JPH08172305A - 導波管モード−ストリップラインモード変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来よりも多くのジョセフソン接合を搭載可
能とする。 【解決手段】 フィン５１ａ，５１ｂによりフィンライ
ンアンテナ５１が、フィン５２ａ，５２ｂによりフィン
ラインアンテナ５２がそれぞれ構成され、フィン５１
ｂ，５２ｂは互いに内側として一体に構成されてストリ
ップ線３１のグランド層に接続され、アンテナ５１，５
２の長さは１波長とされている。アンテナ５１，５２で
受信された導波管モードのミリ波は、それぞれ４分割さ
れて、多数のジョセフソン接合を直列接続したストリッ
プライン３１の信号線の４分割された各部に入射伝搬さ
れる。これら４分割の各一端は終端抵抗３８−コンデサ
ン３９を通じて接地されている。ストリップ線３１の両
端４２，４３間に各ジョセフソン接合が発生した電圧の
加算出力を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は例えば電圧標準、
超精密直流電圧測定器などに用いられ、導波管モードで
伝搬してくる電磁波をアンテナで受信し、その受信波を
ストリップラインモードに変換し、あるいはその逆の変
換をする伝搬モード変換器に関する。ストリップライン
としては多数のジョセフソン接合の直列接続により信号
線が形成されたものを使用でき、その場合、導波管モー
ドで伝搬して来た電磁波を、ストリップラインに伝搬さ
せ、これにより、そのストリップラインを構成する各ジ
ョセフソン接合に得られた電圧が加算されて出力され
る。

【０００２】

【従来の技術】この種のモード変換器が適用されたアン
テナをもつジョセフソン接合アレー及びこれを用いた電
圧標準発生器は例えばC.Hamilton. 他“The NBS Joseph
son Array Voltage Standard”IEEE Trans., Instrum.
Meas., vol. IM-36, No.2, June 1987, pp.258〜261 に
示されている。

【０００３】図１にこの従来の導波管モード−ストリッ
プラインモード変換器が適用されたジョセフソン接合ア
レーを示す。誘電体よりなるアレー基板１１の一半部に
アンテナ１２が他半部にジョセフソン接合アレー１３が
形成されている。図２Ａに示すように、方形導波管１５
の一端の長辺中央より切溝１６が形成され、その切溝１
６にアレー基板１１が挿入されてアンテナ１２が導波管
１５内に位置される。

【０００４】アンテナ１２はフィンラインアンテナであ
って、フィン１２ｂはシリコンでできたアレー基板の上
に形成されたグランドプレーンの一部であり、他のフィ
ン１２ａはグランドプレーン上に蒸着した誘電体膜上に
形成される。フィンラインアンテナ１２の長さは導波管
１５を伝搬してくる電磁波の２波長（導波管１５及びア
レー基板１１に影響されたいわゆる基板上の短縮波長）
とされている。フィン１２ａ，１２ｂの各外側のスロッ
トが刻まれた縁部１２ａ₁ ，１２ｂ₁ は導波管１５の切
溝１６に位置し、縁部１２ａ₁ ，１２ｂ₁ は導波管１５
に対し高周波的に接地接続される。

【０００５】ジョセフソン接合アレー１３は、その断面
の一部を図２Ｂに示すようにシリコン基板１８上にＮｂ
よりなるグランド層１９が全面に形成され、グランド層
１９上にＳｉＯよりなる誘電体層２１が全面に形成さ
れ、誘電体層２１上に線状Ｎｂ層２２が断続的に形成さ
れ、その線状Ｎｂ層２２上にＡｌ₂ Ｏ₃ 層２３が形成さ
れ、更にその上に一対のＮｂ層２４が長手方向に配列し
て形成され、線状Ｎｂ層２２、Ａｌ₂ Ｏ₃ 層２３、Ｎｂ
層２４はその長手方向において等間隔ＳｉＯの分離部２
５により分離され、また各上側の一対のＮｂ層２４間に
ＳｉＯの分離部２６が介在され、Ｎｂ層２２−Ａｌ₂ Ｏ
₃ 層２３−Ｎｂ層２４によりジョセフソン接合２７が構
成されている。これらジョセフソン接合２７はＰｂＩｎ
よりなる接続導体層２８により順次直列に接続される。
このジョセフソン接合２７の直列接続を信号線２９と
し、グランド層１９と共にストリップライン３１が構成
される。

