JPH08264293A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH08264293A JPH08264293A JP7069556A JP6955695A JPH08264293A JP H08264293 A JPH08264293 A JP H08264293A JP 7069556 A JP7069556 A JP 7069556A JP 6955695 A JP6955695 A JP 6955695A JP H08264293 A JPH08264293 A JP H08264293A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- circuit
- voltage
- discharge lamp
- comparator
- Prior art date
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- Pending
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】外来ノイズに対する誤動作が少なく、しかも寿
命末期等の放電灯の異常時には素早く反応して次の動作
にスムーズに移行でき、回路に与えるストレスが少ない
放電灯点灯装置を提供する。 【構成】交流電源Ｖｓを直流電圧に変換する電源回路１
と、前記直流電圧を高周波に変換するインバータ回路２
と、前記高周波により点灯される放電灯３と、放電灯３
等の異常を検出する異常検出回路４と、異常検出回路４
の動作後に異常検出回路４の出力を保持すると共にイン
バータ回路２の出力を低下させる方向に制御する第１の
出力制限回路８と、所定時間後にインバータ回路２の出
力を低下させる方向に制御する第２の出力制限回路９と
から構成される。
命末期等の放電灯の異常時には素早く反応して次の動作
にスムーズに移行でき、回路に与えるストレスが少ない
放電灯点灯装置を提供する。 【構成】交流電源Ｖｓを直流電圧に変換する電源回路１
と、前記直流電圧を高周波に変換するインバータ回路２
と、前記高周波により点灯される放電灯３と、放電灯３
等の異常を検出する異常検出回路４と、異常検出回路４
の動作後に異常検出回路４の出力を保持すると共にイン
バータ回路２の出力を低下させる方向に制御する第１の
出力制限回路８と、所定時間後にインバータ回路２の出
力を低下させる方向に制御する第２の出力制限回路９と
から構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータ回路を用いて
放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するもの
である。
放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】図１１は従来の放電灯点灯装置の回路図
である。交流電源Ｖｓの電圧は電源回路１により直流電
圧に変換された後、インバータ回路２により高周波電圧
に変換されて、放電灯３に印加される。放電灯３の電圧
は異常検出回路４により監視されており、異常検出時に
は、出力制御回路５により、インバータ回路２の出力が
抑制あるいは停止される。異常検出回路４は、コンデン
サＣ7 ，Ｃ18、抵抗Ｒ15，Ｒ16及びダイオードＤ4 で構
成される整流平滑回路により放電灯３の印加電圧を検出
している。コンデンサＣ7 は直流電圧カット用、コンデ
ンサＣ18は電圧平滑用であり、ダイオードＤ4 は逆電圧
印加時の電流バイパス用である。放電灯３が高周波点灯
されると、コンデンサＣ7 を介して高周波電流が流れる
が、抵抗Ｒ 15，Ｒ16の直列回路には、ダイオードＤ4 が
並列接続されているので、コンデンサＣ18は一方の極性
に充電される。コンデンサＣ18の充電電圧は、検出電圧
ＶａとしてコンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子に印
加される。コンパレータＣＰ 2 のマイナス側入力端子に
は、基準電圧Ｖｂが印加されている。コンパレータＣＰ
2 の出力は、抵抗Ｒ17により制御電源Ｖｃｃのレベルに
プルアップされており、Ｖａ≧ＶｂのときＨｉｇｈレベ
ル、Ｖａ＜ＶｂのときＬｏｗレベルとなる。図１２はコ
ンパレータＣＰ2 の動作を示している。検出電圧Ｖａが
基準電圧Ｖｂ以上になると、コンパレータＣＰ2 の出力
はＨｉｇｈレベルとなり、出力制御回路５に異常検出信
号が入力される。出力制御回路５は、異常検出信号を受
けると、回路保護のために、インバータ回路２の出力を
制限あるいは停止させ、以後、その状態を維持する。
である。交流電源Ｖｓの電圧は電源回路１により直流電
圧に変換された後、インバータ回路２により高周波電圧
に変換されて、放電灯３に印加される。放電灯３の電圧
は異常検出回路４により監視されており、異常検出時に
は、出力制御回路５により、インバータ回路２の出力が
抑制あるいは停止される。異常検出回路４は、コンデン
サＣ7 ，Ｃ18、抵抗Ｒ15，Ｒ16及びダイオードＤ4 で構
成される整流平滑回路により放電灯３の印加電圧を検出
している。コンデンサＣ7 は直流電圧カット用、コンデ
ンサＣ18は電圧平滑用であり、ダイオードＤ4 は逆電圧
印加時の電流バイパス用である。放電灯３が高周波点灯
されると、コンデンサＣ7 を介して高周波電流が流れる
が、抵抗Ｒ 15，Ｒ16の直列回路には、ダイオードＤ4 が
並列接続されているので、コンデンサＣ18は一方の極性
に充電される。コンデンサＣ18の充電電圧は、検出電圧
ＶａとしてコンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子に印
加される。コンパレータＣＰ 2 のマイナス側入力端子に
は、基準電圧Ｖｂが印加されている。コンパレータＣＰ
2 の出力は、抵抗Ｒ17により制御電源Ｖｃｃのレベルに
プルアップされており、Ｖａ≧ＶｂのときＨｉｇｈレベ
ル、Ｖａ＜ＶｂのときＬｏｗレベルとなる。図１２はコ
ンパレータＣＰ2 の動作を示している。検出電圧Ｖａが
基準電圧Ｖｂ以上になると、コンパレータＣＰ2 の出力
はＨｉｇｈレベルとなり、出力制御回路５に異常検出信
号が入力される。出力制御回路５は、異常検出信号を受
けると、回路保護のために、インバータ回路２の出力を
制限あるいは停止させ、以後、その状態を維持する。
【０００３】この従来例では、コンパレータＣＰ2 のプ
ラス側入力端子あるいはマイナス側入力端子に加わるノ
イズによる誤動作の可能性が大きく、放電灯３が正常で
あるにもかかわらず、インバータ回路２の出力が制限あ
るいは停止され、回路保護モードを維持してしまう。ま
た、図１２に示すように、検出電圧Ｖａが微妙に変動す
ると、検出時の動作が安定しない。このため、回路保護
モードへの移行がスムーズでなく、インバータ回路２の
ストレスが大きくなる。
ラス側入力端子あるいはマイナス側入力端子に加わるノ
イズによる誤動作の可能性が大きく、放電灯３が正常で
あるにもかかわらず、インバータ回路２の出力が制限あ
るいは停止され、回路保護モードを維持してしまう。ま
た、図１２に示すように、検出電圧Ｖａが微妙に変動す
ると、検出時の動作が安定しない。このため、回路保護
モードへの移行がスムーズでなく、インバータ回路２の
ストレスが大きくなる。
【０００４】そこで、図１３に示すように、異常検出回
路４にヒステリシス特性を持たせるために、ダイオード
Ｄ0 を追加することが考えられる。コンパレータＣＰ2
