JPH0824300B2 - バス型ｌａｎのモデム装置 - Google Patents
バス型ｌａｎのモデム装置Info
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- JPH0824300B2 JPH0824300B2 JP4201591A JP4201591A JPH0824300B2 JP H0824300 B2 JPH0824300 B2 JP H0824300B2 JP 4201591 A JP4201591 A JP 4201591A JP 4201591 A JP4201591 A JP 4201591A JP H0824300 B2 JPH0824300 B2 JP H0824300B2
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- Japan
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- bus
- input
- transformer
- preamplifier
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、バス型ＬＡＮで使用す
るモデム装置に関する。
るモデム装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】同軸ケーブルを使用したバス型ＬＡＮの
構成を図３に示す。
構成を図３に示す。
【０００３】図３において、３０３は幹線を構成する同
軸ケーブルで、この同軸ケーブル３０３の任意の点に伝
送するＦＳＫ変調したデータ信号を分岐する分岐器３０
２ａ，３０２ｂ，…，３０２ｎが接続され、その分岐端
子に支線３０４ａ，３０４ｂ，…，４０３ｎを介して情
報機器３０６ａ，３０６ｂ，…，３０６ｎが接続され、
相互間でデータ通信が行なわれる。また、同軸ケーブル
３０３の両端には、ＦＳＫ変調したデータ信号の反射を
防止するための終端抵抗３０１ａ，３０１ｂが接続され
ている。
軸ケーブルで、この同軸ケーブル３０３の任意の点に伝
送するＦＳＫ変調したデータ信号を分岐する分岐器３０
２ａ，３０２ｂ，…，３０２ｎが接続され、その分岐端
子に支線３０４ａ，３０４ｂ，…，４０３ｎを介して情
報機器３０６ａ，３０６ｂ，…，３０６ｎが接続され、
相互間でデータ通信が行なわれる。また、同軸ケーブル
３０３の両端には、ＦＳＫ変調したデータ信号の反射を
防止するための終端抵抗３０１ａ，３０１ｂが接続され
ている。
【０００４】上記情報機器３０６ａ，３０６ｂ，…，３
０６ｎには、それぞれモデム３０５ａ，３０５ｂ，…，
３０５ｎが内蔵され、情報機器３０６ａ，３０６ｂ，
…，３０６ｎからのデータ送信時はＦＳＫ変調した送信
信号が支線３０４ａ，３０４ｂ，…，３０４ｎを介して
他の情報機器３０６ａ，３０６ｂ，…，３０６ｎへ送信
され、データの受信時は支線３０４ａ，３０４ｂ，…，
３０４ｎを介して受信信号が他の情報器機３０６ａ，３
０６ｂ，…，３０６ｎから送られて復調される。
０６ｎには、それぞれモデム３０５ａ，３０５ｂ，…，
３０５ｎが内蔵され、情報機器３０６ａ，３０６ｂ，
…，３０６ｎからのデータ送信時はＦＳＫ変調した送信
信号が支線３０４ａ，３０４ｂ，…，３０４ｎを介して
他の情報機器３０６ａ，３０６ｂ，…，３０６ｎへ送信
され、データの受信時は支線３０４ａ，３０４ｂ，…，
３０４ｎを介して受信信号が他の情報器機３０６ａ，３
０６ｂ，…，３０６ｎから送られて復調される。
【０００５】情報機器３０６ａ，３０６ｂ，…，３０６
ｎ相互間のデータ通信の手順は、それぞれの情報機器３
０６ａ，３０６ｂ，…，３０６ｎ間で順次送信権を巡回
させるトークンパッシング方式がとられる。
ｎ相互間のデータ通信の手順は、それぞれの情報機器３
０６ａ，３０６ｂ，…，３０６ｎ間で順次送信権を巡回
させるトークンパッシング方式がとられる。
【０００６】次に、このバス型ＬＡＮで使用する従来の
