JPH08204404A - 導波管高域通過フィルタ - Google Patents
導波管高域通過フィルタInfo
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- JPH08204404A JPH08204404A JP878395A JP878395A JPH08204404A JP H08204404 A JPH08204404 A JP H08204404A JP 878395 A JP878395 A JP 878395A JP 878395 A JP878395 A JP 878395A JP H08204404 A JPH08204404 A JP H08204404A
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- waveguide
- frequency
- length
- impedance
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 通過の下限周波数近傍においてもVSWRの劣化
を防止でき、しかもインピーダンス変成器を大形化また
は高級化することなく高級なインピーダンス整合特性を
得ることができる導波管高域通過フィルタを提供する。 【構成】 遮断導波管１の両端に導波管インピーダンス
変成器２Ａ，２Ｂをそれぞれ接続する。遮断導波管１の
長さによって低域の周波数帯域における電磁波に減衰を
生じさせるようにする。遮断導波管１の長さは、ｎを奇
数とするとき、高域の所要の通過周波数帯域の下限周波
数における１／４管内波長のｎ倍の長さに定める。
を防止でき、しかもインピーダンス変成器を大形化また
は高級化することなく高級なインピーダンス整合特性を
得ることができる導波管高域通過フィルタを提供する。 【構成】 遮断導波管１の両端に導波管インピーダンス
変成器２Ａ，２Ｂをそれぞれ接続する。遮断導波管１の
長さによって低域の周波数帯域における電磁波に減衰を
生じさせるようにする。遮断導波管１の長さは、ｎを奇
数とするとき、高域の所要の通過周波数帯域の下限周波
数における１／４管内波長のｎ倍の長さに定める。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば導波管を使用し
た電磁波回路において、遮断導波管の長さによって低域
の周波数帯域における電磁波に減衰を生じさせる導波管
高域通過フィルタに関するものである。
た電磁波回路において、遮断導波管の長さによって低域
の周波数帯域における電磁波に減衰を生じさせる導波管
高域通過フィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】導波管の遮断現象を利用した導波管高域
通過フィルタは、従来より図２に示すように、通常の標
準導波管に較べて断面口径寸法を小さく定めた低域の周
波数帯域に対しての遮断導波管１と、該遮断導波管１の
両端に接続されていて標準導波管の断面口径寸法との間
のインピーダンス変成を行う導波管インピーダンス変成
器２Ａ，２Ｂとで構成されていた。
通過フィルタは、従来より図２に示すように、通常の標
準導波管に較べて断面口径寸法を小さく定めた低域の周
波数帯域に対しての遮断導波管１と、該遮断導波管１の
両端に接続されていて標準導波管の断面口径寸法との間
のインピーダンス変成を行う導波管インピーダンス変成
器２Ａ，２Ｂとで構成されていた。
【０００３】周知のように、導波管はその断面口径寸法
によって定まる遮断周波数Ｆc より低い周波数Ｆd の電
磁波に対し、進行方向に式（１）で表される減衰量Ａc
を呈する遮断導波管１として動作する。
によって定まる遮断周波数Ｆc より低い周波数Ｆd の電
磁波に対し、進行方向に式（１）で表される減衰量Ａc
を呈する遮断導波管１として動作する。
【０００４】 Ａc ＝8.686 （２πＦd Ｌ／Ｃ）・［（Ｆc ／Ｆd ）2 −１］1/2 (dB) …（１） ここで、Ｌは遮断導波管１の長さ、またＣは自由空間に
おける光速である。
おける光速である。
【０００５】この遮断導波管１に入射された遮断周波数
Ｆc より高い周波数Ｆh の電磁波は、式（２）で表され
る管内波長λg を維持しながら管内を伝搬通過する。
Ｆc より高い周波数Ｆh の電磁波は、式（２）で表され
る管内波長λg を維持しながら管内を伝搬通過する。
【０００６】 λg ＝Ｃ・（Ｆh 2 −Ｆc 2 ）-1/2 …（２） 矩形導波管系のとき、式（１）及び式（２）における遮
断周波数Ｆc は式（３）で表される。
断周波数Ｆc は式（３）で表される。
【０００７】 Ｆc ＝Ｃ／（２ａ） …（３） ここで、ａは管断面口径の長辺の寸法である。
【０００８】所要の高域通過周波数の波に対し、遮断導
波管１の入，出力端における標準導波管との管断面口径
の相違に起因するインピーダンス非整合は許容できない