のプラス側入力端子に印加された検出電圧Ｖａが基準電
圧Ｖｂ以上になると、コンパレータＣＰ2 の出力がＨｉ
ｇｈレベルになると同時に、制御電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ
17、ダイオードＤ0 を介してコンデンサＣ18を充電する
ことにより、図１４に示すように、コンパレータＣＰ2
のプラス側入力端子の電圧Ｖａを上昇させ、コンパレー
タＣＰ2 の出力をＨｉｇｈレベルに維持させる。これに
より、異常検出した瞬間に、図１１の回路のように、コ
ンパレータＣＰ2 の出力がＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベ
ルを繰り返す動作（図１２参照）は無くなり、次の動作
への移行がスムーズになる。しかしながら、コンパレー
タＣＰ2 のプラス側入力端子あるいはマイナス側入力端
子に加わるノイズによる誤動作の可能性が大きいという
問題点は依然として解決されていない。
路４にヒステリシス特性を持たせるために、ダイオード
Ｄ0 を追加することが考えられる。コンパレータＣＰ2
のプラス側入力端子に印加された検出電圧Ｖａが基準電
圧Ｖｂ以上になると、コンパレータＣＰ2 の出力がＨｉ
ｇｈレベルになると同時に、制御電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ
17、ダイオードＤ0 を介してコンデンサＣ18を充電する
ことにより、図１４に示すように、コンパレータＣＰ2
のプラス側入力端子の電圧Ｖａを上昇させ、コンパレー
タＣＰ2 の出力をＨｉｇｈレベルに維持させる。これに
より、異常検出した瞬間に、図１１の回路のように、コ
ンパレータＣＰ2 の出力がＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベ
ルを繰り返す動作（図１２参照）は無くなり、次の動作
への移行がスムーズになる。しかしながら、コンパレー
タＣＰ2 のプラス側入力端子あるいはマイナス側入力端
子に加わるノイズによる誤動作の可能性が大きいという
問題点は依然として解決されていない。
【０００５】そこで、図１５に示すように、コンパレー
タＣＰ2 の出力側にコンデンサＣｘと抵抗Ｒｘを追加す
ることが考えられる。このようにすれば、コンパレータ
ＣＰ 2 のプラス側入力端子あるいはマイナス側入力端子
に加わるノイズによりコンパレータＣＰ2 の出力が一瞬
Ｈｉｇｈレベルになっても、コンパレータＣＰ2 の出力
は、図１６に示すように、抵抗Ｒ17とコンデンサＣｘの
時定数で上昇するため、多少のノイズでは、コンパレー
タＣＰ2 の出力電位はＨｉｇｈレベルにはならない。抵
抗ＲｘはコンデンサＣｘの放電ループを形成し、ノイズ
によりコンデンサＣｘが充電された場合の放電抵抗であ
る。これにより、ノイズによる誤動作の可能性は小さく
なる。
タＣＰ2 の出力側にコンデンサＣｘと抵抗Ｒｘを追加す
ることが考えられる。このようにすれば、コンパレータ
ＣＰ 2 のプラス側入力端子あるいはマイナス側入力端子
に加わるノイズによりコンパレータＣＰ2 の出力が一瞬
Ｈｉｇｈレベルになっても、コンパレータＣＰ2 の出力
は、図１６に示すように、抵抗Ｒ17とコンデンサＣｘの
時定数で上昇するため、多少のノイズでは、コンパレー
タＣＰ2 の出力電位はＨｉｇｈレベルにはならない。抵
抗ＲｘはコンデンサＣｘの放電ループを形成し、ノイズ
によりコンデンサＣｘが充電された場合の放電抵抗であ
る。これにより、ノイズによる誤動作の可能性は小さく
なる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１６
の期間Ａは、異常検出されているにもかかわらず、イン
バータ回路の出力が制限あるいは停止されていない期間
である。このときのインバータ出力電圧を図１７に示
す。つまり、異常検出されてから、インバータ回路の出
力を制限あるいは停止されるまでに所定の時間を必要と
し、この間、インバータ回路には過大なストレスが加わ
ることになり、回路の劣化や破壊の可能性がある。
の期間Ａは、異常検出されているにもかかわらず、イン
バータ回路の出力が制限あるいは停止されていない期間
である。このときのインバータ出力電圧を図１７に示
す。つまり、異常検出されてから、インバータ回路の出
力を制限あるいは停止されるまでに所定の時間を必要と
し、この間、インバータ回路には過大なストレスが加わ
ることになり、回路の劣化や破壊の可能性がある。
【０００７】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、外来ノイズに対
する誤動作が少なく、しかも寿命末期等の放電灯の異常
時には素早く反応して次の動作にスムーズに移行でき、
回路に与えるストレスが少ない放電灯点灯装置を提供す
ることにある。
ものであり、その目的とするところは、外来ノイズに対
する誤動作が少なく、しかも寿命末期等の放電灯の異常
時には素早く反応して次の動作にスムーズに移行でき、
回路に与えるストレスが少ない放電灯点灯装置を提供す
ることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
Ｖｓを直流電圧に変換する電源回路１と、前記直流電圧
を高周波に変換するインバータ回路２と、前記高周波に
より点灯される放電灯３と、放電灯３等の異常を検出す
る異常検出回路４と、異常検出回路４の動作後に異常検
出回路４の出力を保持すると共にインバータ回路２の出
力を低下させる方向に制御する第１の出力制限回路８
と、所定時間後にインバータ回路２の出力を低下させる
方向に制御する第２の出力制限回路９とより成ることを
特徴とするものである。
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
Ｖｓを直流電圧に変換する電源回路１と、前記直流電圧
を高周波に変換するインバータ回路２と、前記高周波に
より点灯される放電灯３と、放電灯３等の異常を検出す
る異常検出回路４と、異常検出回路４の動作後に異常検
出回路４の出力を保持すると共にインバータ回路２の出
力を低下させる方向に制御する第１の出力制限回路８
と、所定時間後にインバータ回路２の出力を低下させる
方向に制御する第２の出力制限回路９とより成ることを
特徴とするものである。
【０００９】
【作用】本発明によれば、異常検出回路４により放電灯
３等の異常が検出されると、直ちに第１の出力制限回路
８により異常検出回路４の出力を保持すると共にインバ
ータ回路２の出力を低下させるので、異常検出されてい
るにもかかわらず、インバータ回路２の出力が制限され
ない期間は生じない。したがって、本発明では、回路保
護モードへの移行がスムーズであり、インバータ回路２
に過大なストレスが加わることはなく、回路の劣化や破
壊の可能性はない。また、インバータ回路２の出力を制
限しているにもかかわらず、異常検出動作が続く場合に
は、第２の出力制限回路９によりインバータ回路２の出
力をさらに低下させるので、インバータ回路２のストレ
スを一層低減させることができる。
３等の異常が検出されると、直ちに第１の出力制限回路
８により異常検出回路４の出力を保持すると共にインバ
ータ回路２の出力を低下させるので、異常検出されてい
るにもかかわらず、インバータ回路２の出力が制限され
ない期間は生じない。したがって、本発明では、回路保
護モードへの移行がスムーズであり、インバータ回路２