【０００６】アレー基板１１は図に示していないが液体
ヘリウム容器内で冷却され、グランド層１９は超伝導状
態とされ、ストリップライン３１の損失はほぼゼロとさ
れる。このストリップライン３１は図１に示すように、
ジグザグに折返されている。図２Ａに示すように導波管
１５内をＴＥ₁₀モードで伝搬してくる電磁波１０に対
し、その磁界Ｈとフィンラインアンテナ１２の面が直交
し、電界Ｅと平行し、ポインティングベクトルから計算
して電力密度が最大になる導波管１５の横断面長辺の中
央にフィンラインアンテナ１２が配置される。フィンラ
インアンテナ１２で受信された電磁波１０はストリップ
ライン３１に供給されるが、この供給はフィンラインア
ンテナ１２とストリップライン３１との整合がとられて
行われるようにされている。

【０００７】図１中の鎖線ａ、ｂ、ｃ、ｄの各断面を図
３Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄにそれぞれ示す。鎖線ａ、ｂではフィ
ン１２ａ，１２ｂは誘電体層２１の両側にあり、誘電体
層２１と直角方向から見て互いに位置がずらされ、かつ
互いの内側が指数関数曲線的に形状が変化するダブルリ
ッジ部であり、これら間の電界を図に点線で示す。鎖線
ｃの位置では誘電体層２１の両側でフィン１２ａ，１２
ｂとそれぞれ接続された導体３２ａ，３２ｂが同一幅で
対向する平衡伝送路３２となり、鎖線ｄの位置では導体
３２ａ，３２ｂとそれぞれ接続された信号線２９、グラ
ンド層１９よりなるストリップライン（不平衡線路）３
１となる。このような構成により導波管１５の特性イン
ピーダンス約４５０Ωとストリップライン３１の特性イ
ンピーダンス約８Ωとの変換がなされる。

【０００８】この構成によりアンテナ１２で受信された
電磁波はストリップラインモードに変換され、その後、
図１に示すように分岐点３３で２分岐され、更にそれぞ
れ分岐点３４，３５で２分岐され、更に分岐点３４ａ，
３４ｂまた３５ａ，３５ｂでそれぞれ分岐されてジョセ
フソン接合アレー１３に印加される。ジョセフソン接合
アレー１３よりなるストリップライン３１の等価回路を
図４に示すように分岐点３３と分岐点３４，３５との間
に直流通路を遮断する結合コンデンサ３６，３７が直列
に挿入され、分岐点３４にて分岐された両信号はそれぞ
れストリップライン３１を伝搬し、その端で終端抵抗３
８−高周波接地用コンデンサ３９を通じてグランド層１
９に落とされる。同様に分岐点３５で分岐されたその信
号もストリップライン３１を伝搬して終端抵抗３８−高
周波接地用コンデンサ３９を通じてグランド層１９に落
とされる。アンテナ１２の受信波が図４において信号源
４１からの信号として分岐点３３に印加されるように示
してある。ジョセフソン接合アレイ１３の各ジョセフソ
ン接合２７で発生した電圧が順次加算され、ジョセフソ
ン接合２７の直列接続の両端、つまりストリップライン
３１の両端の端子４２，４３間に得られる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】導波管１５での導波管
モードとストリップライン３１でのストリップラインモ
ードとの変換がなるべく効率的に行われるように、従来
においてはフィンラインアンテナ１２の長さを２波長以
上とし、かつその幅Ｗ₁ を、ＴＥ₁₀モードの導波管１５
の高さｈ₁ と等しくなるように、つまり最大限広くして
いた。

