JPH0814882B2

JPH0814882B2 - 励磁回路

Info

Publication number: JPH0814882B2
Application number: JP62180740A
Authority: JP
Inventors: 優森山
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1987-07-20
Filing date: 1987-07-20
Publication date: 1996-02-14
Anticipated expiration: 2011-02-14
Also published as: JPS6423404A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は励磁回路に係り、フェライト応用装置として
有隙ギャップ磁気ヘッドを用いたバイアス磁界の発生装
置や磁歪振動子を用いた超音波発生装置等において、発
生される交流磁界の振幅及び周波数を安定化し得る励磁
回路に関する。

従来の技術圧粉成型焼結製法により製造されるフェライトを応用
した超音波発生用フェライト振動子や磁界発生用のバイ
アスヘッド等の励磁方法は初期の段階においては真空管
やサイリスタ（SCR）等を用いて巻線コイルに励磁電流
を供給する方法が用いられていたが、近年では高速スイ
ッチングが可能で大電力を取扱うことができ、しかも安
価に入手することが可能なMOS型パワーFETを用いて励磁
電流を供給することが主流となっている。

第９図は一般的な磁界発生用のバイアスヘッドの一例
であり、同図中ギャップg₁を有するコア１には励磁コイ
ルL₁が巻かれ、この励磁コイルL₁に励磁電流ｉを供給す
ることによって発生するギャップg₁における漏洩磁界を
バイアス磁界として用いるものである。

コア１の材質としてはニッケル−鉄（Ni-Fe），ケイ
素−鉄（Si-Fe）等の金属材料，あるいはバイアス周波
数が高くなった場合にパワーロスが少ないマンガン−亜
鉛（Mn-Zn）等のフェライトが多く用いられる。上記バ
イアスヘッドは電気−磁気変換系であるため電気的等価
回路は、微少であると考えられる巻線間容量を無視すれ
ば単純にコイルと抵抗の直列回路となる。この場合のコ
イルのインダクタンスＬはコイルの巻線をＮ、コア１の
磁気抵抗をRm、ギャップg₁の磁気抵抗をRg₁としたときＬ＝N²/（Rm＋Rg₁）で与えられる。

第10図はフェライトを応用した一般的な型超音波フ
ェライト振動子の一例である。同図中、２はフェライト
振動子の本体であり、静バイアス磁化用永久磁石３と共
に閉磁路を構成し、励磁コイルL₂による電磁励振により
振動面４が振動する磁歪振動子として動作する。このフ
ェライト振動子は電気−磁気−機械変換系であるため、
電気的等価回路としては、先のバイアスヘッドに比べる
とやや複雑になる。その理由はフェライト振動子のイン
ピーダンスが負荷の状態によって変化するためであり、
一般には並列共振と直列共振とが励振の目的に応じて選
択されて用いられる。

第11図はフェライト振動子のインピーダンスチャート
であり、同図中Zd₀は制動インピーダンス、Zm₀は動イン
ピーダンスの直径、frは共振周波数、faは反共振周波
数,fmは最大キャビテーション周波数であり同図中、下
半分のＹ方向はアドミタンスを示し上半分のＺ方向のイ
ンピーダンスにそれぞれ対応する。フェライト振動子を
振動させるためには、その励振周波数としてfa,frまた
はfmのうちのいずれかを選択し、直列共振か並列共振か
を選択する。

第12図は第11図に示すインピーダンスチャートにおい
て、フェライト振動子を反共振周波数faで励振する場合
の等価回路であり、この場合には並列共振コンデンサCp
を付加し、フェライト振動子の制動インダクタンスLd₀
と周波数faで共振する様に励磁コイルfaの交流電流を供
給することにより振動を持続させることができる。同図
中ωａは ωａ＝２πfaを示す。

第13図は第11図に示すインピーダンスチャートにおい
てフェライト振動子を共振周波数frで励振する場合の等
価回路であり、この場合には直列コンデンサCsを付加
し、フェライト振動子の制動インダクタンスLd₀と共振
する様にfrの交流電流を励磁コイルに供給することによ
り振動を持続させることができる。