に過大なストレスが加わることはなく、回路の劣化や破
壊の可能性はない。また、インバータ回路２の出力を制
限しているにもかかわらず、異常検出動作が続く場合に
は、第２の出力制限回路９によりインバータ回路２の出
力をさらに低下させるので、インバータ回路２のストレ
スを一層低減させることができる。
【００１０】
【実施例】図１は本発明の第１実施例の回路図である。
本実施例では、電源回路１として、昇圧形チョッパー回
路を用いており、インバータ回路２としては、自励他制
式のハーフブリッジ回路を用いている。まず、電源回路
１について説明する。交流電源Ｖｓは、インダクタＬ1
を介して全波整流器ＤＢの交流入力端子に接続されてい
る。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ
2 とスイッチング素子Ｑ1 の直列回路が接続されてい
る。スイッチング素子Ｑ1 はパワーＭＯＳＦＥＴよりな
り、そのソース側には電流検出用の抵抗Ｒ4 が挿入され
ている。スイッチング素子Ｑ1 と抵抗Ｒ4 の直列回路に
は、ダイオードＤ1 を介して平滑用のコンデンサＣ0 が
接続されている。これにより、昇圧形のチョッパー回路
が構成されている。スイッチング素子Ｑ1 がオンされる
と、全波整流器ＤＢからインダクタＬ2 に電流が流れ
て、インダクタＬ2 にエネルギーが蓄積される。スイッ
チング素子Ｑ1 がオフされると、インダクタＬ2 の両端
に電圧が誘起されて、この電圧が全波整流器ＤＢの出力
電圧に重畳されて、ダイオードＤ1 を介して平滑用のコ
ンデンサＣ0 に充電される。スイッチング素子Ｑ1 は、
チョッパー制御回路６により制御されている。チョッパ
ー制御回路６は汎用の集積回路ＩＣ1 （モトローラ社製
のＭＣ３３２６１）で構成されている。全波整流器ＤＢ
の出力にはコンデンサＣ1 が並列接続されており、その
電圧は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧されて、集積回路Ｉ
Ｃ1 の番ピンに入力されている。また、インダクタＬ
2 の２次巻線は一端を接地され、他端は抵抗Ｒ3 を介し
て集積回路ＩＣ1 の番ピンに接続されている。さら
に、平滑コンデンサＣ0 の電圧は、抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 によ
り分圧されて、集積回路ＩＣ1 の番ピンに入力される
と共に、抵抗Ｒ8 とコンデンサＣ4 の並列回路を介して
集積回路ＩＣ1 の番ピンに入力されている。集積回路
ＩＣ1 の番ピンには、抵抗Ｒ4 により検出されたスイ
ッチング素子Ｑ1 の電流検出信号が入力されている。集
積回路ＩＣ1 の番ピンからは、駆動信号が出力されて
おり、抵抗Ｒ5 を介してスイッチング素子Ｑ1 のゲート
に入力されている。なお、集積回路ＩＣ1 の番ピン及
び番ピンは制御電源Ｖｃｃとアースレベルにそれぞれ
接続されている。以上の構成により、スイッチング素子
Ｑ1 は全波整流器ＤＢの出力電圧と平滑コンデンサＣ0
の電圧並びにスイッチング素子Ｑ 1 の電流を参照しなが
ら集積回路ＩＣ1 により制御され、平滑コンデンサＣ0
には交流電源Ｖｓを昇圧した整流平滑電圧が得られる。
この直流電圧はインバータ回路２に供給される。
本実施例では、電源回路１として、昇圧形チョッパー回
路を用いており、インバータ回路２としては、自励他制
式のハーフブリッジ回路を用いている。まず、電源回路
１について説明する。交流電源Ｖｓは、インダクタＬ1
を介して全波整流器ＤＢの交流入力端子に接続されてい
る。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ
2 とスイッチング素子Ｑ1 の直列回路が接続されてい
る。スイッチング素子Ｑ1 はパワーＭＯＳＦＥＴよりな
り、そのソース側には電流検出用の抵抗Ｒ4 が挿入され
ている。スイッチング素子Ｑ1 と抵抗Ｒ4 の直列回路に
は、ダイオードＤ1 を介して平滑用のコンデンサＣ0 が
接続されている。これにより、昇圧形のチョッパー回路
が構成されている。スイッチング素子Ｑ1 がオンされる
と、全波整流器ＤＢからインダクタＬ2 に電流が流れ
て、インダクタＬ2 にエネルギーが蓄積される。スイッ
チング素子Ｑ1 がオフされると、インダクタＬ2 の両端
に電圧が誘起されて、この電圧が全波整流器ＤＢの出力
電圧に重畳されて、ダイオードＤ1 を介して平滑用のコ
ンデンサＣ0 に充電される。スイッチング素子Ｑ1 は、
チョッパー制御回路６により制御されている。チョッパ
ー制御回路６は汎用の集積回路ＩＣ1 （モトローラ社製
のＭＣ３３２６１）で構成されている。全波整流器ＤＢ
の出力にはコンデンサＣ1 が並列接続されており、その
電圧は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧されて、集積回路Ｉ
Ｃ1 の番ピンに入力されている。また、インダクタＬ
2 の２次巻線は一端を接地され、他端は抵抗Ｒ3 を介し
て集積回路ＩＣ1 の番ピンに接続されている。さら
に、平滑コンデンサＣ0 の電圧は、抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 によ
り分圧されて、集積回路ＩＣ1 の番ピンに入力される
と共に、抵抗Ｒ8 とコンデンサＣ4 の並列回路を介して
集積回路ＩＣ1 の番ピンに入力されている。集積回路
ＩＣ1 の番ピンには、抵抗Ｒ4 により検出されたスイ
ッチング素子Ｑ1 の電流検出信号が入力されている。集
積回路ＩＣ1 の番ピンからは、駆動信号が出力されて
おり、抵抗Ｒ5 を介してスイッチング素子Ｑ1 のゲート
に入力されている。なお、集積回路ＩＣ1 の番ピン及
び番ピンは制御電源Ｖｃｃとアースレベルにそれぞれ
接続されている。以上の構成により、スイッチング素子
Ｑ1 は全波整流器ＤＢの出力電圧と平滑コンデンサＣ0
の電圧並びにスイッチング素子Ｑ 1 の電流を参照しなが
ら集積回路ＩＣ1 により制御され、平滑コンデンサＣ0
には交流電源Ｖｓを昇圧した整流平滑電圧が得られる。
この直流電圧はインバータ回路２に供給される。
【００１１】次に、インバータ回路２について説明す
る。このインバータ回路２は、平滑コンデンサＣ0 の直
流電圧を供給されている。この入力直流電圧は、スイッ
チング素子Ｑ2 とＱ3 の直列回路に印加されている。ス
イッチング素子Ｑ2 はバイポーラトランジスタよりな
り、そのコレクタ・エミッタ間には、ダイオードＤ2 が
逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ3 はパワー
ＭＯＳＦＥＴよりなり、そのドレイン・ソース間には逆
方向ダイオードが寄生している。スイッチング素子Ｑ2
の両端には、直流カット用のコンデンサＣ2 と、共振及
び限流用のインダクタＬ3 を介して、放電灯３が接続さ
れている。放電灯３のフィラメントの非電源側端子間に
は、予熱電流通電及び共振用のコンデンサＣ3 が並列接
続されている。インダクタＬ3 とコンデンサＣ3 はＬＣ
直列共振回路を構成している。スイッチング素子Ｑ2 ，
Ｑ3 が高周波で交互にオン・オフされると、コンデンサ
Ｃ3 にはインダクタＬ3 との共振作用により高い電圧が
発生し、これにより放電灯３が点灯されるものである。
インダクタＬ3 は２次巻線を備えており、１次巻線に流
れる負荷電流をスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 に電流帰還