ので、図２におけるインピーダンス変成器２Ａ，２Ｂの
性能実現性が重要である。
波管１の入，出力端における標準導波管との管断面口径
の相違に起因するインピーダンス非整合は許容できない
ので、図２におけるインピーダンス変成器２Ａ，２Ｂの
性能実現性が重要である。
【０００９】インピーダンス変成器２Ａ，２Ｂには、従
来より、管断面口径が徐々に、かつ、滑らかに一方から
他方の口径寸法へ変化するテーパ導波管、または１／４
波長ステップインピーダンス変成器が使用されている。
この場合、広い通過帯域のインピーダンス整合が必要な
とき、テーパは長く、またはステップインピーダンス変
成器のセクション数は多くする必要があるため、導波管
高域通過フィルタが大形化かつ重量化し、さらに加工寸
法精度維持のために銅電鋳のような高価な製造方法が必
要になる問題点があった。
来より、管断面口径が徐々に、かつ、滑らかに一方から
他方の口径寸法へ変化するテーパ導波管、または１／４
波長ステップインピーダンス変成器が使用されている。
この場合、広い通過帯域のインピーダンス整合が必要な
とき、テーパは長く、またはステップインピーダンス変
成器のセクション数は多くする必要があるため、導波管
高域通過フィルタが大形化かつ重量化し、さらに加工寸
法精度維持のために銅電鋳のような高価な製造方法が必
要になる問題点があった。
【００１０】これらの問題点を回避するため、従来は、
遮断導波管１の長さを所要高域通過帯域の中心周波数の
管内波長の１／４の奇数倍の長さとし、即ち式（２）の
Ｆhとして所要高域通過帯域の中心周波数を入れて管内
波長λg を求め、この管内波長λg の１／４の奇数倍の
長さとして、その両端のインピーダンス変成器２Ａ，２
Ｂのインピーダンス非整合分を相殺する方法により、こ
れらインピーダンス変成器２Ａ，２Ｂの小形化を図って
いた。
遮断導波管１の長さを所要高域通過帯域の中心周波数の
管内波長の１／４の奇数倍の長さとし、即ち式（２）の
Ｆhとして所要高域通過帯域の中心周波数を入れて管内
波長λg を求め、この管内波長λg の１／４の奇数倍の
長さとして、その両端のインピーダンス変成器２Ａ，２
Ｂのインピーダンス非整合分を相殺する方法により、こ
れらインピーダンス変成器２Ａ，２Ｂの小形化を図って
いた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うに遮断導波管１の長さを、所要高域通過帯域の中心周
波数の管内波長の１／４の奇数倍の長さとした導波管高
域通過フィルタでは、広帯域にわたり、VSWRが1.1 以下
であるような高級なインピーダンス整合特性の導波管高
域通過フィルタが必要なとき、特に高域の通過の下限周
波数近傍におけるVSWRの劣化が大きいため、小形化や経
済化が阻まれる問題点があった。
うに遮断導波管１の長さを、所要高域通過帯域の中心周
波数の管内波長の１／４の奇数倍の長さとした導波管高
域通過フィルタでは、広帯域にわたり、VSWRが1.1 以下
であるような高級なインピーダンス整合特性の導波管高
域通過フィルタが必要なとき、特に高域の通過の下限周
波数近傍におけるVSWRの劣化が大きいため、小形化や経
済化が阻まれる問題点があった。
【００１２】従来の方法によって、遮断導波管１の長さ
を所要高域通過帯域の中心周波数の管内波長の１／４の
奇数倍の長さに定めて導波管高域通過フィルタを構成し
たのでは、インピーダンス変成器２Ａ，２Ｂのインピー
ダンス非整合分の相殺合成が主としてこの中心周波数付
近のみとなり、高域の通過の下限周波数近傍におけるVS
WRの劣化が大きくなる理由について、以下に説明する。
を所要高域通過帯域の中心周波数の管内波長の１／４の
奇数倍の長さに定めて導波管高域通過フィルタを構成し
たのでは、インピーダンス変成器２Ａ，２Ｂのインピー
ダンス非整合分の相殺合成が主としてこの中心周波数付
近のみとなり、高域の通過の下限周波数近傍におけるVS
WRの劣化が大きくなる理由について、以下に説明する。
【００１３】このインピーダンス非整合分の相殺合成の
原理は、周知のように以下に示す通りである。
原理は、周知のように以下に示す通りである。
【００１４】一様な導波管線路内の２箇所に距離Ｌを隔
て、反射係数がそれぞれＲ1 及びＲ2 であるインピーダ
ンス非整合源があるとき、Ｒ1 の位置にてＲ2 側を見た
総合の合成反射係数Ｒは近似的に式（４）で表される。
て、反射係数がそれぞれＲ1 及びＲ2 であるインピーダ
ンス非整合源があるとき、Ｒ1 の位置にてＲ2 側を見た
総合の合成反射係数Ｒは近似的に式（４）で表される。
【００１５】 Ｒ＝Ｒ1 ＋Ｒ2 ・exp(−ｊ２βＬ） …（４） ここで、ｊは虚数単位、またβ＝２π／λg は長さＬの
導波管における位相定数である。
導波管における位相定数である。
【００１６】通過周波数において、前記の条件下にある
導波管高域通過フィルタに本式を適用すると、図２にお