一般に第９図及び第10図で示したような誘導性の負荷
に対しては、正弦波発振器等によって発生された信号を
広帯域電力増幅器で増幅したものを駆動電流として供給
するが、誘導性負荷の場合には駆動電流の周波数が高く
なるに従ってインピーダンスが高くなり、より高い駆動
電圧が必要となる。そこで共振によってインピーダンス
を低く設定すれば駆動が容易になる。

磁気ヘッドやフェライト振動子等の励磁コイル及びこ
れらと共振するコンデンサからなるLC共振回路の構成と
しては、小振幅発振用のピアース発振回路，ハートレー
発振回路等の他に第14図及び第15図に示すようなマルチ
バイブレータ形式のLC発振回路が用いられる。このマル
チバイブレータ形式のLC共振発振回路は励磁コイルに大
電流を流し得ること及びコアを直流磁化させにくいとい
う点で優れており多用されている。

第14図は従来より用いられているソース結合マルチバ
イブレータの一例である。マルチバイブレータはその２
つの出力端子間にリアクタンス素子を挿入することによ
り、このリアクタンス素子の共振周波数で発振し、ここ
では磁気ヘッド５（あるいはフェライト振動子）を駆動
する励磁コイルL₃と共振コンデンサC₁によって共振周波
数が決定される。同図中R₁〜R₄はバイアス抵抗、Q₁,Q₂
はMOS型FET、Cg₁,Cg₂は結合コンデンサ、Rd₁,Rd₂はドレ
イン抵抗である。同図の回路例は原理的なものであっ
て、実際に共振発振させる場合には共振インピーダンス
が数オーム程度に小さくなるためドレイン抵抗Rd₁,Rd₂
に対する負荷が大きくなり、Rd₁,Rd₂を数オーム以下に
しなければならない等の発振条件における制約がある。

第15図は従来より用いられているソース結合マルチバ
イブレータの一例であり、磁気ヘッド６に巻かれた励磁
コイルL₄及びL₅のそれぞれに対して希望する周波数で共
振するようなコンデンサC₂及びC₃が並列に接続されてい
る。第12図と同一構成部分には同一符号を付して説明を
省略する。

同図の回路は並列共振回路であるために共振インピー
ダンスが高くなり、高い電源電圧V_Bが必要とされる等の
問題点はあるが、大振幅磁界を発生させて磁気テープ全
体を数秒で消去させるバルクイレーサと呼ばれる消去装
置等に応用されるなど実用的な回路である。

フェライトを用いた磁歪振動子や磁気ヘッドあるいは
その他にもスイッチングレギュレータ,DC-DCコンバータ
等、フェライト応用技術として、一般にパワーエレクト
ロニクスと呼ばれる分野における電気−磁気変換系にお
いては、磁気回路で得られる総磁束φ_０が、Ｎをターン
数、Ｉをコイルの駆動電流、Rmを磁気抵抗とした場合に φ_０＝NI/Rm（Wb）で与えられる。したがって磁気抵抗Rmが一定であれば、
磁束を多くするためにはターン数Ｎと駆動電流Ｉを大き
くすればよいことになるが、励磁コイルのインダクタン
スＬは透磁率をμ、コアの断面積をＳ、磁路の長さをｌ
としたときＬ＝N²/Rm＝N²・μ・S/l と表わされるようにターン数Ｎの２乗に比例して大きく
なり、交流磁界を発生させる場合にはその周波数の上昇
とともに急激にインピーダンスが上昇する。したがって
このような方法で励磁コイルを駆動させるためには高い
電圧が必要となり、駆動回路が大規模になってしまう。
このためコイルとコンデンサの共振現象を利用してコイ
ルのターン数が多くなっても共振インピーダンスを低下
させることによってコイルの駆動を容易にする手段が用
いられている。ただし並列共振の場合にはやはり高圧が
必要とはなるが、共振用のコンデンサを挿入することに
より力率を改善し得るという効果がある。