させるトランスの機能を兼用している。第１の２次巻線
の一端はスイッチング素子Ｑ2 のエミッタに接続されて
おり、他端は抵抗Ｒ9 を介してスイッチング素子Ｑ2 の
ベースに接続されている。これにより、スイッチング素
子Ｑ2 は自励駆動される。また、第２の２次巻線の一端
はスイッチング素子Ｑ3 のソースに接続されており、他
端は抵抗Ｒ 10を介してスイッチング素子Ｑ3 のゲートに
接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ3 も
自励駆動されるものであるが、スイッチング素子Ｑ3 の
ゲート・ソース間にはトランジスタＱ4 が並列接続され
ており、このトランジスタＱ 4 がオンされることによ
り、スイッチング素子Ｑ3 の自励駆動は強制的に終了さ
せられる。これにより、いわゆる自励他制式のハーフブ
リッジ回路が構成されている。
る。このインバータ回路２は、平滑コンデンサＣ0 の直
流電圧を供給されている。この入力直流電圧は、スイッ
チング素子Ｑ2 とＱ3 の直列回路に印加されている。ス
イッチング素子Ｑ2 はバイポーラトランジスタよりな
り、そのコレクタ・エミッタ間には、ダイオードＤ2 が
逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ3 はパワー
ＭＯＳＦＥＴよりなり、そのドレイン・ソース間には逆
方向ダイオードが寄生している。スイッチング素子Ｑ2
の両端には、直流カット用のコンデンサＣ2 と、共振及
び限流用のインダクタＬ3 を介して、放電灯３が接続さ
れている。放電灯３のフィラメントの非電源側端子間に
は、予熱電流通電及び共振用のコンデンサＣ3 が並列接
続されている。インダクタＬ3 とコンデンサＣ3 はＬＣ
直列共振回路を構成している。スイッチング素子Ｑ2 ，
Ｑ3 が高周波で交互にオン・オフされると、コンデンサ
Ｃ3 にはインダクタＬ3 との共振作用により高い電圧が
発生し、これにより放電灯３が点灯されるものである。
インダクタＬ3 は２次巻線を備えており、１次巻線に流
れる負荷電流をスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 に電流帰還
させるトランスの機能を兼用している。第１の２次巻線
の一端はスイッチング素子Ｑ2 のエミッタに接続されて
おり、他端は抵抗Ｒ9 を介してスイッチング素子Ｑ2 の
ベースに接続されている。これにより、スイッチング素
子Ｑ2 は自励駆動される。また、第２の２次巻線の一端
はスイッチング素子Ｑ3 のソースに接続されており、他
端は抵抗Ｒ 10を介してスイッチング素子Ｑ3 のゲートに
接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ3 も
自励駆動されるものであるが、スイッチング素子Ｑ3 の
ゲート・ソース間にはトランジスタＱ4 が並列接続され
ており、このトランジスタＱ 4 がオンされることによ
り、スイッチング素子Ｑ3 の自励駆動は強制的に終了さ
せられる。これにより、いわゆる自励他制式のハーフブ
リッジ回路が構成されている。
【００１２】スイッチング素子Ｑ3 が自励駆動によりオ
ンされるタイミングは、第２の２次巻線と直列に巻かれ
た補助巻線により検出され、それまで抵抗Ｒ11とコンデ
ンサＣ6 、ダイオードＤ3 によりオンされていたトラン
ジスタＱ5 は、スイッチング素子Ｑ3 がオンされると、
オフされる。これにより、コンデンサＣ5 は抵抗Ｒ12を
介して充電を開始され、その電圧はコンパレータＣＰ1
のプラス側入力端子に印加される。コンパレータＣＰ1
のマイナス側入力端子には、抵抗Ｒ13とツェナーダイオ
ードＺＤ1 により作成された基準電圧が印加されてい
る。コンパレータＣＰ1 は、オープンコレクタ出力とな
っており、その出力端子は抵抗Ｒ14により制御電源Ｖｃ
ｃのレベルにプルアップされている。コンデンサＣ5 の
電圧がツェナーダイオードＺＤ1 の電圧を越えると、コ
ンパレータＣＰ1 の出力はＨｉｇｈレベルとなり、トラ
ンジスタＱ4 がオンとなり、スイッチング素子Ｑ3 はオ
フされる。
ンされるタイミングは、第２の２次巻線と直列に巻かれ
た補助巻線により検出され、それまで抵抗Ｒ11とコンデ
ンサＣ6 、ダイオードＤ3 によりオンされていたトラン
ジスタＱ5 は、スイッチング素子Ｑ3 がオンされると、
オフされる。これにより、コンデンサＣ5 は抵抗Ｒ12を
介して充電を開始され、その電圧はコンパレータＣＰ1
のプラス側入力端子に印加される。コンパレータＣＰ1
のマイナス側入力端子には、抵抗Ｒ13とツェナーダイオ
ードＺＤ1 により作成された基準電圧が印加されてい
る。コンパレータＣＰ1 は、オープンコレクタ出力とな
っており、その出力端子は抵抗Ｒ14により制御電源Ｖｃ
ｃのレベルにプルアップされている。コンデンサＣ5 の
電圧がツェナーダイオードＺＤ1 の電圧を越えると、コ
ンパレータＣＰ1 の出力はＨｉｇｈレベルとなり、トラ
ンジスタＱ4 がオンとなり、スイッチング素子Ｑ3 はオ
フされる。
【００１３】図２はインバータ回路２の動作を説明する
ための動作波形図である。図２（ａ）において、Ｖｋは
コンパレータＣＰ1 のマイナス側入力端子に印加される
基準電圧、ＶｓはコンパレータＣＰ1 のプラス側入力端
子に印加される三角波電圧である。図２（ｂ）はコンパ
レータＣＰ1 の出力電圧であり、この信号でトランジス
タＱ4 がオンされる。図２（ｃ）はトランジスタＱ5 の
ベース電圧であり、インダクタＬ3 の補助巻線よりトラ
ンジスタＱ5 のオン／オフのタイミングを得ている。図
２（ｄ）はスイッチング素子Ｑ3 のドレイン電流であ
る。
ための動作波形図である。図２（ａ）において、Ｖｋは
コンパレータＣＰ1 のマイナス側入力端子に印加される
基準電圧、ＶｓはコンパレータＣＰ1 のプラス側入力端
子に印加される三角波電圧である。図２（ｂ）はコンパ
レータＣＰ1 の出力電圧であり、この信号でトランジス
タＱ4 がオンされる。図２（ｃ）はトランジスタＱ5 の
ベース電圧であり、インダクタＬ3 の補助巻線よりトラ
ンジスタＱ5 のオン／オフのタイミングを得ている。図
２（ｄ）はスイッチング素子Ｑ3 のドレイン電流であ
る。
【００１４】次に、制御回路について説明する。放電灯
３の一端の電圧は、直流カット用のコンデンサＣ7 を介
して抵抗Ｒ15，Ｒ16の直列回路に印加されている。抵抗
Ｒ15，Ｒ16にはダイオードＤ4 が図示された極性で並列
接続されている。抵抗Ｒ16の両端には、コンデンサＣ8
が並列接続されている。コンデンサＣ8 の電圧は、コン
パレータＣＰ2 のマイナス側入力端子に印加されてい
る。図中、コンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子に
は、ツェナーダイオードＺＤ1 のツェナー電圧が印加さ
れている。コンパレータＣＰ2 はオープンコレクタ出力
となっており、コンパレータＣＰ2 の出力がＬｏｗレベ
ルになると、ツェナーダイオードＺＤ2 のツェナー電圧
がコンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子に印加され、
同じ電圧がコンパレータＣＰ1 のマイナス側入力端子に
も印加される。ツェナーダイオードＺＤ2 のツェナー電
圧はツェナーダイオードＺＤ1 のツェナー電圧よりも低
く設定されている。また、コンパレータＣＰ2 の出力に
は抵抗Ｒ18，Ｒ17とツェナーダイオードＺＤ3 の直列回