モデムの構成を図４に示す。モデム４０２はモデム専用
のＬＳＩ４１２を主とし、その外部に接続したトランス
４０７で構成される。情報機器４０１から他の情報器機
へ送信する送信データは、モデム４０２へ線路４０３を
介してインターフェイス４０４へ送られ、さらに変調回
路４０５でＦＳＫ変調されて送信信号となる。このＦＳ
Ｋ変調の方式は、図５の波形５０１に示すように送信デ
ータが「１」の場合は第１の周波数、例えば１０ＭＨｚ
とし、送信データが「０」の場合は第１の周波数の２倍
の周波数、すなわち２０ＭＨｚとなる第２の周波数を使
用し、その変化点での位相は連続となる変調方式であ
る。
モデムの構成を図４に示す。モデム４０２はモデム専用
のＬＳＩ４１２を主とし、その外部に接続したトランス
４０７で構成される。情報機器４０１から他の情報器機
へ送信する送信データは、モデム４０２へ線路４０３を
介してインターフェイス４０４へ送られ、さらに変調回
路４０５でＦＳＫ変調されて送信信号となる。このＦＳ
Ｋ変調の方式は、図５の波形５０１に示すように送信デ
ータが「１」の場合は第１の周波数、例えば１０ＭＨｚ
とし、送信データが「０」の場合は第１の周波数の２倍
の周波数、すなわち２０ＭＨｚとなる第２の周波数を使
用し、その変化点での位相は連続となる変調方式であ
る。
【０００７】送信データは変調回路４０５で変調され、
増幅回路４０６を介してトランス４０７の第１の２次巻
き線に加えられ、トランス４０７の１次巻き線より接栓
４０８を介して他のデータ機器へ送信される。
増幅回路４０６を介してトランス４０７の第１の２次巻
き線に加えられ、トランス４０７の１次巻き線より接栓
４０８を介して他のデータ機器へ送信される。
【０００８】また、他のデータ機器からの送信信号は、
受信信号として接栓４０８よりトランス４０７の１次巻
き線に入力され、増幅回路４０９で増幅された後、復調
回路４１０で復調され、インターフェイス４０４、線路
４１１を介して情報機器４０１の受信データとして処理
される。
受信信号として接栓４０８よりトランス４０７の１次巻
き線に入力され、増幅回路４０９で増幅された後、復調
回路４１０で復調され、インターフェイス４０４、線路
４１１を介して情報機器４０１の受信データとして処理
される。
【０００９】ここで前記の送信信号の流れは、図４の
Ａ，Ｂ，Ｃの３つの流れから構成される。Ａの流れは変
調された受信信号が他のデータ機器から送られた場合を
表し、トランス４０７により平衡変換し、増幅回路４０
９に入力される。Ｂの流れはデータ機器４０１から他の
情報機器へ送信データを変調し、送信信号として送信す
る場合である。この場合の送信信号は、Ｃで示す経路で
の流れが発生する。すなわち、これは自送信信号を受信
するものである。
Ａ，Ｂ，Ｃの３つの流れから構成される。Ａの流れは変
調された受信信号が他のデータ機器から送られた場合を
表し、トランス４０７により平衡変換し、増幅回路４０
９に入力される。Ｂの流れはデータ機器４０１から他の
情報機器へ送信データを変調し、送信信号として送信す
る場合である。この場合の送信信号は、Ｃで示す経路で
の流れが発生する。すなわち、これは自送信信号を受信
するものである。
【００１０】ここで、これらＡ、Ｂ、Ｃの３つのデータ
の流れは、それぞれ信号のレベルは大きく異なる。すな
わち、Ａの流れは前記図３に示す他の情報機器３０６
ａ，３０６ｂ，…，３０６ｎのいずれかの情報機器から
の送信信号の受信であり、同軸ケーブル３０３での損失
や分岐器３０２ａ，３０２ｂ，３０２ｃ…３０２ｎの分
岐結合損失があり、最も低いレベルである。Ｂ、Ｃのデ
ータの流れは増幅回路４０６の送信レベルで決定され、
トランス４０７での損失のみであるので強いレベルであ
る。これらの波形の例は図５のようになる。
の流れは、それぞれ信号のレベルは大きく異なる。すな
わち、Ａの流れは前記図３に示す他の情報機器３０６
ａ，３０６ｂ，…，３０６ｎのいずれかの情報機器から
の送信信号の受信であり、同軸ケーブル３０３での損失