ける２個のインピーダンス変成器２Ａ，２Ｂは通常同じ
構造なので、反射係数につきＲ1 ＝Ｒ2 となり、総合の
反射係数式（４）は変形されて、 lＲl ＝ lＲ1l・［２（１＋cos ２βＬ）］1/2 …（４´） また、一般にVSWRは式（５）、 VSWR＝（１＋ lＲl ）／（１− lＲl ） …（５） と換算されるから、着目する周波数において遮断導波管
１の長さＬをＬ＝ｎλg／４（但し、ｎは奇数）に選べ
ば、総合の反射係数は０、VSWRは1.0 となってインピー
ダンス整合が成立することが説明される。
導波管高域通過フィルタに本式を適用すると、図２にお
ける２個のインピーダンス変成器２Ａ，２Ｂは通常同じ
構造なので、反射係数につきＲ1 ＝Ｒ2 となり、総合の
反射係数式（４）は変形されて、 lＲl ＝ lＲ1l・［２（１＋cos ２βＬ）］1/2 …（４´） また、一般にVSWRは式（５）、 VSWR＝（１＋ lＲl ）／（１− lＲl ） …（５） と換算されるから、着目する周波数において遮断導波管
１の長さＬをＬ＝ｎλg／４（但し、ｎは奇数）に選べ
ば、総合の反射係数は０、VSWRは1.0 となってインピー
ダンス整合が成立することが説明される。
【００１７】一方、このように遮断導波管１の長さを定
めたとき、他の通過周波数における総合のインピーダン
ス状態はどうかを見ると、式（４´）においてインピー
ダンス変成器２Ａ，２Ｂの反射係数 lＲ1lと遮断導波管
１の位相定数βは周波数に応じて変化するが、総合の反
射係数 lＲl は、各周波数のＲ1 に対し、式（６） lＲl ≦２・ lＲ1l …（６） となるので、その最大，最悪値がＲ1 から予測可能と判
明する。
めたとき、他の通過周波数における総合のインピーダン
ス状態はどうかを見ると、式（４´）においてインピー
ダンス変成器２Ａ，２Ｂの反射係数 lＲ1lと遮断導波管
１の位相定数βは周波数に応じて変化するが、総合の反
射係数 lＲl は、各周波数のＲ1 に対し、式（６） lＲl ≦２・ lＲ1l …（６） となるので、その最大，最悪値がＲ1 から予測可能と判
明する。
【００１８】そこで、セクション数Ｎの少ない１／４波
長ステップインピーダンス変成器としてＮ＝２セクショ
ンの場合のVSWR周波数特性の例を図３に示す。図３にお
いて、縦軸はVSWR、また横軸は電磁波周波数（GHz ）で
ある。この図３は、矩形導波管の断面口径の長辺ａが、
標準導波管につながる側がａ＝12.954mm、遮断導波管１
つながる側がａ＝9.35mmとなっていて、これらの間をＮ
＝２セクションで構成し、所要の通過帯域を17.7〜21.2
GHz とした１／４波長ステップインピーダンス変成器の
VSWRを近似理論計算したVSWR周波数特性図である。本図
は、この種の短いインピーダンス変成器の特性の典型を
示しており、通過の下限周波数（17.7GHz ）付近におい
て、これより低い周波数へ向かい、インピーダンス整合
状態は急激で単調な劣化の傾向を示している。
長ステップインピーダンス変成器としてＮ＝２セクショ
ンの場合のVSWR周波数特性の例を図３に示す。図３にお
いて、縦軸はVSWR、また横軸は電磁波周波数（GHz ）で
ある。この図３は、矩形導波管の断面口径の長辺ａが、
標準導波管につながる側がａ＝12.954mm、遮断導波管１
つながる側がａ＝9.35mmとなっていて、これらの間をＮ
＝２セクションで構成し、所要の通過帯域を17.7〜21.2
GHz とした１／４波長ステップインピーダンス変成器の
VSWRを近似理論計算したVSWR周波数特性図である。本図
は、この種の短いインピーダンス変成器の特性の典型を
示しており、通過の下限周波数（17.7GHz ）付近におい
て、これより低い周波数へ向かい、インピーダンス整合
状態は急激で単調な劣化の傾向を示している。
【００１９】短いインピーダンス変成器２Ａ，２Ｂのイ
ンピーダンス特性が以上のようであるから、従来の方法
に従って、通過の中心周波数の管内波長により図２の遮
断導波管１の長さＬを定めたのでは、導波管高域通過フ
ィルタとしての総合インピーダンス特性が、式（４´）
により、中心周波数付近のインピーダンス整合は保証さ
れるが、所要の通過帯域全体では、式（６）により、最
悪の総合インピーダンス特性となる周波数も存在するの
で、特に劣悪な通過の下限周波数付近のインピーダンス
整合は必ずしも保証されないことがわかる。
ンピーダンス特性が以上のようであるから、従来の方法
に従って、通過の中心周波数の管内波長により図２の遮
断導波管１の長さＬを定めたのでは、導波管高域通過フ
ィルタとしての総合インピーダンス特性が、式（４´）
により、中心周波数付近のインピーダンス整合は保証さ
れるが、所要の通過帯域全体では、式（６）により、最
悪の総合インピーダンス特性となる周波数も存在するの
で、特に劣悪な通過の下限周波数付近のインピーダンス
整合は必ずしも保証されないことがわかる。