路が接続されており、コンパレータＣＰ2 の出力がＬｏ
ｗレベルになると、制御電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ18に電流
が流れて、トランジスタＱ6 がオンとなる。これによ
り、抵抗Ｒ21を介してコンデンサＣ9 が充電される。コ
ンデンサＣ9 の電圧は、コンパレータＣＰ3 のマイナス
側入力端子に印加されている。コンパレータＣＰ3 のプ
ラス側入力端子には、制御電源Ｖｃｃを抵抗Ｒ19，Ｒ20
により分圧した基準電圧が印加されている。コンデンサ
Ｃ9 は抵抗Ｒ 21，Ｒ23の分圧比で決まる電圧まで充電さ
れるが、この電圧は抵抗Ｒ19，Ｒ20の分圧比で決まる電
圧よりも高くなるように、抵抗Ｒ19，Ｒ20，Ｒ21，Ｒ23
の値を選択してある。コンデンサＣ9 の電圧が抵抗
Ｒ19，Ｒ20により分圧した基準電圧よりも高くなると、
コンパレータＣＰ3 のオープンコレクタ出力はＬｏｗレ
ベルとなる。これにより、ツェナーダイオードＺＤ5 を
介して抵抗Ｒ18，Ｒ22に電流が流れるので、トランジス
タＱ6 はオン状態を維持し、コンパレータＣＰ3 のオー
プンコレクタ出力はＬｏｗレベルを維持する。これによ
り、コンパレータＣＰ 1 のマイナス側入力端子にツェナ
ーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧が印加される。ま
た、コンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子にもツェナ
ーダイオードＺＤ 4 のツェナー電圧が印加される。ツェ
ナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧はツェナーダイオ
ードＺＤ2 のツェナー電圧よりも低く設定されている。
３の一端の電圧は、直流カット用のコンデンサＣ7 を介
して抵抗Ｒ15，Ｒ16の直列回路に印加されている。抵抗
Ｒ15，Ｒ16にはダイオードＤ4 が図示された極性で並列
接続されている。抵抗Ｒ16の両端には、コンデンサＣ8
が並列接続されている。コンデンサＣ8 の電圧は、コン
パレータＣＰ2 のマイナス側入力端子に印加されてい
る。図中、コンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子に
は、ツェナーダイオードＺＤ1 のツェナー電圧が印加さ
れている。コンパレータＣＰ2 はオープンコレクタ出力
となっており、コンパレータＣＰ2 の出力がＬｏｗレベ
ルになると、ツェナーダイオードＺＤ2 のツェナー電圧
がコンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子に印加され、
同じ電圧がコンパレータＣＰ1 のマイナス側入力端子に
も印加される。ツェナーダイオードＺＤ2 のツェナー電
圧はツェナーダイオードＺＤ1 のツェナー電圧よりも低
く設定されている。また、コンパレータＣＰ2 の出力に
は抵抗Ｒ18，Ｒ17とツェナーダイオードＺＤ3 の直列回
路が接続されており、コンパレータＣＰ2 の出力がＬｏ
ｗレベルになると、制御電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ18に電流
が流れて、トランジスタＱ6 がオンとなる。これによ
り、抵抗Ｒ21を介してコンデンサＣ9 が充電される。コ
ンデンサＣ9 の電圧は、コンパレータＣＰ3 のマイナス
側入力端子に印加されている。コンパレータＣＰ3 のプ
ラス側入力端子には、制御電源Ｖｃｃを抵抗Ｒ19，Ｒ20
により分圧した基準電圧が印加されている。コンデンサ
Ｃ9 は抵抗Ｒ 21，Ｒ23の分圧比で決まる電圧まで充電さ
れるが、この電圧は抵抗Ｒ19，Ｒ20の分圧比で決まる電
圧よりも高くなるように、抵抗Ｒ19，Ｒ20，Ｒ21，Ｒ23
の値を選択してある。コンデンサＣ9 の電圧が抵抗
Ｒ19，Ｒ20により分圧した基準電圧よりも高くなると、
コンパレータＣＰ3 のオープンコレクタ出力はＬｏｗレ
ベルとなる。これにより、ツェナーダイオードＺＤ5 を
介して抵抗Ｒ18，Ｒ22に電流が流れるので、トランジス
タＱ6 はオン状態を維持し、コンパレータＣＰ3 のオー
プンコレクタ出力はＬｏｗレベルを維持する。これによ
り、コンパレータＣＰ 1 のマイナス側入力端子にツェナ
ーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧が印加される。ま
た、コンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子にもツェナ
ーダイオードＺＤ 4 のツェナー電圧が印加される。ツェ
ナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧はツェナーダイオ
ードＺＤ2 のツェナー電圧よりも低く設定されている。
【００１５】放電灯３がエミレス等の異常状態になる
と、コンパレータＣＰ2 のマイナス側入力端子の電圧が
上昇し、コンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子の電圧
（ツェナーダイオードＺＤ1 で決定）以上になると、コ
ンパレータＣＰ2 の出力がＬｏｗレベルになる。これが
異常検出回路４の動作である。コンパレータＣＰ2 の出
力がＬｏｗレベルになると、ツェナーダイオードＺＤ2
が導通して、コンパレータＣＰ1 のマイナス側入力端子
の電圧（基準電圧）を下げて、インバータ回路２の出力
を低下させる。これが第１の出力制限回路８の動作であ
る。そのとき、コンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子
（基準電圧）も同時に下がるため、コンパレータＣＰ2
の出力はＬｏｗレベルで保持される。（コンデンサＣ8
は抵抗Ｒ16を介して放電するが、コンパレータＣＰ2 の
プラス側入力端子よりも高い電圧の状態である。）それ
と同時に、ツェナーダイオードＺＤ3 も導通し、トラン
ジスタＱ6 がオンし、抵抗Ｒ21を介してコンデンサＣ9
の充電を開始する。これにより、異常検出回路４の出力
を保持する。コンデンサＣ9 の電圧（コンパレータＣＰ
3 のマイナス側入力端子の電圧）が、コンパレータＣＰ
3 のプラス側入力端子の電圧（抵抗Ｒ19，Ｒ20の分圧）
に達すれば、コンパレータＣＰ3 の出力がＬｏｗレベル
となり、ツェナーダイオードＺＤ4 が導通して、コンパ
レータＣＰ1 のマイナス側入力端子の電圧（基準電圧）
をさらに下げて、インバータ回路２の出力をさらに低下
させる。それと同時に、ツェナーダイオードＺＤ5 も導
通し、トランジスタＱ6 のオン状態を維持させる。これ
が第２の出力制限回路９の動作である。
と、コンパレータＣＰ2 のマイナス側入力端子の電圧が
上昇し、コンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子の電圧
（ツェナーダイオードＺＤ1 で決定）以上になると、コ
ンパレータＣＰ2 の出力がＬｏｗレベルになる。これが
異常検出回路４の動作である。コンパレータＣＰ2 の出
力がＬｏｗレベルになると、ツェナーダイオードＺＤ2
が導通して、コンパレータＣＰ1 のマイナス側入力端子
の電圧（基準電圧）を下げて、インバータ回路２の出力
を低下させる。これが第１の出力制限回路８の動作であ
る。そのとき、コンパレータＣＰ2 のプラス側入力端子
（基準電圧）も同時に下がるため、コンパレータＣＰ2