【００１０】しかし、従来の導波管モード−ストリップ
ラインモード変換器はその変換が効率的に行われず、従
来では導波管という限られた大きさでなるべく大きな出
力がストリップラインから得られるには２波長以上の長
いフィンラインアンテナを用いていた。このため例えば
従来のジョセフソン接合アレーでは、アレー基板１１の
大きさが制限されている状態においてはジョセフソン接
合を配置できる面積が小さく、配置できるジョセフソン
接合の数に限界があり、それだけ発生できるジョセフソ
ン電圧も低いものであった。

【００１１】更に従来の導波管モード−ストリップライ
ン変換器はストリップラインの伝送効率が悪いものであ
った。この発明の目的は変換効率の高い導波管モード−
ストリップラインモード変換器を提供することにある。
この発明の他の目的は従来よりもアンテナを小形に構成
でき、しかも変換効率が高い導波管モード−ストリップ
ラインモード変換器を提供することにある。

【００１２】この発明の更に他の目的は小形のアンテナ
で変換効率が高く、かつストリップラインを屈折させる
場合において、屈曲率および近接度の許容限界を明らか
にして伝送効率が高い導波管モード−ストリップライン
モード変換器を提供することにある。この発明の更に他
の目的は従来と同等の感度をもつが小形に構成でき、ア
レー基板が従来と同一の面積であれば従来よりも多くの
ジョセフソン接合を実装できる導波管モード−ストリッ
プラインモード変換器を提供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】この発明によれば、導波
管に挿入されるべき誘電体基板の一半部にアンテナが形
成され、このアンテナに接続されたストリップラインが
上記基板の他半部に形成された導波管モード−ストリッ
プラインモード変換器において、アンテナがｎ個（ｎは
２以上の整数）設けられ、上記ストリップラインの一端
が上記ｎ個のアンテナとを結合する結合手段が設けられ
ている。

【００１４】上記ｎ個のアンテナはそれぞれフィンライ
ンアンテナであって、その長さが到来電磁波の１波長
（基板上の短縮波長）以下とされている。更にこのフィ
ンラインアンテナの挟み角は６．６度程度より小とされ
ている。上記ストリップラインはジョセフソン接合の直
列接続により構成され、高周波的に４ｎ分割され、上記
結合手段はこれら分割された各４つの部分とｎ個のアン
テナの対応する各１個とを結合する。

【００１５】またストリップラインの信号線の屈曲部の
曲げ直径Ｒのその信号線の幅Ｗに対する比Ｒ／Ｗが３．
５以上とされている。またストリップラインの信号線の
隣接間隔Ｓの信号線の幅Ｗに対する比Ｓ／Ｗが１．５以
上とされている。

【００１６】

【発明の実施の形態】図５にこの発明の実施例を示し、
図１、図４と対応する部分に同一符号を付けてある。こ
の発明においては複数、この実施例では２つのアンテナ
５１，５２が用いられる。アンテナ５１，５２はそれぞ
れフィンラインアンテナとした場合でアンテナ５１はフ
ィン５１ａ，５１ｂからなり、アンテナ５２はフィン５
２ａ，５２ｂからなり、これらは同一方向に向けられ、
かつフィン５１ｂ，５２ｂは隣接して一体に形成され、
その外側にフィン５１ａ，５２ａが形成され、フィン５
１ａ，５２ａとフィン５１ｂ，５２ｂとは誘電体層２１
（図２Ｂ）の一方の面と他方の面とに形成されている。
両フィンラインアンテナ５１，５２の幅の和Ｗ₂は、こ
れが挿入されるべき導波管１５（図２Ａ）の高さｈ₁ と
等しくされ、フィンラインアンテナ５１，５２の互いに
外側のそれぞれスロットの刻みが形成された縁部５１ａ
₁ ，５２ａ₁ は導波管１５の切溝１６に位置され、導波
管１５と高周波的に接地接続されるべき部分である。

【００１７】またフィンラインアンテナ５１，５２の各
長さは１波長以下とされている。これらフィンラインア
ンテナ５１，５２はそれぞれ図１の場合とほぼ同様にし
てストリップラインに接続されると共にインピーダンス
変換され、それぞれの受信波は図１の場合と同様にそれ
ぞれ４分岐されてジョセフソン接合アレー１３に供給さ
れる。つまりこの例ではジョセフソン接合アレー１３は
８つに分割され、それぞれに対して、アンテナ５１，５
２からの受信波が分岐されて供給される。