【００２０】本発明の目的は、通過の下限周波数近傍に
おいてもVSWRの劣化を防止でき、しかもインピーダンス
変成器を大形化または高級化することなく高級なインピ
ーダンス整合特性を得ることができる導波管高域通過フ
ィルタを提供することにある。
おいてもVSWRの劣化を防止でき、しかもインピーダンス
変成器を大形化または高級化することなく高級なインピ
ーダンス整合特性を得ることができる導波管高域通過フ
ィルタを提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明は、遮断導波管の
両端に導波管インピーダンス変成器がそれぞれ接続さ
れ、前記遮断導波管の長さによって低域の周波数帯域に
おける電磁波に減衰を生じさせる導波管高域通過フィル
タを改良の対象としている。
両端に導波管インピーダンス変成器がそれぞれ接続さ
れ、前記遮断導波管の長さによって低域の周波数帯域に
おける電磁波に減衰を生じさせる導波管高域通過フィル
タを改良の対象としている。
【００２２】本発明に係る導波管高域通過フィルタにお
いては、前記遮断導波管の長さは、ｎを奇数とすると
き、高域の所要の通過周波数帯域の下限周波数における
１／４管内波長のｎ倍の長さに定められていることを特
徴とする。
いては、前記遮断導波管の長さは、ｎを奇数とすると
き、高域の所要の通過周波数帯域の下限周波数における
１／４管内波長のｎ倍の長さに定められていることを特
徴とする。
【００２３】また、本発明に係る導波管高域通過フィル
タにおいては、前記遮断導波管の長さは、ｎを奇数とす
るとき、高域の所要の通過周波数帯域の下限周波数にお
ける１／４管内波長のｎ倍の長さから（ｎ＋0.5 ）倍の
長さまでの範囲の長さに定められていることを特徴とす
る。
タにおいては、前記遮断導波管の長さは、ｎを奇数とす
るとき、高域の所要の通過周波数帯域の下限周波数にお
ける１／４管内波長のｎ倍の長さから（ｎ＋0.5 ）倍の
長さまでの範囲の長さに定められていることを特徴とす
る。
【００２４】
【作用】本発明のように、遮断導波管の長さを、ｎを奇
数とするとき、高域の所要通過周波数帯域の下限周波数
における１／４管内波長のｎ倍の長さに定めると、式
（４´）により、特にインピーダンス整合状態の劣化が
危ぶまれる通過下限周波数以下で、かつ低過ぎない周波
数にインピーダンス整合点を設定でき、さらに他の通過
域周波数における最悪VSWRも、式（６）により予測でき
るので、通過域の特定の周波数におけるインピーダンス
劣化を避けることができる。
数とするとき、高域の所要通過周波数帯域の下限周波数
における１／４管内波長のｎ倍の長さに定めると、式
（４´）により、特にインピーダンス整合状態の劣化が
危ぶまれる通過下限周波数以下で、かつ低過ぎない周波
数にインピーダンス整合点を設定でき、さらに他の通過
域周波数における最悪VSWRも、式（６）により予測でき
るので、通過域の特定の周波数におけるインピーダンス
劣化を避けることができる。
【００２５】また、本発明によれば、インピーダンス整
合周波数点を所要の下限周波数より少し低い側に設定す
ることが容易になる。
合周波数点を所要の下限周波数より少し低い側に設定す
ることが容易になる。
【００２６】また、本発明のように遮断導波管の長さの
設定により高域の通過帯域特性の改善をすると、インピ
ーダンス変成器の大形化や高級化を回避でき、小形で、
性能劣化がなく、製作コストの低い導波管高域通過フィ
ルタを提供することができる。
設定により高域の通過帯域特性の改善をすると、インピ
ーダンス変成器の大形化や高級化を回避でき、小形で、
性能劣化がなく、製作コストの低い導波管高域通過フィ
ルタを提供することができる。
【００２７】一方、遮断導波管の長さを、ｎを奇数とす
るとき、高域の所要通過周波数帯域の下限周波数におけ
る１／４管内波長のｎ倍の長さからｎ＋0.5 倍の長さま
での範囲に定めると、導波管高域通過フィルタの設計の
自由度が増し、要求に応じた導波管高域通過フィルタの
設計が容易になる。
るとき、高域の所要通過周波数帯域の下限周波数におけ
る１／４管内波長のｎ倍の長さからｎ＋0.5 倍の長さま
での範囲に定めると、導波管高域通過フィルタの設計の
自由度が増し、要求に応じた導波管高域通過フィルタの
設計が容易になる。
【００２８】
【実施例】図１は、本発明に係る導波管高域通過フィル
タの一実施例を示したものである。本実施例の導波管高
域通過フィルタは、遮断導波管１の両端に１／４波長ス
テップインピーダンス変成器よりなる導波管インピーダ
ンス変成器２Ａ，２Ｂの小口径側が接続され、これら導
波管インピーダンス変成器２Ａ，２Ｂの大口径側に標準
導波管３Ａ，３Ｂが接続された構造になっている。
タの一実施例を示したものである。本実施例の導波管高
域通過フィルタは、遮断導波管１の両端に１／４波長ス
テップインピーダンス変成器よりなる導波管インピーダ