の出力はＬｏｗレベルで保持される。（コンデンサＣ8
は抵抗Ｒ16を介して放電するが、コンパレータＣＰ2 の
プラス側入力端子よりも高い電圧の状態である。）それ
と同時に、ツェナーダイオードＺＤ3 も導通し、トラン
ジスタＱ6 がオンし、抵抗Ｒ21を介してコンデンサＣ9
の充電を開始する。これにより、異常検出回路４の出力
を保持する。コンデンサＣ9 の電圧（コンパレータＣＰ
3 のマイナス側入力端子の電圧）が、コンパレータＣＰ
3 のプラス側入力端子の電圧（抵抗Ｒ19，Ｒ20の分圧）
に達すれば、コンパレータＣＰ3 の出力がＬｏｗレベル
となり、ツェナーダイオードＺＤ4 が導通して、コンパ
レータＣＰ1 のマイナス側入力端子の電圧（基準電圧）
をさらに下げて、インバータ回路２の出力をさらに低下
させる。それと同時に、ツェナーダイオードＺＤ5 も導
通し、トランジスタＱ6 のオン状態を維持させる。これ
が第２の出力制限回路９の動作である。
【００１６】図３は本発明の第２実施例の回路図であ
る。上述の第１実施例と同一の機能を有する部分には、
同一の符号を付けて重複する説明を省略する。図中、Ｃ
Ｐ4 は予熱タイマー用のコンパレータである。交流電源
Ｖｓが入ると、起動回路ＳＴによりトランジスタＱ3 が
起動され、インバータ回路が動作を開始する。同時に、
コンパレータＣＰ4 のプラス側入力端子に接続されてい
るコンデンサＣ10が抵抗Ｒ26を介して充電開始される。
コンパレータＣＰ4 のマイナス側入力端子の電圧（Ｖｃ
ｃを抵抗Ｒ24，Ｒ25で分圧）にコンデンサＣ10の電圧が
達するまでは、コンパレータＣＰ4 の出力はＬｏｗレベ
ルで、コンパレータＣＰ1 のマイナス側入力端子の電圧
（基準電圧）はツェナーダイオードＺＤ4 で決定され、
インバータ回路の出力を低下させ、放電灯３を予熱状態
としている。このとき、コンパレータＣＰ2 のプラス側
入力端子の電圧も、ツェナーダイオードＺＤ4 で決ま
り、低下しているため、コンパレータＣＰ2 のマイナス
側入力電圧をツェナーダイオードＺＤ5 、抵抗Ｒ27で分
圧することにより低下させ、異常検出回路の動作を禁止
している。
る。上述の第１実施例と同一の機能を有する部分には、
同一の符号を付けて重複する説明を省略する。図中、Ｃ
Ｐ4 は予熱タイマー用のコンパレータである。交流電源
Ｖｓが入ると、起動回路ＳＴによりトランジスタＱ3 が
起動され、インバータ回路が動作を開始する。同時に、
コンパレータＣＰ4 のプラス側入力端子に接続されてい
るコンデンサＣ10が抵抗Ｒ26を介して充電開始される。
コンパレータＣＰ4 のマイナス側入力端子の電圧（Ｖｃ
ｃを抵抗Ｒ24，Ｒ25で分圧）にコンデンサＣ10の電圧が
達するまでは、コンパレータＣＰ4 の出力はＬｏｗレベ
ルで、コンパレータＣＰ1 のマイナス側入力端子の電圧
（基準電圧）はツェナーダイオードＺＤ4 で決定され、
インバータ回路の出力を低下させ、放電灯３を予熱状態
としている。このとき、コンパレータＣＰ2 のプラス側
入力端子の電圧も、ツェナーダイオードＺＤ4 で決ま
り、低下しているため、コンパレータＣＰ2 のマイナス
側入力電圧をツェナーダイオードＺＤ5 、抵抗Ｒ27で分
圧することにより低下させ、異常検出回路の動作を禁止
している。
【００１７】その後、インバータ回路の出力を上昇させ
て、コンパレータＣＰ1 の基準電圧がツェナーダイオー
ドＺＤ1 の電圧となり、放電灯３を点灯させる。第１実
施例との違いは、コンパレータＣＰ3 の出力がＬｏｗレ
ベルになると、コンデンサＣ 10の電荷を引き抜き、放電
灯３を予熱モードにしているところである。コンパレー
タＣＰ3 の出力がＬｏｗレベルになると、抵抗Ｒ22を介
してトランジスタＱ6はオン状態を維持され、コンパレ
ータＣＰ4 の出力もＬｏｗレベルで維持される。第２の
出力制限回路の動作時におけるインバータ回路の出力
は、放電灯の予熱時のインバータ回路の出力と同じにな
る。
て、コンパレータＣＰ1 の基準電圧がツェナーダイオー
ドＺＤ1 の電圧となり、放電灯３を点灯させる。第１実
施例との違いは、コンパレータＣＰ3 の出力がＬｏｗレ
ベルになると、コンデンサＣ 10の電荷を引き抜き、放電
灯３を予熱モードにしているところである。コンパレー
タＣＰ3 の出力がＬｏｗレベルになると、抵抗Ｒ22を介
してトランジスタＱ6はオン状態を維持され、コンパレ
ータＣＰ4 の出力もＬｏｗレベルで維持される。第２の
出力制限回路の動作時におけるインバータ回路の出力
は、放電灯の予熱時のインバータ回路の出力と同じにな
る。
【００１８】図４は本発明の第３実施例の回路図であ
る。電源回路は昇圧形チョッパー回路よりなる。電源回
路を制御するチョッパー制御回路６は、汎用の集積回路
ＩＣ1（モトローラ社製のＭＣ３３２６１）を使用して
いる。この集積回路ＩＣ1 の番ピンをＨｉｇｈレベル
にすることで、スイッチング素子Ｑ1 をオンさせるタイ
ミング信号が入らなくなるため、昇圧形チョッパー回路
の動作を停止できる。コンパレータＣＰ4 は昇圧形チョ
ッパー回路の出力のオーバーシュート（例えば、負荷が
急激に軽くなったとき等に発生）を防止するためのもの
で、チョッパー回路の出力を抵抗Ｒ6 ，Ｒ26，Ｒ7 で検
出し、ツェナーダイオードＺＤ6 の電圧以上になれば、
コンパレータＣＰ4 の出力がＨｉｇｈレベルになり、集
積回路ＩＣ 1 の番ピンをＨｉｇｈレベルにして、チョ
ッパー回路の動作を停止する。第１実施例との違いは、
第１の出力制限回路が電源回路（昇圧形チョッパー回
路）の動作を停止するところ、つまり、コンパレータＣ
Ｐ2 の出力がＬｏｗレベルになると、コンパレータＣＰ
4 のマイナス側の電位を引き下げて昇圧形チョッパー回
路の動作を停止しているところである。
る。電源回路は昇圧形チョッパー回路よりなる。電源回
路を制御するチョッパー制御回路６は、汎用の集積回路
ＩＣ1（モトローラ社製のＭＣ３３２６１）を使用して
いる。この集積回路ＩＣ1 の番ピンをＨｉｇｈレベル
にすることで、スイッチング素子Ｑ1 をオンさせるタイ
ミング信号が入らなくなるため、昇圧形チョッパー回路
の動作を停止できる。コンパレータＣＰ4 は昇圧形チョ
ッパー回路の出力のオーバーシュート（例えば、負荷が
急激に軽くなったとき等に発生）を防止するためのもの
で、チョッパー回路の出力を抵抗Ｒ6 ，Ｒ26，Ｒ7 で検
出し、ツェナーダイオードＺＤ6 の電圧以上になれば、
コンパレータＣＰ4 の出力がＨｉｇｈレベルになり、集
積回路ＩＣ 1 の番ピンをＨｉｇｈレベルにして、チョ
ッパー回路の動作を停止する。第１実施例との違いは、
第１の出力制限回路が電源回路（昇圧形チョッパー回
路）の動作を停止するところ、つまり、コンパレータＣ
Ｐ2 の出力がＬｏｗレベルになると、コンパレータＣＰ
4 のマイナス側の電位を引き下げて昇圧形チョッパー回
路の動作を停止しているところである。
【００１９】図５は本発明の第４実施例の回路図であ
る。コンパレータＣＰ4 は第２実施例と同様に、予熱タ
イマー用のコンパレータである。第２実施例との違い
は、コンパレータＣＰ3 の出力がＬｏｗレベルになって
も、コンパレータＣＰ4 の出力はすぐにはＬｏｗレベル
に維持されないところである。以下に、そのシーケンス
を示す。まず、異常検出回路の動作として、コンパレー
タＣＰ2 の出力がオープン状態からＬｏｗレベルに変化
する。次に、第１の出力制限回路の動作として、インバ
ータ回路の出力が低下して、コンパレータＣＰ1 の基準
電圧がツェナーダイオードＺＤ1 の電圧からツェナーダ