【００１８】図５に対する図４と同様の等価回路を図６
に示す。アンテナ５１，５２の各受信波はそれぞれ信号
源５３，５４の出力信号として、ウィルキンソンタイプ
の分岐回路の分岐点５５，５６でそれぞれ２分岐され、
これら各分岐された信号はそれぞれ直流阻止コンデンサ
５７〜６０をそれぞれ通して、ウィルキンソンタイプ分
岐回路の分岐点６１〜６４でそれぞれ２分岐されてそれ
ぞれストリップライン３１へ供給される。これらストリ
ップライン３１はそれぞれ平行に並べられた７本の線を
順次直列に接続されたものであり、これらストリップラ
イン３１に供給された信号はこれをそれぞれ伝搬して終
端抵抗３８−高周波接地用コンデンサ３９を通じてグラ
ンド層１９に落とされる。全ジョセフソン接合２７の直
列接続の両端の端子４２，４３間に、各ジョセフソン接
合２７で生じるジョセフソン電圧が加算された電圧が得
られる。図５Ａに示した実施例では、ストリップライン
３１は８つに分割され、その各分割された部分は、フィ
ンラインアンテナ５１，５２の各長手方向と平行なスト
リップラインが６回折返されて構成され、その折返しス
トリップラインがフィンラインアンテナ５１，５２の配
列中心線５０の両側に４つづつ配され、配列中心線５０
の一方側のフィンラインアンテナ５１の受信信号は、こ
れと同一側の４つの折返しストリップラインに、分岐点
５５，６１，６２で４分配されて供給され、配列中心線
５０の他方側のフィンラインアンテナ５２の受信信号
は、これと同一側の４つの折返しストリップラインに分
岐点５６，６３，６４で４分配されて供給される。

【００１９】二つのアンテナ５１，５２の受信信号によ
りストリップライン３１を励振するため、ストリップラ
イン３１の端子４２と４３との間の長さを同一長とする
と、図１に示した一つのアンテナの受信信号によりスト
リップラインを励振する従来のものと比較して励振源か
ら終端抵抗３８に到達する各ストリップライン３１の長
さが短かくなり、それだけストリップライン３１での損
失が小さくなる。

【００２０】フィンラインアンテナ５１，５２の各フィ
ン５１ａ，５１ｂ，５２ａ，５２ｂのそれぞれ互いの内
側の縁の交点における接線が挟む角度、いわゆる挟み角
度θを、図７Ａ乃至７Ｅに示すように、５．０６°、
６．６４°、１０．９２°、１９．４９°、４４．９９
°とした場合の各散乱パラメータＳ₂₁（受信効率に対
応）のシミュレーション結果を図８に示す。図７はミリ
波帯域７４．６〜９５．６ＧＨｚの動作を、マイクロ波
帯域２．８０〜３．６０ＧＨｚの動作でシミュレーショ
ンした結果である。なお図７Ａ乃至Ｅのフィンラインア
ンテナは何れも９４ＧＨｚを動作周波数として設計され
たものである。図８から挟み角度θを６．６度以下にす
ることにより挿入損失（反射）が少なくなり、かつ広帯
域にわたり挿入損失特性の変動も少なくなることが理解
される。

【００２１】図９Ａに従来用いられていたフィンの長さ
が２波長のフィンラインアンテナを、図９Ｂにフィンの
長さが１波長のフィンラインアンテナを、図９Ｃに、図
５に示したフィンの長さが１波長の二つのフィンライン
アンテナ（二重フィンラインアンテナと呼ぶ）をそれぞ
れ示す。これらについて散乱パラメータＳ₂₁のスケーリ
ングシミュレーションを行った結果を図１０に示す。図
１０から、１波長２重フィンラインアンテナは従来の２
波長単一構造フィンラインアンテナや、１波長単一構造
フィンラインアンテナと比較して同等以上の受信効率が
あり、かつ同等以上の平坦な周波数特性を示すことがわ
かる。