ンス変成器２Ａ，２Ｂの小口径側が接続され、これら導
波管インピーダンス変成器２Ａ，２Ｂの大口径側に標準
導波管３Ａ，３Ｂが接続された構造になっている。
【００２９】標準導波管３Ａ，３Ｂは、管断面口径の長
辺ａがａ＝12.954mmで、電磁波の入力端または出力端を
構成している。インピーダンス変成器２Ａ，２Ｂは、Ｎ
＝２セクションの１／４波長ステップインピーダンス変
成器により構成されている。これらインピーダンス変成
器２Ａ，２Ｂの各セクションの寸法は、標準導波管３
Ａ，３Ｂ側のセクションは長辺が11.39mm 、長さが5.30
mm、次のセクションは長辺が9.80mm、長さが6.50mmであ
る。遮断導波管１は、長辺が9.35mm、長さはＬである。
なお、インピーダンス変成器２Ａ，２Ｂ及び標準導波管
３Ａ，３Ｂは、遮断導波管１に対して入出力対称構造と
なっている。
辺ａがａ＝12.954mmで、電磁波の入力端または出力端を
構成している。インピーダンス変成器２Ａ，２Ｂは、Ｎ
＝２セクションの１／４波長ステップインピーダンス変
成器により構成されている。これらインピーダンス変成
器２Ａ，２Ｂの各セクションの寸法は、標準導波管３
Ａ，３Ｂ側のセクションは長辺が11.39mm 、長さが5.30
mm、次のセクションは長辺が9.80mm、長さが6.50mmであ
る。遮断導波管１は、長辺が9.35mm、長さはＬである。
なお、インピーダンス変成器２Ａ，２Ｂ及び標準導波管
３Ａ，３Ｂは、遮断導波管１に対して入出力対称構造と
なっている。
【００３０】本実施例では、該導波管高域通過フィルタ
の所要の高域通過周波数範囲を17.7〜21.2GHz としてお
り、導波管回路においては比較的広い所要通過帯域であ
る。これに対し、所要の遮断減衰周波数帯域を14.5GHz
以下とした。このとき、標準導波管３Ａ，３Ｂの遮断周
波数は、式（３）によりＦc ＝11.568GHz であるから、
標準導波管３Ａ，３Ｂの断面口径のままでは高域の波と
ともに伝搬するので、遮断導波管１の長辺ａをａ＝9.35
mm、即ち遮断周波数Ｆc ＝16.027GHz として、14.5GHz
以下が十分減衰域となるように選んである。14.5GHz 以
下の周波数の波に対する所要の減衰量を70dB以上とする
には、14.5GHz にてこれが満たされれば、それ以下の周
波数では十分70dB以上となる。なお、本実施例では、２
個のインピーダンス変成器２Ａ，２Ｂの遮断導波管１側
の長辺が9.80mmのセクションにおいても、14.5GHz 以下
に対する遮断導波管を成しており、この減衰量寄与は合
計約11.4dBである。これも考慮すると、式（１）から遮
断導波管１の所要の長さはＬ＝約50mm以上となる。
の所要の高域通過周波数範囲を17.7〜21.2GHz としてお
り、導波管回路においては比較的広い所要通過帯域であ
る。これに対し、所要の遮断減衰周波数帯域を14.5GHz
以下とした。このとき、標準導波管３Ａ，３Ｂの遮断周
波数は、式（３）によりＦc ＝11.568GHz であるから、
標準導波管３Ａ，３Ｂの断面口径のままでは高域の波と
ともに伝搬するので、遮断導波管１の長辺ａをａ＝9.35
mm、即ち遮断周波数Ｆc ＝16.027GHz として、14.5GHz
以下が十分減衰域となるように選んである。14.5GHz 以
下の周波数の波に対する所要の減衰量を70dB以上とする
には、14.5GHz にてこれが満たされれば、それ以下の周
波数では十分70dB以上となる。なお、本実施例では、２
個のインピーダンス変成器２Ａ，２Ｂの遮断導波管１側
の長辺が9.80mmのセクションにおいても、14.5GHz 以下
に対する遮断導波管を成しており、この減衰量寄与は合
計約11.4dBである。これも考慮すると、式（１）から遮
断導波管１の所要の長さはＬ＝約50mm以上となる。
【００３１】ところで、前述した図３は、上記の具体的
寸法を有したＮ＝２セクションの１／４波長ステップイ
ンピーダンス変成器の１台につき、所要通過周波数帯域
にわたるVSWR特性を近似理論計算したものであり、ステ
ップ不連続による並列インダクタンスが算入されてい
る。このVSWR特性をもとに、該導波管高域通過フィルタ
の高域通過周波数帯域全体のインピーダンス整合特性の
所要値をVSWR 1.1以下としている。
寸法を有したＮ＝２セクションの１／４波長ステップイ
ンピーダンス変成器の１台につき、所要通過周波数帯域
にわたるVSWR特性を近似理論計算したものであり、ステ
ップ不連続による並列インダクタンスが算入されてい
る。このVSWR特性をもとに、該導波管高域通過フィルタ
の高域通過周波数帯域全体のインピーダンス整合特性の
所要値をVSWR 1.1以下としている。
【００３２】以上の条件のもとに、遮断導波管１の長さ
Ｌについて、本発明により、通過の下限周波数17.7GHz
における１／４管内波長の５倍及び5.5 （即ち、５＋0.