イオードＺＤ2 の電圧に変化し、トランジスタＱ6 がオ
ンでコンデンサＣ9 が充電される。コンパレータＣＰ2
の基準電圧がツェナーダイオードＺＤ1 の電圧からツェ
ナーダイオードＺＤ2 の電圧に変化して、コンパレータ
ＣＰ2 の出力はＬｏｗレベルを維持する。これにより、
インバータ回路の出力が放電灯の予熱状態になる。次
に、第２の出力制限回路の動作として、コンパレータＣ
Ｐ3 の出力がＬｏｗレベルとなり、コンデンサＣ10の電
荷が放電する。コンパレータＣＰ4 の出力がＬｏｗレベ
ルとなり、トランジスタＱ 7 がオンとなり、コンデンサ
Ｃ13が充電される。また、コンパレータＣＰ2 のマイナ
ス側入力端子の電圧が低下して、コンパレータＣＰ2 の
出力がオープン状態となり、トランジスタＱ6 がオフし
て、コンデンサＣ9 が放電し、コンパレータＣＰ3 の出
力がオープン状態となる。次に、放電灯予熱モードとな
って、シーケンスが初期化され、コンパレータＣＰ4 の
出力がＬｏｗレベルからオープン状態に変化して、イン
バータ回路の出力が上昇し、再び、異常検出回路の動作
に戻り、以下、このシーケンスを繰り返す。
る。コンパレータＣＰ4 は第２実施例と同様に、予熱タ
イマー用のコンパレータである。第２実施例との違い
は、コンパレータＣＰ3 の出力がＬｏｗレベルになって
も、コンパレータＣＰ4 の出力はすぐにはＬｏｗレベル
に維持されないところである。以下に、そのシーケンス
を示す。まず、異常検出回路の動作として、コンパレー
タＣＰ2 の出力がオープン状態からＬｏｗレベルに変化
する。次に、第１の出力制限回路の動作として、インバ
ータ回路の出力が低下して、コンパレータＣＰ1 の基準
電圧がツェナーダイオードＺＤ1 の電圧からツェナーダ
イオードＺＤ2 の電圧に変化し、トランジスタＱ6 がオ
ンでコンデンサＣ9 が充電される。コンパレータＣＰ2
の基準電圧がツェナーダイオードＺＤ1 の電圧からツェ
ナーダイオードＺＤ2 の電圧に変化して、コンパレータ
ＣＰ2 の出力はＬｏｗレベルを維持する。これにより、
インバータ回路の出力が放電灯の予熱状態になる。次
に、第２の出力制限回路の動作として、コンパレータＣ
Ｐ3 の出力がＬｏｗレベルとなり、コンデンサＣ10の電
荷が放電する。コンパレータＣＰ4 の出力がＬｏｗレベ
ルとなり、トランジスタＱ 7 がオンとなり、コンデンサ
Ｃ13が充電される。また、コンパレータＣＰ2 のマイナ
ス側入力端子の電圧が低下して、コンパレータＣＰ2 の
出力がオープン状態となり、トランジスタＱ6 がオフし
て、コンデンサＣ9 が放電し、コンパレータＣＰ3 の出
力がオープン状態となる。次に、放電灯予熱モードとな
って、シーケンスが初期化され、コンパレータＣＰ4 の
出力がＬｏｗレベルからオープン状態に変化して、イン
バータ回路の出力が上昇し、再び、異常検出回路の動作
に戻り、以下、このシーケンスを繰り返す。
【００２０】上記シーケンスを繰り返すと、コンデンサ
Ｃ13の電圧（コンパレータＣＰ5 のマイナス側入力端子
の電圧）が次第に上昇して行き、コンパレータＣＰ5 の
プラス側入力端子の電圧以上になれば、コンパレータＣ
Ｐ5 の出力がＬｏｗレベルになり、トランジスタＱ7 の
オン状態を維持すると共に、インバータ回路の出力を放
電灯の予熱モードに維持する。
Ｃ13の電圧（コンパレータＣＰ5 のマイナス側入力端子
の電圧）が次第に上昇して行き、コンパレータＣＰ5 の
プラス側入力端子の電圧以上になれば、コンパレータＣ
Ｐ5 の出力がＬｏｗレベルになり、トランジスタＱ7 の
オン状態を維持すると共に、インバータ回路の出力を放
電灯の予熱モードに維持する。
【００２１】図６はランプ寿命末期時のタイムチャート
である。上記のシーケンスを採ることにより、インバー
タ回路の出力制限が維持されるモードに、容易には移行
しにくくなり、誤動作に対して一層強くなる。また、特
に高い始動電圧が必要な放電灯が組み合わされた場合に
おいても、繰り返して放電灯に高い電圧を印加するた
め、放電灯の始動性能も向上する。
である。上記のシーケンスを採ることにより、インバー
タ回路の出力制限が維持されるモードに、容易には移行
しにくくなり、誤動作に対して一層強くなる。また、特
に高い始動電圧が必要な放電灯が組み合わされた場合に
おいても、繰り返して放電灯に高い電圧を印加するた
め、放電灯の始動性能も向上する。
【００２２】図７は本発明の第５実施例の回路図であ
る。図中、ＣＰ5 は予熱タイマー用のコンパレータであ
る。第４実施例との違いは、放電灯の予熱動作から出力
制限回路の動作までの一連の動作において、放電灯予熱
動作時のインバータ回路の出力が毎サイクルごとに大き
くなるところである。つまり、コンデンサＣ13の電圧が
毎サイクルごとに高くなることを利用して、コンパレー
タＣＰ1 のマイナス側入力電圧（基準電圧）を毎サイク
ルごとに大きくして、放電灯の予熱動作時にインバータ
回路の出力を大きくしている。本実施例におけるインバ
ータ回路の出力電圧を図８に示す。このシーケンスを採
ることにより、より多くのフィラメント予熱電流を得る
ことができるため、本回路構成においては、インバータ
回路の出力が大きいほど、フィラメント予熱電流は大き
くなる。よって、第４実施例の場合よりも、一層確実な
始動性能が得られるとともに、放電灯点灯までの時間も
短縮できる。
る。図中、ＣＰ5 は予熱タイマー用のコンパレータであ
る。第４実施例との違いは、放電灯の予熱動作から出力
制限回路の動作までの一連の動作において、放電灯予熱
動作時のインバータ回路の出力が毎サイクルごとに大き
くなるところである。つまり、コンデンサＣ13の電圧が
毎サイクルごとに高くなることを利用して、コンパレー
タＣＰ1 のマイナス側入力電圧（基準電圧）を毎サイク
ルごとに大きくして、放電灯の予熱動作時にインバータ
回路の出力を大きくしている。本実施例におけるインバ
ータ回路の出力電圧を図８に示す。このシーケンスを採
ることにより、より多くのフィラメント予熱電流を得る
ことができるため、本回路構成においては、インバータ
回路の出力が大きいほど、フィラメント予熱電流は大き
くなる。よって、第４実施例の場合よりも、一層確実な
始動性能が得られるとともに、放電灯点灯までの時間も
短縮できる。
【００２３】図９は本発明の第６実施例の回路図であ
る。図中、ＣＰ6 はインピーダンス変換器として使用し
ており、ＣＰ7 は差動増幅器として使用している。第４
実施例との違いは、放電灯の予熱動作から出力制限回路
の動作までの一連の動作において、異常検出回路の動作
開始時にインバータ回路の出力が毎サイクルごとに大き
くなるところである。つまり、コンデンサＣ13の電圧
（インピーダンス変換器ＣＰ6 のプラス側入力端子の電
圧）が毎サイクルごとに高くなることを利用して、コン
パレータＣＰ7 からの出力によるコンデンサＣ8 （コン
パレータＣＰ2 のプラス側入力端子）の充電量を毎サイ
クルごとに小さくして、図１０に示すように、異常検出
回路の動作開始時にインバータ回路の出力電圧を大きく
している。したがって、特に高い始動電圧が必要な放電
灯で、しかも放電灯の周囲温度が低い場合（放電灯の始
動電圧が高い場合）であっても、インバータ回路の出力
電圧を上昇させて行くことにより、一層確実に放電灯を
点灯させることができる。
る。図中、ＣＰ6 はインピーダンス変換器として使用し
ており、ＣＰ7 は差動増幅器として使用している。第４
実施例との違いは、放電灯の予熱動作から出力制限回路
の動作までの一連の動作において、異常検出回路の動作