発明が解決しようとする問題点しかしながら共振現象を用いた場合にも次のような問
題点がある。第12図または第13図のフェライト振動子の
等価回路において、周波数faあるいはfrの発振器出力信
号を広帯域電力増幅器によって増幅して励磁コイルを駆
動した場合には、フェライト振動子を構成する駆動コイ
ルの電気抵抗による銅損、コアのヒステリシス損、うず
電流損等によりフェライト振動子が発熱し、インダクタ
ンスが変化する。このため共振コンデンサの温度補償特
性では補償できない程に共振周波数が変動して発振器の
周波数と一致しなくなるため、振動が停止してしまう場
合もある。

第９図に示したバイアスヘッドを直列共振させた場合
にも同様な理由によって共振周波数が変動して駆動効率
が低下してしまうという問題点がある。

これらの問題点は、共振回路を同調周波数で駆動する
ことをやめて、第14図または第15図に示したように共振
周波数において発振する発振回路とすることで改善し得
るが、共振周波数を決定するコイルとコンデンサの精度
が５％程度であること、温度変化によっても周波数が変
化することなどからある程度の周波数の変動は免れな
い。

マイクロコンピュータやシステムコントローラが制御
手段として用いられている近年のバイアス磁界発生装置
や超音波発生装置においては、上記のような周波数変動
を伴う信号がマイクロコンピュータやシステムコントロ
ーラのシステムクロックと干渉を起してビート雑音を発
生し、誤動作の原因の一つとなっている。

周波数を安定化させる方法としては、共振コンデンサ
を電子的に可変にしてPLL（フェーズ・ロックド・ルー
プ）化する方法（オーバートーンVXO等）が知られてい
るが、これは共振コンデンサ端子に1kV程度の印加電圧
がかかるため、通常のバリキャップ等を用いた電圧制御
可変容量回路では実現が困難であり、またコイルの一部
をジャイレータ等を用いた電圧制御可変インダクタンス
で構成することにも種々の困難が伴う。

バイアスヘッドが発生する磁界の強度、あるいはフェ
ライト振動子の振動強度に関しては、発振器出力を広帯
域電力増幅器で増幅して駆動させる場合には、増幅度を
変えることによって励振レベルを調整することができ
る。しかし、第14図又は第15図に示した発振回路ではそ
の発振動作がMOS型パワーFETQ₁,Q₂の飽和スイッチング
動作によるものであるため、励振レベルは電源電圧＋V_B
によって決定される。したがって励振レベルを変化させ
るためには電源電圧を変化させなければならないが、電
源電圧を変化させることによって、Q₁,Q₂の相互コンダ
クタンスgmが変化したり、または動作バイアス点が変化
してしまうことから発振条件を満足させた範囲内での励
振レベルの変化範囲はわずかなものしか得られないとい
う問題点がある。

更に、バイアスヘッドの励磁コイルに一定の起磁力を
供給し得たとしても、ギャップ中の特定の点（例えばギ
ャッップ先端より0.5mm離れた点等）における磁界強度
が温度が変化することによって必ずしも一定にならない
という問題点がある。これは温度が変化することによっ
てコアが変形したり、透磁率が変化したり、またはギャ
ップの寸法が変化することなどによる。

実際に、あるコアについて、起磁力を一定にしてコア
温度を０℃から100℃まで変化させて磁束密度を測定し
たところ、ギャップ中で2,000ガウス〜1930ガウスとい
う範囲での変動が認められた。

このような磁界強度の変動は、マイクロコンピュータ
等を用いて磁界の発生を伴う装置を数値制御によって高
い精度で管理しようとする場合の障害となっている。

第10図で示した超音波フェライト振動子においてもバ
イアスヘッドについての説明で述べたことと同様の理由
で、高い精度での振動振幅が得られないという問題点が
ある。