5 ）倍の長さに選ぶと、式（２）から遮断導波管１の長
さＬは、それぞれＬ＝49.87mm とＬ＝54.85mm とにな
る。これより、14.5GHz における総合の減衰量は式
（１）からそれぞれ73.4dB及び79.6dBとなり、製作寸法
誤差0.03mmに対し、70dB以下となることはない。
Ｌについて、本発明により、通過の下限周波数17.7GHz
における１／４管内波長の５倍及び5.5 （即ち、５＋0.
5 ）倍の長さに選ぶと、式（２）から遮断導波管１の長
さＬは、それぞれＬ＝49.87mm とＬ＝54.85mm とにな
る。これより、14.5GHz における総合の減衰量は式
（１）からそれぞれ73.4dB及び79.6dBとなり、製作寸法
誤差0.03mmに対し、70dB以下となることはない。
【００３３】本発明によって遮断導波管１に与えた長さ
の範囲の下限Ｌ＝49.87mm と上限Ｌ＝54.85mm の状態に
対し、該導波管高域通過フィルタとしての総合VSWRを高
域の通過周波数帯域にわたって計算したものを、それぞ
れ図４及び図５に示す。
の範囲の下限Ｌ＝49.87mm と上限Ｌ＝54.85mm の状態に
対し、該導波管高域通過フィルタとしての総合VSWRを高
域の通過周波数帯域にわたって計算したものを、それぞ
れ図４及び図５に示す。
【００３４】即ち、図４及び図５は本実施例の導波管高
域通過フィルタの高域通過周波数帯域のVSWR理論特性例
であり、縦軸はVSWR，横軸は電磁波周波数（GHz ）であ
る。両図とも、所要のVSWR 1.1以下を、所要の通過帯域
（17.7〜21.2GHz ）にわたって満たしている。
域通過フィルタの高域通過周波数帯域のVSWR理論特性例
であり、縦軸はVSWR，横軸は電磁波周波数（GHz ）であ
る。両図とも、所要のVSWR 1.1以下を、所要の通過帯域
（17.7〜21.2GHz ）にわたって満たしている。
【００３５】これらの特性における特徴は、本発明によ
り、通過の下限周波数（17.7GHz ）以下で、低過ぎない
周波数に、両インピーダンス変成器２Ａ，２Ｂのインピ
ーダンス非整合分の相殺合成によるインピーダンス整合
点が生じている点にある。
り、通過の下限周波数（17.7GHz ）以下で、低過ぎない
周波数に、両インピーダンス変成器２Ａ，２Ｂのインピ
ーダンス非整合分の相殺合成によるインピーダンス整合
点が生じている点にある。
【００３６】本実施例と特性を対比するために、従来の
導波管高域通過フィルタで、遮断導波管１の長さを通過
の中心周波数19.45GHzにおいて１／４管内波長の奇数倍
に選ぶと、奇数７ではＬ＝47.59mm となって、14.5GHz
における減衰量が製作寸法誤差を考慮すると所要値70dB
に少々満たない。奇数９を採用すると、Ｌ＝61.19mmと
なって、14.5GHz における減衰量は87.5dBとなる。この
導波管高域通過フィルタにつき、同様に高域通過周波数
帯域にわたって総合VSWR特性を計算したものを図６に示
す。
導波管高域通過フィルタで、遮断導波管１の長さを通過
の中心周波数19.45GHzにおいて１／４管内波長の奇数倍
に選ぶと、奇数７ではＬ＝47.59mm となって、14.5GHz
における減衰量が製作寸法誤差を考慮すると所要値70dB
に少々満たない。奇数９を採用すると、Ｌ＝61.19mmと
なって、14.5GHz における減衰量は87.5dBとなる。この
導波管高域通過フィルタにつき、同様に高域通過周波数
帯域にわたって総合VSWR特性を計算したものを図６に示
す。
【００３７】図６は従来方法による実施例における導波
管高域通過フィルタの高域通過周波数帯域のVSWR理論特
性例であり、縦軸はVSWR，横軸は電磁波周波数（GHz ）
である。
管高域通過フィルタの高域通過周波数帯域のVSWR理論特
性例であり、縦軸はVSWR，横軸は電磁波周波数（GHz ）
である。
【００３８】この図６では所要のVSWR 1.1以下を満たし
てはいるが、通過の下限周波数17.7GHz におけるVSWR
1.08 は、通過帯域外の最大VSWR 1.16 へ向かう急傾斜
の途中にある。本特性の状態は、製作の寸法誤差に対し
弱点となっており、通過の所要全体域に対するバランス
に欠けている。
てはいるが、通過の下限周波数17.7GHz におけるVSWR
1.08 は、通過帯域外の最大VSWR 1.16 へ向かう急傾斜
の途中にある。本特性の状態は、製作の寸法誤差に対し
弱点となっており、通過の所要全体域に対するバランス
に欠けている。
【００３９】本実施例の導波管高域通過フィルタでは、
方形導波管の断面口径の長辺ａのみが変化する場合を扱
ったが、本発明は短辺も変化する場合についても同様の
効果を得ることができる。
方形導波管の断面口径の長辺ａのみが変化する場合を扱
ったが、本発明は短辺も変化する場合についても同様の
効果を得ることができる。
【００４０】また、本発明は、任意のセクション数Ｎを
有した１／４波長ステップインピーダンス変成器や断面
口径が滑らかに変化するテーパ導波管をインピーダンス
変成器として構成した場合にも、同様の効果があること
は明らかである。
有した１／４波長ステップインピーダンス変成器や断面
