得はｇm2・ｒL
であるので、Ｌは次式で表される。ここで、ｒE、ｒLは
それぞれ抵抗ＲE、ＲLの抵抗値、ｇm1、ｇm2は、それぞ
れ、Ｑ1、Ｑ2のトランスコンダクタンス値であり、ｇm1
＝ＩC1／Ｖｔ、ｇm2＝はＩC2／Ｖｔである。 Ｌ＝Ｖｉｄ／Ｖｔ ＝ＶIN・（１／ｒE）・（１／ｇm1）・ｇm2・ｒL／Ｖｔ ＝ＶIN・（１／ｒE）・（Ｖｔ／ＩC1）・（ＩC2／Ｖｔ）・ｒL／Ｖｔ ＝ＶIN・（ｒL／ｒE）・（ＩC2／ＩC1）／Ｖｔ
討する。１段目の回路（Ａ）の利得は（１／ｒE）・
（１／ｇm1）、２段目の回路（Ｂ）の利得はｇm2・ｒL
であるので、Ｌは次式で表される。ここで、ｒE、ｒLは
それぞれ抵抗ＲE、ＲLの抵抗値、ｇm1、ｇm2は、それぞ
れ、Ｑ1、Ｑ2のトランスコンダクタンス値であり、ｇm1
＝ＩC1／Ｖｔ、ｇm2＝はＩC2／Ｖｔである。 Ｌ＝Ｖｉｄ／Ｖｔ ＝ＶIN・（１／ｒE）・（１／ｇm1）・ｇm2・ｒL／Ｖｔ ＝ＶIN・（１／ｒE）・（Ｖｔ／ＩC1）・（ＩC2／Ｖｔ）・ｒL／Ｖｔ ＝ＶIN・（ｒL／ｒE）・（ＩC2／ＩC1）／Ｖｔ
【００２９】これに、ＩC1＝Ｋ1／ｒ21およびＩC2＝Ｋ2
・Ｖｔ／ｒ2を代入すると、 Ｌ＝ＶIN・（ｒL／ｒE）・（Ｋ2・Ｖｔ／ｒ2）・（ｒ21／Ｋ1）／Ｖｔ ＝（ｒL／ｒE）・（ｒ21／ｒ2）・（Ｋ2／Ｋ1）・ＶIN ＝ｒ21／ｒE・ｒL／ｒ2・ｋ2／ｋ1・ＶIN となる。この式から分かることは、第１項および第２項
の分母と分子の相対精度がとれていれば、各々の抵抗の
抵抗値の絶対精度が正確ではなく、温度依存性を有する
場合でも、その変化分はキャンセルされるので、減衰比
Ｍのバラツキを小さな値に保つことが可能となる。
・Ｖｔ／ｒ2を代入すると、 Ｌ＝ＶIN・（ｒL／ｒE）・（Ｋ2・Ｖｔ／ｒ2）・（ｒ21／Ｋ1）／Ｖｔ ＝（ｒL／ｒE）・（ｒ21／ｒ2）・（Ｋ2／Ｋ1）・ＶIN ＝ｒ21／ｒE・ｒL／ｒ2・ｋ2／ｋ1・ＶIN となる。この式から分かることは、第１項および第２項
の分母と分子の相対精度がとれていれば、各々の抵抗の
抵抗値の絶対精度が正確ではなく、温度依存性を有する
場合でも、その変化分はキャンセルされるので、減衰比
Ｍのバラツキを小さな値に保つことが可能となる。
【００３０】Ｋ1は、トランジスタの面積比の相対精度
によって決る値であり、またＫ2もバンドギャプ電圧に
よって決る値であるので、ＬＳＩに集積した場合に一般
に良好な値が得られる。一般に、ＬＳＩに集積された素
子の絶対精度はかなり大きくばらつく（例えば±３０
％）が、同じ方向で、かつ近い位置に配置した場合、素
子値、この場合は抵抗値の相対精度は高くでき、例えば
＋−１〜２％の精度が得られる。したがって、ＲL、
ＲE、Ｒ2/1、Ｒ2は、互いに良好な相対精度をもたせる
ことが可能であるので、この回路をＬＳＩに集積した場
合、温度や素子のバラツキに対して安定な、指数関数で
の減衰特性を実現することができる。
によって決る値であり、またＫ2もバンドギャプ電圧に
よって決る値であるので、ＬＳＩに集積した場合に一般
に良好な値が得られる。一般に、ＬＳＩに集積された素
子の絶対精度はかなり大きくばらつく（例えば±３０
％）が、同じ方向で、かつ近い位置に配置した場合、素
子値、この場合は抵抗値の相対精度は高くでき、例えば
＋−１〜２％の精度が得られる。したがって、ＲL、
ＲE、Ｒ2/1、Ｒ2は、互いに良好な相対精度をもたせる
ことが可能であるので、この回路をＬＳＩに集積した場
合、温度や素子のバラツキに対して安定な、指数関数で
の減衰特性を実現することができる。
【００３１】また、１段目の回路（Ａ）において、線形
の入出力特性を得ることができる入力電圧範囲Ｖ
INrangeは、Ｉc1とｒEとの積で決まり、次式で表され
る。 ＶINrange＝４・ＩC1・ｒE ＝４・（Ｋ1／ｒ21）・ｒE ＝４・Ｋ1・（ｒE／ｒ21）
の入出力特性を得ることができる入力電圧範囲Ｖ
INrangeは、Ｉc1とｒEとの積で決まり、次式で表され
る。 ＶINrange＝４・ＩC1・ｒE ＝４・（Ｋ1／ｒ21）・ｒE ＝４・Ｋ1・（ｒE／ｒ21）
【００３２】この式から、線形の入出力特性を得ること
ができる入力電圧範囲ＶINrangeは、抵抗値の相対精度
によって決まることがわかる。したがって、抵抗値の絶
対値にバラツキや温度変化があっても、入力電圧範囲Ｖ
INrangeが素子のバラツキに依存しない安定した特性が
期待できる。
ができる入力電圧範囲ＶINrangeは、抵抗値の相対精度
によって決まることがわかる。したがって、抵抗値の絶
対値にバラツキや温度変化があっても、入力電圧範囲Ｖ
INrangeが素子のバラツキに依存しない安定した特性が
期待できる。
【００３３】図４は、実際に設計した回路の特性の一例