本発明は上記の点に鑑みてなされたものであって、発
生する交流磁界の振幅と周波数を高い精度で一定に保つ
励磁回路を提供することを目的とする。

問題点を解決するための手段本発明はコイルL₁₀及び第１のコンデンサC₅より構成
される起動用の第１の共振回路と、磁気ヘッド12のコアに巻回された励磁コイルL₅及び該
励磁コイルL₅に直列に接続された第２のコンデンサC₄よ
り構成され、該励磁コイルL₅を共振駆動し、電気信号を
磁気信号へ変換する第２の共振回路と、その出力を該第１及び第２の共振回路へ供給し、該第
１及び第２の共振回路と共に発振回路を構成する電力増
幅部X₁とよりなり、該第１の共振回路の出力信号が該電力増幅部X₁に帰還
されることにより初期発振状態が決定された後所定の定
常発振状態においては主たる負荷となる該第２の共振回
路によって決定される発振周波数によって該第２の共振
回路中の該励磁コイルL₅を駆動することを特徴とする。

作用本願発明によれば、第２の共振回路により、低インピ
ーダンス化を可能とし、励磁コイルと第２のコンデンサ
とを直列に接続する構成により、温度変化による周波数
及び振幅特性の変化を帰還ループにより一定に保つこと
が可能となり、しかも、起動手段である第１の共振回路
を設けることにより、第２の共振回路の温度変化等に起
因する停止を避けることができ、周囲の状況によらず交
流磁界の振幅及び周波数特性を安定させることができ
る。

実施例第１図は本発明になる励磁回路の一実施例のブロック
図を示す。同図中、データ入出力回路７は本励磁回路の
発生磁界振幅強度をディジタルデータによって設定する
回路であり、その出力端子7aから出力される信号群ｍは
D/Aコンバータ８のディジタルデータ入力端子群8aへ供
給され、出力端子7bからは磁界発生の開始，停止を制御
するデータ群ｎが出力されて基準電源９のイネーブル端
子9aへと供給され、出力端子7cからは発振周波数のプロ
グラムデータ群ｑが出力され、プログラマブルカウンタ
15のプログラム入力端子群15aへ供給される。

基準電源９はイネーブル端子9aへ入力される論理信号
レベルが０の場合には所定の直流基準電圧（例えば＋1
0.00ボルト）を、又論理信号レベルが１の場合には接地
電位を出力端子9bより出力しD/Aコンバータ８の基準電
圧入力端子8bへ供給する。

D/Aコンバータ８は、ここではBCDコード入力形式のマ
ルチプライングD/Aコンバータを用いており、例として
上述した基準電圧入力端子8bの入力電圧が＋10.00ボル
ト、データ入出力回路７から入力端子8aに供給される入
力ディジタルデータがBCD4ディジットで1001,1001,100
1,1001の場合に出力端子8cに＋9.999ボルトの直流電圧
を出力するものとし、その出力された直流電圧はトラッ
キング電源10の基準電圧入力端子10aに供給される。ト
ラッキング電源10は他に制御入力端子10bを有してお
り、出力端子としてはプラス電圧出力端子10c、マイナ
ス電圧出力端子10d及び接地電位出力端子10eがあり、そ
れぞれ発振回路11の各入力端子11a,11b,11cに接続され
ている。

発振回路11は後述するように第２図にその原理図を示
す発振回路であって、２つの出力端子11s及び11tを有し
ており、出力端子11sは共振用コンデンサC₄を介してバ
イアス磁界発生用磁気ヘッド12の励磁コイルL₅の一端に
接続され、出力端子11tは電圧制御可変インダクタンス
回路13を構成するトロイダルコアａの１次巻線コイルL₆
を介して前記バイアス磁界発生用磁気ヘッド12の励磁コ
イルL₅の他端に接続されている。