口径が滑らかに変化するテーパ導波管をインピーダンス
変成器として構成した場合にも、同様の効果があること
は明らかである。
【００４１】
【発明の効果】以上の説明のように、本発明に係る導波
管高域通過フィルタによれば、下記のような優れた効果
を得ることができる。
管高域通過フィルタによれば、下記のような優れた効果
を得ることができる。
【００４２】（Ａ）本発明では、遮断導波管の長さを、
ｎを奇数とするとき、高域の所要通過周波数帯域の下限
周波数における１／４管内波長のｎ倍の長さに定めたの
で、高域通過フィルタの高域通過周波数帯域におけるイ
ンピーダンス変成器との接続におけるインピーダンス整
合を広い周波数帯域にわたって可能にすることができ
る。
ｎを奇数とするとき、高域の所要通過周波数帯域の下限
周波数における１／４管内波長のｎ倍の長さに定めたの
で、高域通過フィルタの高域通過周波数帯域におけるイ
ンピーダンス変成器との接続におけるインピーダンス整
合を広い周波数帯域にわたって可能にすることができ
る。
【００４３】（Ｂ）また本発明によれば、インピーダン
ス整合状態の劣化が危ぶまれる通過の下限周波数以下
で、かつ低過ぎない周波数にインピーダンス整合点を設
定でき、さらに他の通過域周波数における最悪VSWRも予
測できるので、通過域の特定の周波数におけるインピー
ダンス劣化を避けることができる。
ス整合状態の劣化が危ぶまれる通過の下限周波数以下
で、かつ低過ぎない周波数にインピーダンス整合点を設
定でき、さらに他の通過域周波数における最悪VSWRも予
測できるので、通過域の特定の周波数におけるインピー
ダンス劣化を避けることができる。
【００４４】（Ｃ）また、本発明によれば、インピーダ
ンス整合周波数点を所要の下限周波数より少し低い側に
設定することが容易になる。
ンス整合周波数点を所要の下限周波数より少し低い側に
設定することが容易になる。
【００４５】（Ｄ）さらに、本発明のように遮断導波管
の長さの設定により高域の通過帯域特性の改善をする
と、インピーダンス変成器の大形化や高級化を回避で
き、小形で、性能劣化がなく、製作コストの低い導波管
高域通過フィルタを提供することができる。
の長さの設定により高域の通過帯域特性の改善をする
と、インピーダンス変成器の大形化や高級化を回避で
き、小形で、性能劣化がなく、製作コストの低い導波管
高域通過フィルタを提供することができる。
【００４６】（Ｅ）一方、遮断導波管の長さを、ｎを奇
数とするとき、高域の所要通過周波数帯域の下限周波数
における１／４管内波長のｎ倍の長さからｎ＋0.5 倍の
長さまでの範囲に定めると、導波管高域通過フィルタの
設計の自由度が増し、要求に応じた導波管高域通過フィ
ルタの設計が容易になる。
数とするとき、高域の所要通過周波数帯域の下限周波数
における１／４管内波長のｎ倍の長さからｎ＋0.5 倍の
長さまでの範囲に定めると、導波管高域通過フィルタの
設計の自由度が増し、要求に応じた導波管高域通過フィ
ルタの設計が容易になる。
【図１】本発明に係る導波管高域通過フィルタの一実施
例の斜視図である。
例の斜視図である。
【図２】従来の導波管高域通過フィルタの構成図であ
る。
る。
【図３】導波管高域通過フィルタの構成要素であるイン
ピーダンス変成器のVSWR周波数特性例の説明図である。
ピーダンス変成器のVSWR周波数特性例の説明図である。
【図４】本発明の一実施例における導波管高域通過フィ
ルタのVSWR周波数特性例の説明図である。
ルタのVSWR周波数特性例の説明図である。
【図５】本発明の一実施例における導波管高域通過フィ
ルタのVSWR周波数特性例の説明図である。
ルタのVSWR周波数特性例の説明図である。
【図６】従来の導波管高域通過フィルタの一例における
VSWR周波数特性例の説明図である。
VSWR周波数特性例の説明図である。
１ 遮断導波管 ２Ａ，２Ｂ インピーダンス変成器 ３Ａ，３Ｂ 標準導波管
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 比嘉 秀光 東京都千代田区内幸町一丁目１番６号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 森川 與文 東京都千代田区内幸町一丁目１番６号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 高橋 宏 東京都千代田区内幸町一丁目１番６号 日 本電信電話株式会社内
Claims (2)
- 【請求項１】 遮断導波管の両端に導波管インピーダン
ス変成器がそれぞれ接続され、前記遮断導波管の長さに
よって低域の周波数帯域における電磁波に減衰を生じさ
せる導波管高域通過フィルタにおいて、 前記遮断導波管の長さは、ｎを奇数とするとき、高域の
所要の通過周波数帯域の下限周波数における１／４管内
波長のｎ倍の長さに定められていることを特徴とする導
波管高域通過フィルタ。 - 【請求項２】 遮断導波管の両端に導波管インピーダン
ス変成器がそれぞれ接続され、前記遮断導波管の長さに
よって低域の周波数帯域における電磁波に減衰を生じさ