【００２２】ストリップライン３１の屈曲部の曲げ直径
Ｒ（図５Ｂ参照）とストリップライン３１の信号線２９
の幅Ｗとの比Ｒ／Ｗと、３．５３ＧＨｚにおける散乱パ
ラメータＳ₂₁との関係を求め結果を図１１に示す。これ
よりＲ／Ｗが３．５より小となると、損失が急に大とな
ることがわかる。従ってＲ／Ｗを３．５程度より大とす
ると反射が少なく損失が小となるが、占有面積を小とす
る点、また限られた大きさのアレー基板１１に対し、な
るべく多くのジョセフソン接合を設ける点からＲ／Ｗを
なるべく３．５に近づけるとよい。

【００２３】信号線２９の間隔Ｓと信号線２９の幅Ｗと
の比Ｓ／Ｗと、３．５３ＧＨｚにおける散乱パラメータ
Ｓ₂₁との関係を求めた結果を図１２に示す。この図から
Ｓ／Ｗが１．５程度以下になると隣接信号線の信号の相
互干渉により損失が比較的急に悪化する。従ってＳ／Ｗ
を１．５程度以上とするが、占有面積を小とする点また
限られた大きさのアレー基板１１に対しなるべく多数の
ジョセフソン接合を設ける点から１．５程度付近が好ま
しいことがわかる。

【００２４】なお従来のジョセフソン接合アレーのスト
リップライン３１の寸法は知らないが、従来技術に示さ
れている図面の寸法から見ると、Ｗ＝５０μｍ、Ｒ＝２
００μｍ、Ｓ＝１００μｍ程度と思われ、この場合はＲ
／Ｗ＝４、Ｓ／Ｗ＝７となり、それぞれ前記実施例の好
ましい値より大であり、それだけジョセフソン接合の実
装密度が小さくなっている。

【００２５】上述では２つのフィンラインアンテナ５
１，５２を用いたが３つ以上のフィンラインアンテナを
用いてもよい。またアンテナとしてはフィンラインアン
テナに限らず、導波管モードからストリップラインモー
ドに変換する機能があれば他のアンテナを同様に複数用
いてもよい。更にこの発明による導波管モード−ストリ
ップラインモード変換器は導波管よりの電磁波をジョセ
フソン接合アレーに供給する場合に限らず、つまりスト
リップライン３１は単なる、誘電体層をグランド層と導
電線とで挟んだものよりなるものでもよく、このストリ
ップラインを介して他の機器、素子へ供給してもよい。
またストリップラインを伝搬して来た電磁波を導波管へ
供給する場合にも適用できる。

【００２６】つまり、導波管モードとストリップライン
モードとの単なる変換においては例えば図１３に図５と
対応する部分に同一符号を付けて示すが、この実施例で
は、フィン５１ａ、５２ａはほぼ平行した４分の１波長
のストリップライン７１ａ、７１ｂ一端に接続され、こ
れらストリップライン７１ａ、７１ｂの各他端は４分の
１波長のストリップライン７１ｃの一端に接続され、ス
トリップライン７１ｃの他端はストリップライン３１の
一端に接続され、ストリップライン３１の他端は信号出
入力端とされる。動作帯域を広くするため、必要に応じ
てフィン５１ａ、５２ａとストリップライン７１ａ、７
１ｂとの各接続点間に抵抗素子７２が接続する。ストリ
ップライン７１ａ、７１ｂ、７１ｃの各インピーダンス
をそれぞれＺ₁ ，Ｚ₂ ，Ｚ₃ とすると、Ｚ₃ ＝√（Ｚ₁
・Ｚ₂ ）とされている。このストリップライン７１ａ、
７１ｂ、７１ｃ、抵抗素子７２はいわゆるＷｉｌｋｉｎ
ｓｏｎ合波・分波手段（接合手段）７１を構成し、アン
テナ５１、５２よりの受信波はストリップライン３１に
合波供給され、逆にストリップライン３１よりの電磁波
はアンテナ５１、５２に分配される。例えばアンテナ５
１、５２の各インピーダンスを５０Ω、ストリップライ
ン７１ａ、７１ｂのインピーダンスを５９．４Ω、スト
リップライン７１ｃのインピーダンスを４２．０Ω、抵
抗素子７２の抵抗値を１００Ω、とストリップライン３
１のインピーダンスを５０Ωとするとインピーダンス接
合のとれた合波・分波が良好に行われる。