バイアス磁界発生用磁気ヘッド（以下バイアスヘッド
と呼ぶ）12のコアには上記励磁コイルL₅とは別に磁束検
出用巻線コイルL₇が設けられており、このL₇の一端は接
地され、他端はピークディテクタ14の入力端子14a、プ
ログラマブルカウンタ15の入力端子15b及びカウンタ22
の入力端子22aへ接続されている。

ピークディテクタ14は積分増幅回路，絶対値増幅回
路，ピーク値検出保持回路によって構成される機能ブロ
ック回路であり、出力端子14bからは後述する直流電圧
がトラッキング電源10の制御入力端子10b及びA/Dコンバ
ータ26へ供給される。

バイアス磁界発生用磁気ヘッド12に設けられた磁束検
出用巻線コイルL₇の両端に発生する誘起電圧ｅは前記ピ
ークディテクタ14の中の積分増幅回路において積分方式
磁束検出の原理により磁束密度の信号波形に対応した電
圧変化に変換された後、絶対値増幅回路によって両波整
流され、ピーク値保持回路によってそのピーク値電圧に
対応する直流電圧とされ、トラッキング電源10の制御入
力端子10bへ供給される。

次に発生磁界を正確に数値制御することが可能となる
ことにつき説明するが、簡単のために電圧制御可変イン
ダクタンス回路13の１次コイルL₆のインダクタンスは無
視し得るものとする。まずバイアスヘッド12によって発
生されるギャップ中の磁束密度を例えば2000ガウスに設
定しようとする場合に、D/Aコンバータ８のデータ入力
端子群8aにBCDコード４ディジットで上位より、0010,00
00,0000,0000と入力されるとD/Aコンバータ８の出力端
子8cからは基準電圧として＋2.000ボルトがトラッキン
グ電源10の基準入力端子10aへ供給される。

トラッキング電源10の制御入力端子10bの電圧は、バ
イアスヘッド12において磁界が発生されていない初期状
態では接地電位であり、このときトラッキング電源10で
は、基準入力端子10aと制御入力端子10bが同電位になる
までプラス（＋）出力端子10cとマイナス（−）出力端
子10dの出力電圧を上昇させ続ける動作をする。基準入
力端子10aと制御入力端子10bが一度同電位となった後
は、トラッキング電源10は一定の電圧を出力端子10c,10
dより出力するが、10bに入来する電圧が変動すると、そ
れに応じて、出力電源電圧を変化させ、10bに入力され
る電圧が常に10aに供給される電圧と等しくなるよう動
作する。

共振発振回路11は入力端子11a、及び11bに印加される
電圧が上昇し、ある所定の電圧になった時点から発振を
開始し、（本実施例では±５ボルト）、例えば11a,11b
の電位が±15ボルト（11a,11bの電圧差は30ボルト）の
状態で75ターンの励磁コイルL₅と共振コンデンサC₄の共
振インピーダンスが15Ωであったとすると、発振回路11
の出力端子11s,11tからは励磁コイルL₅に対して150AT
（アンペアターン）の磁化力が印加される。このときバ
イアスヘッド12のギャップ中に2000ガウスの磁束密度の
磁界が発生するようにバイアスヘッド12が設計されてい
た場合に、磁束検出用コイルL₇から検出された磁束信号
波形の振幅が2.000ボルトとなるように調整されている
とすると、ピークディテクタ14の入力端子14aには、振
幅が2.000ボルトのこの信号が供給され出力端子14bから
はプラス2.000ボルトの直流電圧がトラッキング電源10
の制御電圧入力端子10bに供給される。このときトラッ
キング電源10ではその10aと10bに供給される直流電圧が
等しくなったため、トラッキング電源10の出力電圧は±
15ボルトに維持されることとなる。

バイアスヘッド12のコアの温度上昇等によって磁界が
変化し検出される磁束が減少した場合には、更にトラッ
キング電源10の出力電圧は上昇し、逆に検出される磁束
が増加した場合には、トラッキング電源10の出力電圧は
低下してバイアスヘッド12において発生される磁界は常
に一定となる。