であるが、減衰量が大きいところでは指数関数的（ｄＢ
スケール）で減衰するが、減衰量の小さいところでは、
ｄＢスケールでの減衰は得られずなだらかな特性になる
ことがわかる。しかし、図１に示した回路には、最大出
力の付近で出力電力の微調整を行いやすいという利点が
ある。この回路は、広いゲインリダクションと最大出力
付近での微調整の両方の利点を合わせ持っている。ま
た、温度を変化させたときの、制御特性のシミュレーシ
ョン結果が−４５度、＋２５度、＋８０度の３通りの場
合について、示されている。三つの特性の違いは極めて
小さく、温度に対して安定した特性が得られることがわ
かる。
であるが、減衰量が大きいところでは指数関数的（ｄＢ
スケール）で減衰するが、減衰量の小さいところでは、
ｄＢスケールでの減衰は得られずなだらかな特性になる
ことがわかる。しかし、図１に示した回路には、最大出
力の付近で出力電力の微調整を行いやすいという利点が
ある。この回路は、広いゲインリダクションと最大出力
付近での微調整の両方の利点を合わせ持っている。ま
た、温度を変化させたときの、制御特性のシミュレーシ
ョン結果が−４５度、＋２５度、＋８０度の３通りの場
合について、示されている。三つの特性の違いは極めて
小さく、温度に対して安定した特性が得られることがわ
かる。
【００３４】図２に示した実施例では、回路（Ｂ）が省
略されている。この場合、最終段の回路（Ｃ）の電流を
絶対温度Ｔに比例させる必要が生ずる。したがって、例
えばエミッタ抵抗を用いた回路の場合、回路のダイナミ
ックレンジが変わるため、温度によって歪率が変化する
などの不都合が考えられるが、回路が簡単化される。
略されている。この場合、最終段の回路（Ｃ）の電流を
絶対温度Ｔに比例させる必要が生ずる。したがって、例
えばエミッタ抵抗を用いた回路の場合、回路のダイナミ
ックレンジが変わるため、温度によって歪率が変化する
などの不都合が考えられるが、回路が簡単化される。
【００３５】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、温
度、素子の絶対的バラツキに影響されることなく安定な
特性を有し、かつ制御入力電圧に対して利得を指数関数
的（デシベル・スケール）に変化させることが可能な利
得制御回路を提供することができる。
度、素子の絶対的バラツキに影響されることなく安定な
特性を有し、かつ制御入力電圧に対して利得を指数関数
的（デシベル・スケール）に変化させることが可能な利
得制御回路を提供することができる。
【図１】本発明の一実施例の構成を示す回路図。
【図２】本発明の他の一実施例の構成を示す回路図。
【図３】図１の回路に電流ＩC1、ＩC2を供給する回路の
構成例を示す回路図。
構成例を示す回路図。
【図４】図１に示した回路の入出力特性図。
Ｐ１・Ｐ２ 演算増幅器 Ｐ３・Ｐ４ 電圧バッファ回路 １ 基準電圧発生回路 ２ ・３・４・５ カレントミラー回路 ６ 電圧バッファ回路
Claims (8)
- 【請求項１】 エミッタカップルドペアを構成するトラ
ンジスタ（Ｑ7、Ｑ8）のベース電極間に与える電位差を
直線的に制御することによって、前記トランジスタに流
れる電流を指数関数的またはハイパータンジェント関数
的に変化させる利得制御回路において、 ベース電極間に与える電位差を絶対温度に比例させて変
化させる手段を有することを特徴とする利得制御回路。 - 【請求項２】 対数圧縮または逆ハイパータンジェント
圧縮を行う回路（Ａ）の出力信号を、出力電圧が絶対温
度に比例する指数伸長またはハイパータンジェント伸長
回路（Ｂ）に入力し、 この指数伸長またはハイパータンジェント伸長回路の出
力を、エミッタカップルドペアのベース電極に入力する
ことを特徴とする請求項１記載の利得制御回路。 - 【請求項３】 出力電圧が絶対温度に比例する指数伸長
またはハイパータンジェント伸長回路（Ｂ）は、第１の
抵抗器（ＲL）を負荷とするエミッタカップルドペアで
あり、そのエミッタに接続される電流源（ＩC2）の電流
値は絶対温度に比例することを特徴とする請求項２記載
の利得制御回路。 - 【請求項４】 対数圧縮または逆ハイパータンジェント
圧縮を行う回路（Ａ）は、第１のバイポーラトランジス
タ（Ｑ1）のエミッタ電極と第２のバイポーラトランジ
スタ（Ｑ2）のエミッタ電極との間に第２の抵抗器
（ＲE）を接続し、第１および第２のバイポーラトラン
ジスタのベース電極間に入力された電位差を、第２の抵
抗器によって電流に変換し、変換された電流が流れる第
３および第４のトランジスタ（Ｑ3、Ｑ4）のベース、エ
ミッタ間に、対数圧縮または逆ハイパータンジェント圧
縮された信号を出力することを特徴とする請求項３記載
の利得制御回路。 - 【請求項５】 エミッタカップルドペアのベース電極