【００２７】

【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば複数
のアンテナを用いることにより従来の２波長アンテナと
同等の感度をもつが、アンテナを小形に構成することが
でき、従来より効率よく導波管モードとストリップライ
ンモードとの変換が行える。このようにアンテナを小形
にできるから、ストリップラインをジョセフソン接合の
直列接続で構成した場合は、アレー基板１１の面積が同
一であればジョセフソン接合を従来よりも多数実装する
ことができる。図５Ａに示した実施例の場合は、アレー
基板１１中の２０％がアンテナ部分の面積、８０％がジ
ョセフソン接合アレー部分の面積であるが、図１に示し
た従来のものは、アレー基板１１中の３６％がアンテナ
部分の面積、６４％がジョセフソン接合アレー部分の面
積であり、アンテナ感度は両者ほぼ同一である。よって
この発明によればアレー基板１１の面積が同一の場合、
従来のものよりも高いジョセフソン電圧を得ることがで
きる。

【００２８】しかもこの発明によれば、複数のアンテナ
で、それぞれストリップライン３１を分割した各部をそ
れぞれ励振することができ、長いストリップライン３１
の各部を十分励振することができ、つまりストリップラ
イン３１の全長が同一の場合各励振点から終端までのス
トリップラインの長さがこの発明の方が従来よりも短か
くなり、それだけストリップライン３１の損失が小さく
なり、この点からも従来より高いジョセフソン電圧が得
られる。

【００２９】ストリップラインの屈曲部の屈曲率直径Ｒ
の信号線２９の幅Ｗに対する比Ｒ／Ｗをぼぼ３．５とす
ることにより小さい屈曲率で損失を小とすることがで
き、更にストリップラインの線間隔Ｓの信号線幅Ｗに対
する比Ｓ／Ｗをほぼ１．５にすることにより少ない損失
で線間隔を小とすることができる。更にフィンラインア
ンテナを用い、その挟み角θを６．６度以下とすること
により挿入損失を小とすることができる。

【００３０】図５に示した実施例ではアレー基板１１を
１０．５×１７．０ｍｍ² とし、Ｒ／Ｗを３．５、Ｓ／
Ｗを１．５とし、２５，９４４個のジョセフソン接合を
実装し、９４ＧＨｚ、１３ｍＷのミリ波を照射した時、
１８．５Ｖのジョセフソン電圧が得られ、従来のものよ
りも３７％向上した。なお図１に示した従来のもののア
レー基板は１９×１０．５ｍｍ² 、実装されたジョセフ
ソン接合の数は１８，９９２個であった。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の導波管モード−ストリップラインモード
変換器をもつジョセフソン接合アレーを示す平面図。