第２図に示す回路図は第１図のブロック図中発振回路
11を詳細に説明するために示した原理的な回路図であ
る。

まず第２図中破線で囲まれた共振発振回路11の動作に
ついて説明する。同図中11a,11b,11cは電源電圧入力端
子であり、11aからはプラス電圧がパワーOPアンプX₁,X₂
の＋ｖ入力端子へ、11bからはマイナス電圧がパワーOP
アンプX₁,X₂の−ｖ入力端子へそれぞれ印加される。11c
は接地電位入力端子であり、すべての接地端子に共通に
接続されている。T₁は起動トリガートランスでありC₅は
共振コンデンサ、Rg,Ri,Rfはそれぞれ抵抗である。パワ
ーOPアンプX₁の反転入力端子は接地されており、非反転
入力端子は抵抗Rgを介して接地されていると同時に、起
動トリガートランスT₁の２次コイルL₁₀の正端子とコン
デンサC₅の一端に接続されている。２次コイルL₁₀の負
端子とコンデンサC₅と他端はともに接地されている。

パワーOPアンプX₁の出力端子はトリガートランスT₁の
１次コイルL₉の正端子へ接続されるとともに抵抗Riを介
してパワーOPアンプX₂の反転入力端子へ接続されてお
り、パワーOPアンプX₂の非反転入力端子は接地されてい
る。パワーOPアンプX₂の出力端子は抵抗Rfを介して反転
入力端子へ帰還接続されていると同時に端子11tを介し
てバイアスヘッド12の励磁コイルL₅の一方の端子に接続
されている。

バイアスヘッド12の励磁コイルL₅のインダクタンスと
共振コンデンサC₆の容量は希望する発振周波数に直列共
振する様にその値があらかじめ決定されており、その周
波数にトリガートランスT₁の２次コイルL₁₀とコンデン
サC₅が同調するようにそのインダクタンスと容量が選ば
れている。

第３図はトリガートランスT₁の１次コイルL₉側につい
て実測した周波数対インピーダンス特性の一例を示すグ
ラフであり、２次コイルL₁₀のインダクタンスとコンデ
ンサC₅の容量が周波数f₁,f₂,f₃のそれぞれで同調するよ
うに選ばれている場合に、トリガートランスT₁の２次コ
イルL₁₀とコンデンサC₅はともに接地されていることに
より閉回路を構成し、共振周波数で２次コイルL₁₀及び
コンデンサC₅には最大電流が流れる。そのため１次コイ
ルL₉のインピーダンスは第３図に示すように共振周波数
f₁,f₂,f₃において最少となる。

電源電圧＋ｖ及び−ｖがパワーOPアンプX₁に印加され
ると、初期状態においてはX₁は無帰還増幅器として作動
し、入力端子に発生する雑音等がX₁により増幅され、そ
の電流がトリガートランスT₁の１次コイルL₉に供給され
ると、２次コイルL₁₀に上記雑音等による誘起電圧が発
生する。２次コイルL₁₀とコンデンサC₅は、パワーOPア
ンプX₁の非反転入力端子側から見れば並列共振回路であ
ることにより、共振周波数においてL₁₀,C₅からなる回路
のインピーダンスは高くなり、L₂に誘起された雑音成分
のうち共振周波数領域の雑音成分がパワーOPアンプX₁の
非反転入力端子に正帰還されることになり、パワーOPア
ンプX₁はL₁₀,C₅によって決定される共振周波数で正帰還
発振を開始する。

パワーOPアンプX₁の出力端子より取り出されるL₁₀,C₅
の共振周波数の出力信号は抵抗Riを介してパワーOPアン
プX₂において−Rf/Riの利得で逆相信号として増幅さ
れ、パワーOPアンプX₂の出力端子から取り出される。こ
のようにパワーOPアンプX₁とX₂は差動ドライバーとして
の動作を行う。