や分岐器３０２ａ，３０２ｂ，３０２ｃ…３０２ｎの分
岐結合損失があり、最も低いレベルである。Ｂ、Ｃのデ
ータの流れは増幅回路４０６の送信レベルで決定され、
トランス４０７での損失のみであるので強いレベルであ
る。これらの波形の例は図５のようになる。
【００１１】すなわち、波形５０２はＡの流れの他の情
報機器３０６ａ，３０６ｂ，…，３０６ｎのいずれかの
情報機器からの送信信号の受信であり、波形５０１は
Ｂ、Ｃのデータの流れであり、増幅回路４０６の送信波
形を示す。
報機器３０６ａ，３０６ｂ，…，３０６ｎのいずれかの
情報機器からの送信信号の受信であり、波形５０１は
Ｂ、Ｃのデータの流れであり、増幅回路４０６の送信波
形を示す。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかし、前記従来のモ
デムでは、そのＬＡＮの規模が大きい場合には伝送距離
が不足する場合が生じたり、又、使用する同軸ケーブル
の種類により伝送損失が多くなることがあり、必要とす
る距離のデータ伝送が出来ない場合があった。
デムでは、そのＬＡＮの規模が大きい場合には伝送距離
が不足する場合が生じたり、又、使用する同軸ケーブル
の種類により伝送損失が多くなることがあり、必要とす
る距離のデータ伝送が出来ない場合があった。
【００１３】ここで伝送距離が短い場合は、図５の波形
５０１に示す送信波形とほぼ等しい受信信号の波形を示
し、分岐器の分岐損失分だけ振幅が小さくなる。従っ
て、伝送距離が長い場合の受信信号の波形５０２のよう
に波形の振幅が大きく異なり、さらに、データが「０」
の場合の振幅はデータが「１」の場合より小さくなる。
これは伝送距離が長い場合周波数特性が高い周波数で多
く減衰するためであり、復調回路４１０での復調は基準
電圧５０３により波形を整形し復調するためにデータの
パルス幅が変化し、エラーレートの悪化が生じる欠点が
あった。
５０１に示す送信波形とほぼ等しい受信信号の波形を示
し、分岐器の分岐損失分だけ振幅が小さくなる。従っ
て、伝送距離が長い場合の受信信号の波形５０２のよう
に波形の振幅が大きく異なり、さらに、データが「０」
の場合の振幅はデータが「１」の場合より小さくなる。
これは伝送距離が長い場合周波数特性が高い周波数で多
く減衰するためであり、復調回路４１０での復調は基準
電圧５０３により波形を整形し復調するためにデータの
パルス幅が変化し、エラーレートの悪化が生じる欠点が
あった。
【００１４】また、伝送距離を長くするために増幅回路
４０６の送信信号の送信レベルを大きくすると、増幅回
路４０９の入力が過大となって飽和してしまい、データ
のパルス幅が大きく変化し、エラーレートの悪化が生じ
る欠点があった。
４０６の送信信号の送信レベルを大きくすると、増幅回
路４０９の入力が過大となって飽和してしまい、データ
のパルス幅が大きく変化し、エラーレートの悪化が生じ
る欠点があった。
【００１５】本発明は上記実情に鑑みてなされたもの
で、ＦＳＫ変調方式でデータを送受信するモデムに於い
て、高レベルの受信信号入力時に受信アンプの飽和に起
因する波形歪みによるエラーレートの悪化を防止し得る
バス型ＬＡＮのモデム装置を提供することを目的とす
る。
で、ＦＳＫ変調方式でデータを送受信するモデムに於い
て、高レベルの受信信号入力時に受信アンプの飽和に起
因する波形歪みによるエラーレートの悪化を防止し得る
バス型ＬＡＮのモデム装置を提供することを目的とす
る。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、伝送するデー
タが「１」の場合に第１の周波数とし、データが「０」
の場合に前記第１の周波数の２倍の第２の周波数でＦＳ
Ｋ変調して同軸ケーブルをバス型に接続して構成するバ
ス型ＬＡＮのモデム装置において、１次巻き線及び第１
及び第２の２次巻き線を有するトランスの上記１次巻き
線に上記同軸ケーブルを接続し、第１の２次巻き線に送