せる導波管高域通過フィルタにおいて、 前記遮断導波管の長さは、ｎを奇数とするとき、高域の
所要の通過周波数帯域の下限周波数における１／４管内
波長のｎ倍の長さから（ｎ＋0.5 ）倍の長さまでの範囲
の長さに定められていることを特徴とする導波管高域通
過フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP878395A JPH08204404A (ja) | 1995-01-24 | 1995-01-24 | 導波管高域通過フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP878395A JPH08204404A (ja) | 1995-01-24 | 1995-01-24 | 導波管高域通過フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08204404A true JPH08204404A (ja) | 1996-08-09 |
Family
ID=11702478
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP878395A Withdrawn JPH08204404A (ja) | 1995-01-24 | 1995-01-24 | 導波管高域通過フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08204404A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008182621A (ja) * | 2007-01-26 | 2008-08-07 | Japan Radio Co Ltd | 導波管ハイパスフィルタ |
| JP2009524358A (ja) * | 2006-01-31 | 2009-06-25 | インテル・コーポレーション | 高速シリアルリンクのパッシブインピーダンス等化 |
| CN101946366A (zh) * | 2008-01-30 | 2011-01-12 | 应用材料股份有限公司 | 具有阻抗转换部的集成微波波导 |
| CN103066363A (zh) * | 2011-10-19 | 2013-04-24 | 成都赛纳赛德科技有限公司 | 一种波导环耦合器 |
| CN103117441A (zh) * | 2011-11-17 | 2013-05-22 | 成都赛纳赛德科技有限公司 | 一种波导环耦合器 |
| JP2017028550A (ja) * | 2015-07-23 | 2017-02-02 | 株式会社東芝 | 導波管ベンドおよび無線機器 |
| CN114865254A (zh) * | 2022-06-27 | 2022-08-05 | 成都威频科技有限公司 | 一种波导型可调带通滤波器 |
| WO2024070959A1 (ja) * | 2022-09-30 | 2024-04-04 | 京セラ株式会社 | 配線基板、電子部品収納用パッケージ及び電子装置 |
-
1995
- 1995-01-24 JP JP878395A patent/JPH08204404A/ja not_active Withdrawn
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009524358A (ja) * | 2006-01-31 | 2009-06-25 | インテル・コーポレーション | 高速シリアルリンクのパッシブインピーダンス等化 |
| JP2008182621A (ja) * | 2007-01-26 | 2008-08-07 | Japan Radio Co Ltd | 導波管ハイパスフィルタ |
| CN101946366A (zh) * | 2008-01-30 | 2011-01-12 | 应用材料股份有限公司 | 具有阻抗转换部的集成微波波导 |
| CN103066363A (zh) * | 2011-10-19 | 2013-04-24 | 成都赛纳赛德科技有限公司 | 一种波导环耦合器 |
| CN103117441A (zh) * | 2011-11-17 | 2013-05-22 | 成都赛纳赛德科技有限公司 | 一种波导环耦合器 |
| JP2017028550A (ja) * | 2015-07-23 | 2017-02-02 | 株式会社東芝 | 導波管ベンドおよび無線機器 |
| CN114865254A (zh) * | 2022-06-27 | 2022-08-05 | 成都威频科技有限公司 | 一种波导型可调带通滤波器 |
| CN114865254B (zh) * | 2022-06-27 | 2023-06-02 | 成都威频科技有限公司 | 一种波导型可调带通滤波器 |
| WO2024070959A1 (ja) * | 2022-09-30 | 2024-04-04 | 京セラ株式会社 | 配線基板、電子部品収納用パッケージ及び電子装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020402 |