は、電圧バッファ（Ｐ３、Ｐ４）を介して駆動されるこ
とを特徴とする請求項１記載の利得制御回路。 - 【請求項６】 第１のバイポーラトランジスタおよび第
２のバイポーラトランジスタに供給される電流（ＩC1）
は、温度に依存しない電流であることを特徴とする請求
項４記載の利得制御回路。 - 【請求項７】 温度依存性のない電流（ＩC1）の電流値
は、第３の抵抗器（Ｒ21）の抵抗値に反比例し、この第
３の抵抗器の抵抗値は、第２の抵抗器（ＲE）の抵抗値
と良好な相対精度を有することを特徴とする請求項６記
載の利得制御回路。 - 【請求項８】 絶対温度に比例する電流（ＩC2）の電流
値は、第４の抵抗器（Ｒ2）の抵抗値に反比例し、この
第４の抵抗器の抵抗値は、第１の抵抗器（ＲL）の抵抗
値と良好な相対精度を有することを特徴とする請求項７
記載の利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7078370A JPH08265068A (ja) | 1995-03-10 | 1995-03-10 | 利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7078370A JPH08265068A (ja) | 1995-03-10 | 1995-03-10 | 利得制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08265068A true JPH08265068A (ja) | 1996-10-11 |
Family
ID=13660129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7078370A Pending JPH08265068A (ja) | 1995-03-10 | 1995-03-10 | 利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08265068A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030064577A (ko) * | 2002-01-28 | 2003-08-02 | (주)에프씨아이 | 이득 가변 증폭기의 온도 보상 회로 |
| JP2006109157A (ja) * | 2004-10-06 | 2006-04-20 | Asahi Kasei Microsystems Kk | 対数増幅器 |
| JP2006295373A (ja) * | 2005-04-07 | 2006-10-26 | Sony Corp | 電圧発生回路、利得制御回路および送信装置 |
| US7633279B2 (en) | 2005-03-04 | 2009-12-15 | Elpida Memory, Inc. | Power supply circuit |
| JP2014515577A (ja) * | 2011-05-26 | 2014-06-30 | コンセホ・スペリオール・デ・インベスティガシオネス・シエンティフィカス | 動的視覚センサでの光センシングシステムを時間的に識別するための低ミスマッチ及び低消費のトランスインピーダンス利得回路 |
-
1995
- 1995-03-10 JP JP7078370A patent/JPH08265068A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030064577A (ko) * | 2002-01-28 | 2003-08-02 | (주)에프씨아이 | 이득 가변 증폭기의 온도 보상 회로 |
| JP2006109157A (ja) * | 2004-10-06 | 2006-04-20 | Asahi Kasei Microsystems Kk | 対数増幅器 |
| US7633279B2 (en) | 2005-03-04 | 2009-12-15 | Elpida Memory, Inc. | Power supply circuit |
| JP2006295373A (ja) * | 2005-04-07 | 2006-10-26 | Sony Corp | 電圧発生回路、利得制御回路および送信装置 |
| JP2014515577A (ja) * | 2011-05-26 | 2014-06-30 | コンセホ・スペリオール・デ・インベスティガシオネス・シエンティフィカス | 動的視覚センサでの光センシングシステムを時間的に識別するための低ミスマッチ及び低消費のトランスインピーダンス利得回路 |
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