信回路の出力を接続し、第２の２次巻き線に受信用プリ
アンプを接続し、上記第２の２次巻き線と上記受信用プ
リアンプとの間に整合回路を設けると共に、上記受信用
プリアンプへの過大入力を阻止するクランプ回路を設け
たことを特徴とするものである。
タが「１」の場合に第１の周波数とし、データが「０」
の場合に前記第１の周波数の２倍の第２の周波数でＦＳ
Ｋ変調して同軸ケーブルをバス型に接続して構成するバ
ス型ＬＡＮのモデム装置において、１次巻き線及び第１
及び第２の２次巻き線を有するトランスの上記１次巻き
線に上記同軸ケーブルを接続し、第１の２次巻き線に送
信回路の出力を接続し、第２の２次巻き線に受信用プリ
アンプを接続し、上記第２の２次巻き線と上記受信用プ
リアンプとの間に整合回路を設けると共に、上記受信用
プリアンプへの過大入力を阻止するクランプ回路を設け
たことを特徴とするものである。
【００１７】
【作用】外部情報機器からの受信信号は、第１のトラン
スの１次巻き線に入力され、２次巻き線よりダイオード
で構成したリミッタ回路に入力される。このリミッタ回
路で、高レベルの受信信号が振幅制限された後、差動入
出力の回路構成の受信用プリアンプで増幅される。従っ
て、高レベルの受信信号が入力された場合でも、受信ア
ンプの飽和による波形歪みが生じることが無く、エラー
レートの悪化を防止でき、更にモデムの入力インピーダ
ンスの変化が少なくできる。
スの１次巻き線に入力され、２次巻き線よりダイオード
で構成したリミッタ回路に入力される。このリミッタ回
路で、高レベルの受信信号が振幅制限された後、差動入
出力の回路構成の受信用プリアンプで増幅される。従っ
て、高レベルの受信信号が入力された場合でも、受信ア
ンプの飽和による波形歪みが生じることが無く、エラー
レートの悪化を防止でき、更にモデムの入力インピーダ
ンスの変化が少なくできる。
【００１８】
【実施例】本発明のバス型ＬＡＮで使用するモデムの回
路構成例を図１に示す。
路構成例を図１に示す。
【００１９】図１に示すように、上記図３における他の
モデム３０５ａ，３０５ｂ，…，３０５ｎからの送信信
号が端子１０５に受信信号として入力され、第１のトラ
ンス１０４の１次巻き線１０４ａに加えられる。受信信
号は、第１のトランス１０４の第２の２次巻き線１０４
ｃより整合回路１０６、クランプ回路１０７を介して受
信用のプリアンプ１０８で増幅される。ここで受信用の
プリアンプ１０８の入力回路は、差動入力の構成例を示
したので整合回路１０６とクランプ回路１０７は平衡型
の回路構成で示す。
モデム３０５ａ，３０５ｂ，…，３０５ｎからの送信信
号が端子１０５に受信信号として入力され、第１のトラ
ンス１０４の１次巻き線１０４ａに加えられる。受信信
号は、第１のトランス１０４の第２の２次巻き線１０４
ｃより整合回路１０６、クランプ回路１０７を介して受
信用のプリアンプ１０８で増幅される。ここで受信用の
プリアンプ１０８の入力回路は、差動入力の構成例を示
したので整合回路１０６とクランプ回路１０７は平衡型
の回路構成で示す。
【００２０】受信用プリアンプ１０８で増幅された受信
信号は、その一方の出力、すなわち不平衡の出力で、第
２のトランス１０９を介して平衡出力としてモデム用Ｌ
ＳＩ１０１の受信増幅回路１１０に入力されて増幅さ
れ、更に復調回路１１２でＦＳＫ復調されて受信データ
を得る構成となっている。
信号は、その一方の出力、すなわち不平衡の出力で、第
２のトランス１０９を介して平衡出力としてモデム用Ｌ
ＳＩ１０１の受信増幅回路１１０に入力されて増幅さ
れ、更に復調回路１１２でＦＳＫ復調されて受信データ
を得る構成となっている。
【００２１】また、送信回路では、ＦＳＫ変調した送信
信号は、増幅回路１０２、駆動回路１０３を介して第１
のトランス１０４の第１の２次巻き線１０４ｂに加えら
れ、１次巻き線１０４ａから端子１０５を経て送信され
る。この時、送信信号は更に第１のトランス１０４の第
２の２次巻き線１０４ｃに、すなわち、受信側にも流れ