【図２】Ａはジョセフソン接合アレーと導波管との結合
例を示す斜視図、Ｂはストリップライン３１の断面を示
す図である。

【図３】Ａ乃至Ｄはそれぞれ図１中の鎖線ａ乃至ｄの断
面図である。

【図４】図１のジョセフソン接合アレーの等価回路図。

【図５】Ａはこの発明の実施例を示す平面図、Ｂは図５
Ａ中の鎖線Ｉ内の拡大図である。

【図６】図５Ａに示した実施例中のジョセフソン接合ア
レーの等価回路図。

【図７】Ａ乃至Ｅは各種挟み角θのフィンラインアンテ
ナパターンを示す図である。

【図８】図７Ａ乃至図７Ｅに示した各種挟み角のアンテ
ナの損失特性を示す図。

【図９】Ａは従来の２波長フィンラインアンテナを示す
図、Ｂは１波長フィンラインアンテナを示す図、Ｃは１
波長二重フィンラインアンテナを示す図である。

【図１０】図９Ａ乃至図９Ｃに示した各アンテナの損失
特性のシミュレーション結果を示す図。

【図１１】信号線幅Ｗで規準化したストリップライン屈
曲直径Ｒと損失との関係のシミュレーション結果を示す
図。

【図１２】信号線幅Ｗで規準化したストリップライン間
隔Ｓと損失との関係のシミュレーション結果を示す図。

【図１３】この発明の他の実施例を示す平面図。

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一部が導波管に挿入されるべき誘電体基
   板と、 その基板の上記導波管に挿入されるべき部分に形成され
   たｎ個（ｎは２以上の整数）のアンテナと、 上記基板の上記導波管の外部に形成され、一端を信号入
   出力端とするストリップラインと、 そのストリップラインの他端と上記各アンテナとをそれ
   ぞれ高周波的に接続する結合手段と、 を具備する導波管モード−ストリップラインモード変換
   器。
2. 【請求項２】 請求項１のモード変換器において、 上記アンテナはフィンラインアンテナであって、その長
   さが使用電磁波の１波長（基板上の短縮波長）以下であ
   る。
3. 【請求項３】 請求項２のモード変換器において、 上記フィンラインアンテナの挟み角が６．６度程度より
   小とされている。
4. 【請求項４】 請求項３のモード変換器において、 上記フィンラインアンテナは２つであって、長手方向を
   同一として横に並べられ、互いに内側のフィンは一体に
   形成され、その配列方向の幅は上記導波管の管内高さと
   ほぼ等しくされている。
5. 【請求項５】 一部が導波管に挿入されるべき誘電体基
   板と、 その基板の上記導波管に挿入されるべき部分に形成され
   たｎ個（ｎは２以上の整数）のアンテナと、 上記基板の上記導波管の外部に形成され、信号線が多数
   のジョセフソン接合を直列接続して構成され、高周波的
   に４ｎ分割され、両端を出力端子とするストリップライ
   ンと、 そのストリップラインの分割された各４つの部分と上記
   アンテナの各１つとをそれぞれ高周波的に接続する接合
   手段と、 を具備する導波管モード−ストリップラインモード変換
   器。
6. 【請求項６】 請求項５のモード変換器において、 上記アンテナはフィンラインアンテナであって、その長
   さが使用電磁波の１波長（基板上の短縮波長）以下であ
   る。
7. 【請求項７】 請求項６のモード変換器において、 上記フィンラインアンテナの挟み角が６．６度程度より
   小とされている。
8. 【請求項８】 請求項７のモード変換器において、 上記フィンラインアンテナは２つであって、長手方向を
   同一として横に並べられ、互いに内側のフィンは一体に
   形成され、その配列方向の幅は上記導波管の管内高さと
   ほぼ等しくされている。
9. 【請求項９】 請求項８のモード変換器において、 上記ストリップラインの分割された各８つの部分は、そ
   れぞれ上記フィンラインアンテナの長手方向に延長した
   ストリップラインが複数回折返されてなり、これら８つ
   の折返しストリップラインは上記二つのフィンラインア
   ンテナの配列中心線の延長線の両側に４つづつ配され、
   各４つは平行にならんでおり、上記配列中心線の一方の
   側のアンテナが、同一側の４つの折返しストリップライ
   ンに接続され、上記配列中心線の他方の側のアンテナ
   が、これと同一側の４つの折返しストリップラインに接
   続される。
10. 【請求項１０】 請求項５乃至９のモード変換器におい
    て、 上記ストリップラインの信号線の屈曲部の曲げ直径Ｒの
    その信号線の幅Ｗに対する比Ｒ／Ｗが３．５程度とされ
    ている。
11. 【請求項１１】 請求項１０のモード変換器において、 上記信号線の隣接間隔Ｓの上記信号線の幅Ｗに対する比
    Ｓ／Ｗが１．５程度とされている。
12. 【請求項１２】 請求項５乃至９のモード変換器におい
    て、 上記信号線の隣接間隔Ｓの上記信号線の幅Ｗに対する比
    Ｓ／Ｗが１．５程度とされている。