開始時にインバータ回路の出力が毎サイクルごとに大き
くなるところである。つまり、コンデンサＣ13の電圧
（インピーダンス変換器ＣＰ6 のプラス側入力端子の電
圧）が毎サイクルごとに高くなることを利用して、コン
パレータＣＰ7 からの出力によるコンデンサＣ8 （コン
パレータＣＰ2 のプラス側入力端子）の充電量を毎サイ
クルごとに小さくして、図１０に示すように、異常検出
回路の動作開始時にインバータ回路の出力電圧を大きく
している。したがって、特に高い始動電圧が必要な放電
灯で、しかも放電灯の周囲温度が低い場合（放電灯の始
動電圧が高い場合）であっても、インバータ回路の出力
電圧を上昇させて行くことにより、一層確実に放電灯を
点灯させることができる。
【００２４】
【発明の効果】本発明によれば、外来ノイズに対して、
誤動作が極めて少なく、しかも寿命末期等の放電灯の異
常時には素早く反応すると共に、次の動作にスムーズに
移行できるため、回路に与えるストレスを抑えることが
できる。特に、請求項６又は７の発明によれば、第２の
出力制限回路の動作時あるいは異常検出回路の動作開始
時に、インバータ回路の出力は毎サイクルごとに変化し
て行くので、高い始動電圧が必要な放電灯と組み合わさ
れた場合においても、再始動時の電圧を徐々に高くして
行くことにより、始動性能を向上させることができる。
誤動作が極めて少なく、しかも寿命末期等の放電灯の異
常時には素早く反応すると共に、次の動作にスムーズに
移行できるため、回路に与えるストレスを抑えることが
できる。特に、請求項６又は７の発明によれば、第２の
出力制限回路の動作時あるいは異常検出回路の動作開始
時に、インバータ回路の出力は毎サイクルごとに変化し
て行くので、高い始動電圧が必要な放電灯と組み合わさ
れた場合においても、再始動時の電圧を徐々に高くして
行くことにより、始動性能を向上させることができる。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明の第３実施例の回路図である。
【図５】本発明の第４実施例の回路図である。
【図６】本発明の第４実施例の動作波形図である。
【図７】本発明の第５実施例の回路図である。
【図８】本発明の第５実施例の動作波形図である。
【図９】本発明の第６実施例の回路図である。
【図１０】本発明の第６実施例の動作波形図である。
【図１１】第１の従来例の回路図である。
【図１２】第１の従来例の動作波形図である。
【図１３】第２の従来例の回路図である。
【図１４】第２の従来例の動作波形図である。
【図１５】第３の従来例の回路図である。
【図１６】第３の従来例の動作波形図である。
【図１７】第４の従来例の動作波形図である。
１ 電源回路 ２ インバータ回路 ３ 放電灯 ４ 異常検出回路 ６ チョッパー制御回路 ７ インバータ制御回路 ８ 第１の出力制限回路 ９ 第２の出力制限回路
Claims (7)
- 【請求項１】 交流電源を直流電圧に変換する電源回
路と、前記直流電圧を高周波に変換するインバータ回路
と、前記高周波により点灯される放電灯と、放電灯等の
異常を検出する異常検出回路と、異常検出回路の動作後
に異常検出回路の出力を保持すると共にインバータ回路
の出力を低下させる方向に制御する第１の出力制限回路
と、所定時間後にインバータ回路の出力を低下させる方
向に制御する第２の出力制限回路とより成ることを特徴
とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】 第２の出力制限回路の動作時における
インバータ回路の出力と放電灯の予熱時におけるインバ
ータ回路の出力を同レベルとすることを特徴とする請求
項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項３】 電源回路は、動作時における出力電圧
が不動作時における出力電圧よりも高い昇圧型の電源回
路であり、第１の出力制限回路は、この昇圧型の電源回
路の動作を制限もしくは停止させる回路であることを特
徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項４】 インバータ回路の出力は、放電灯の予
熱動作から出力上昇、異常検出回路の動作、第１の出力
制限回路の動作、第２の出力制限回路の動作までの一連
の動作を数サイクル繰り返した後、低下された出力を維
持するように制御されることを特徴とする請求項１記載
の放電灯点灯装置。 - 【請求項５】 インバータ回路の出力は、放電灯の予
熱動作から出力上昇、異常検出回路の動作、第１の出力
制限回路の動作、第２の出力制限回路の動作までの一連
の動作を数サイクル繰り返した後、第２の出力制限回路
の動作時に出力を維持するように制御されることを特徴
とする請求項４記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項６】 第２の出力制限回路の動作時にインバ
ータ回路の出力は毎サイクルごとに変化して行くことを
特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項７】 異常検出回路の動作開始時に、インバ
ータ回路の出力は毎サイクルごとに変化して行くことを
特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7069556A JPH08264293A (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7069556A JPH08264293A (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08264293A true JPH08264293A (ja) | 1996-10-11 |
Family
ID=13406144
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7069556A Pending JPH08264293A (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08264293A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001097573A1 (fr) * | 2000-06-14 | 2001-12-20 | Matsushita Electric Works, Ltd | Dispositif d'allumage de lampe a decharge |
-
1995
- 1995-03-28 JP JP7069556A patent/JPH08264293A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001097573A1 (fr) * | 2000-06-14 | 2001-12-20 | Matsushita Electric Works, Ltd | Dispositif d'allumage de lampe a decharge |
| US6580229B2 (en) | 2000-06-14 | 2003-06-17 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Discharge lamp lighting device |
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