ることになるが、この送信信号は振幅が大きいため、整
合回路１０６、クランプ回路１０７が無い場合は受信用
プリアンプ１０８が飽和して異常の信号を復調回路１１
２から出力することになる。更に、受信用プリアンプ１
０８が飽和することにより、端子１０５から出力する送
信信号も同時に波形歪みを生じることになる。
信号は、増幅回路１０２、駆動回路１０３を介して第１
のトランス１０４の第１の２次巻き線１０４ｂに加えら
れ、１次巻き線１０４ａから端子１０５を経て送信され
る。この時、送信信号は更に第１のトランス１０４の第
２の２次巻き線１０４ｃに、すなわち、受信側にも流れ
ることになるが、この送信信号は振幅が大きいため、整
合回路１０６、クランプ回路１０７が無い場合は受信用
プリアンプ１０８が飽和して異常の信号を復調回路１１
２から出力することになる。更に、受信用プリアンプ１
０８が飽和することにより、端子１０５から出力する送
信信号も同時に波形歪みを生じることになる。
【００２２】次に受信回路の整合回路１０６、クランプ
回路１０７の動作原理について図２を用いて説明する。
図２において、クランプ回路１０７はダイオードの動作
インピーダンスを等価的にＺｄで示し、プリアンプ１０
８の入力インピーダンスをＺで示す。この時の整合回路
１０６の入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝Ｒ１//
（Ｒ２＋Ｚ//Ｚｄ＋Ｒ３） …（１）
回路１０７の動作原理について図２を用いて説明する。
図２において、クランプ回路１０７はダイオードの動作
インピーダンスを等価的にＺｄで示し、プリアンプ１０
８の入力インピーダンスをＺで示す。この時の整合回路
１０６の入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝Ｒ１//
（Ｒ２＋Ｚ//Ｚｄ＋Ｒ３） …（１）
【００２３】で表される。ここで//は並列接続時の合成
インピーダンスを示す。いま、プリアンプ１０８の入力
インピーダンスＺがＺ＝１０００Ω、又ダイオードが導
通となったときの動作インピーダンスＺｄがＺｄ＝１０
Ωとすると、並列接続時の合成インピーダンスは、 Ｚ//Ｚｄ＝Ｚ・Ｚｄ/(Ｚ＋Ｚｄ) ＝９. ９Ω となる。更に、Ｒ１＝８２Ω、Ｒ２＝Ｒ３＝２００Ωと
すると、（１）式より Ｚｉｎ＝６８．３Ω となり、クランプ回路１０７が動作する過大入力でも整
合回路１０６の入力インピーダンスＺｉｎは目的とする
７５Ωの値と近く整合することになる。次にクランプ回
路１０７が動作しない程度の入力レベルの場合、ダイオ
ードはカットオフとなり、従って動作インピーダンスＺ
ｄは無限大となるので、 Ｚ//Ｚｄ＝Ｚ として、（１）式は、 Ｚｉｎ＝Ｒ１//（Ｒ２＋Ｚ＋Ｒ３） …（２） となる。そして、 Ｚ＝１０００Ω、Ｒ１＝８２Ω、Ｒ２＝Ｒ３＝２００Ω とすると、整合回路１０６の入力インピーダンスＺｉｎ
は、（２）式より Ｚｉｎ＝７７．５Ω となる。
インピーダンスを示す。いま、プリアンプ１０８の入力
インピーダンスＺがＺ＝１０００Ω、又ダイオードが導
通となったときの動作インピーダンスＺｄがＺｄ＝１０
Ωとすると、並列接続時の合成インピーダンスは、 Ｚ//Ｚｄ＝Ｚ・Ｚｄ/(Ｚ＋Ｚｄ) ＝９. ９Ω となる。更に、Ｒ１＝８２Ω、Ｒ２＝Ｒ３＝２００Ωと
すると、（１）式より Ｚｉｎ＝６８．３Ω となり、クランプ回路１０７が動作する過大入力でも整
合回路１０６の入力インピーダンスＺｉｎは目的とする
７５Ωの値と近く整合することになる。次にクランプ回
路１０７が動作しない程度の入力レベルの場合、ダイオ
ードはカットオフとなり、従って動作インピーダンスＺ
ｄは無限大となるので、 Ｚ//Ｚｄ＝Ｚ として、（１）式は、 Ｚｉｎ＝Ｒ１//（Ｒ２＋Ｚ＋Ｒ３） …（２） となる。そして、 Ｚ＝１０００Ω、Ｒ１＝８２Ω、Ｒ２＝Ｒ３＝２００Ω とすると、整合回路１０６の入力インピーダンスＺｉｎ
は、（２）式より Ｚｉｎ＝７７．５Ω となる。
【００２４】従って、前記クランプ回路１０７のダイオ
ードが導通となった場合とカットオフの場合との入力イ
ンピーダンスＺｉｎの変化を比較してみた場合の変化量
が少なく、整合回路１０６による良い整合状態が得られ
る。
ードが導通となった場合とカットオフの場合との入力イ
ンピーダンスＺｉｎの変化を比較してみた場合の変化量
が少なく、整合回路１０６による良い整合状態が得られ
る。
【００２５】以上の実施例では端子１０５と接続する同
軸ケーブルのインピーダンスを７５Ωとした場合、整合
する整合回路１０６の抵抗値の例について示したが、同
軸ケーブルのインピーダンスが５０Ωの場合でも整合回
路１０６の抵抗値を最適にすることで実現できる。
軸ケーブルのインピーダンスを７５Ωとした場合、整合
する整合回路１０６の抵抗値の例について示したが、同
軸ケーブルのインピーダンスが５０Ωの場合でも整合回
路１０６の抵抗値を最適にすることで実現できる。
【００２６】
【発明の効果】以上詳記したように本発明によれば、受
信用プリアンプの入力にクランプ回路及び整合回路を設
けたことにより、受信用プリアンプのインピーダンスの
整合が良く、送信信号の波形歪みの発生を防止し、エラ
ーレートの悪化を防止することができる。また、受信用
プリアンプの出力は、平衡出力の一方より第２のトラン
スの１次巻き線に不平衡で入力するため、受信用プリア
ンプの平衡出力相互間の僅かな波形誤差によるジッタが
生じることが無く第２のトランスの２次巻き線よりバラ
ンスの良い平衡出力を受信増幅回路へ入力でき、エラー
レートの良い受信ができる。更に、受信用プリアンプに
より受信信号を増幅すると共に、送信出力を駆動回路に
より増幅して第１のトランスに入力して送信レベルを増
加するようにしたので、バス型ＬＡＮの伝送距離の延長
が可能になった。
信用プリアンプの入力にクランプ回路及び整合回路を設
けたことにより、受信用プリアンプのインピーダンスの
整合が良く、送信信号の波形歪みの発生を防止し、エラ
ーレートの悪化を防止することができる。また、受信用
プリアンプの出力は、平衡出力の一方より第２のトラン
スの１次巻き線に不平衡で入力するため、受信用プリア
ンプの平衡出力相互間の僅かな波形誤差によるジッタが
生じることが無く第２のトランスの２次巻き線よりバラ
ンスの良い平衡出力を受信増幅回路へ入力でき、エラー
レートの良い受信ができる。更に、受信用プリアンプに
より受信信号を増幅すると共に、送信出力を駆動回路に
より増幅して第１のトランスに入力して送信レベルを増
加するようにしたので、バス型ＬＡＮの伝送距離の延長
が可能になった。
【図１】本発明の一実施例の全体を示す構成図。
【図２】図１における整合回路及びクランプ回路の動作
原理を示す図。
原理を示す図。
【図３】従来のバス型ＬＡＮを示す構成図。
【図４】従来のバス型ＬＡＮで使用するモデムの構成
図、
図、
【図５】図４の動作を説明するための信号波形図。
１０１…モデム用ＬＳＩ、１０２…増幅回路、１０３…
駆動回路、１０４…第１のトランス、１０５…端子、１
０６…整合回路、１０７…クランプ回路、１０８…プリ
アンプ、１０９…第２のトランス、１１０…受信増幅回
路、１１２…復調回路。
駆動回路、１０４…第１のトランス、１０５…端子、１
０６…整合回路、１０７…クランプ回路、１０８…プリ
アンプ、１０９…第２のトランス、１１０…受信増幅回
路、１１２…復調回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭57−168556（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−225044（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−90084（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−65346（ＪＰ，Ａ)
Claims (5)
- 【請求項１】 伝送するデータが「１」の場合に第１の
周波数とし、データが「０」の場合に前記第１の周波数
の２倍の第２の周波数でＦＳＫ変調して同軸ケーブルを
バス型に接続して構成するバス型ＬＡＮのモデム装置に
おいて、上記同軸ケーブルが１次巻き線に接続され、送
信回路の出力が第１の２次巻き線に接続され、受信用プ
リアンプが第２の２次巻き線に接続される第１のトラン
スと、このトランスの第２の２次巻き線と上記受信用プ
リアンプとの間に設けられた整合回路及び上記受信用プ
リアンプへの過大入力を阻止するクランプ回路とを具備
したことを特徴とするバス型ＬＡＮのモデム装置。 - 【請求項２】 請求項１において、整合回路は第１のト
ランスの第２の２次巻き線の両端にそれぞれ第１の抵抗
と第２の抵抗とを直列に接続し、受信用プリアンプの差
動入力に第３の抵抗を並列に接続して構成したことを特
徴とするバス型ＬＡＮのモデム装置。 - 【請求項３】 請求項２において、クランプ回路は２つ
のダイオードの極性が逆となる様に整合回路の第３の抵
抗と共に受信用プリアンプの差動入力に並列に接続し、
上記受信用プリアンプへの正または負極性の過大入力に
対し、いずれかのダイオードを導通させて上記差動入力
の飽和を阻止することを特徴とするバス型ＬＡＮのモデ
ム装置。 - 【請求項４】 請求項１において、受信用プリアンプの
平衡出力の一方を取り出して第２のトランスの１次巻き
線に入力し、２次巻き線の平衡出力を差動入力方式の受
信増幅回路に出力することを特徴とするバス型ＬＡＮの
モデム装置。 - 【請求項５】 請求項１において、送信回路の出力を送
信駆動回路により増幅して第１のトランスの第１の２次
巻き線に供給することを特徴とするバス型ＬＡＮのモデ
ム装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4201591A JPH0824300B2 (ja) | 1991-03-07 | 1991-03-07 | バス型ｌａｎのモデム装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4201591A JPH0824300B2 (ja) | 1991-03-07 | 1991-03-07 | バス型ｌａｎのモデム装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04280137A JPH04280137A (ja) | 1992-10-06 |
| JPH0824300B2 true JPH0824300B2 (ja) | 1996-03-06 |
Family
ID=12624351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4201591A Expired - Lifetime JPH0824300B2 (ja) | 1991-03-07 | 1991-03-07 | バス型ｌａｎのモデム装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0824300B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7586458B2 (en) * | 2007-03-19 | 2009-09-08 | Ahmadreza Rofougaran | Method and system for using a transformer for FM transmit and FM receive functionality |
-
1991
- 1991-03-07 JP JP4201591A patent/JPH0824300B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04280137A (ja) | 1992-10-06 |
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