パワーOPアンプX₁の出力信号はトリガートランスT₁の
１次コイルL₉を介して端子11sよりバイアスヘッド16の
励磁コイルL₅と直列に接続されたコンデンサC₄の一端に
供給される。一方X₁の出力信号とは逆相となるパワーOP
アンプX₂の出力信号は励磁コイルL₅の他端に供給され
る。ここでトリガートランスT₁の１次コイルL₉はコンデ
ンサC₄を介してバイアスヘッド12の励磁コイルL₅と直列
接続されていることからL₉とL₅には同一の電流が流れる
こととなるが、L₉のターン数がL₅のターン数に対して非
常に小さい値に設定されていることから、L₁₁と共振コ
ンデンサC₄の共振インピーダンスがパワーOPアンプX₁の
主たる負荷インピーダンスとなる。これより初期状態に
おいてはL₁₀とC₅によって決定された周波数によって発
振が開始され、定常状態に移行した後はL₅とC₄によって
決定される共振周波数によって発振が持続される。

この発振回路は、従来例で述べたマルチバイブレータ
回路と基本構成としては類似してはいるが、低電圧から
安定に発振を開始させることができるという特長を持っ
た今までにない回路方式である。第４図は発振回路11の
実際の回路の回路図を示すもので、第２図に対応する部
分には同一符号を付す。この回路はパワーOPアンプX₁,X
₂の後段に電流増幅回路17,18を設けることにより全体と
して電力増幅回路としたもので、これは電源電圧＋Vcc
を変化させることにより、出力振幅を変化させることが
可能である。

次に第１図にて示した本発明になる励磁回路を構成す
る電圧制御可変インダクタンス回路13について説明す
る。第５図は第１図における電圧制御可変インダクタン
ス回路13を取り出して示したもので、これは後述する水
晶同期共振回路の一部を構成するものである。第５図に
おいて端子13aはトロイダルコアの１次コイルL₆の一端
に接続されており、L₆の他端は端子13bに接続されてい
る。トロイダルコアの２次コイルL₈の一端はMOS型パワ
ーFET（パワーFET）Q₃のドレインに接続されており、L₆
の他端はMOS型パワーFETQ₄のドレインに接続されてい
る。パワーFETQ₃及びQ₄のソースは共通に接地されてい
る。Q₃とQ₄のゲートは共通に制御電圧入力端子13cに接
続されている。又、Q₃及びQ₄のそれぞれのサブストレー
トとソースは接続されている。

パワーFETQ₃及びQ₄は、このように２個直列に接続す
ることにより双方向性の可変抵抗素子として動作する。
すなわちQ₃及びQ₄のゲート・ソース間に正のバイアス電
圧を加えた場合に、Q₃,Q₄のドレイン・ソース間に流れ
る電流がある値より小さいときはQ₃,Q₄ともに電流はチ
ャネル部を流れるため、電流−電圧特性は直線的なオン
抵抗特性を示す。電流をある値以上に多く流すと、一方
のパワーFETはチャネル部を電流が流れ、他方はそのPN
接合のダイオード部に電流が流れることになる。これは
ちょうど同図に破線で示したように２つのダイオードの
アノード同志を接続した場合と類似した効果を示す。

第６図は第５図に示す回路のゲート電圧Vgsに対する
コイルL₆のインダクタンスの特性を示している。第５図
においてトロイダルコアに設けた１次コイルL₆のインダ
クタンスＬは２次コイルL₈が開いている場合にはターン
数をN,真空の透磁率をμ₀,比透磁率μs,トロイダルコア
の断面積をS,トロイダルコアの平均磁路長をｌとしたと
きＬ＝N²・μ_０・μｓ・S/lで表わされる固定インダク
タンスであり、本実施例では33マイクロヘンリーであっ
た。

次に２次コイルL₈が第５図に示すように２つのパワー
FETQ₃,Q₄を介して閉じている場合には、Q₃及びQ₄のゲー
トバイアス電圧Vgsを上昇していくと、略3.5ボルト付近
から１次コイルL₆のインダクタンスが減少しはじめ、直
線的に減少したあと、約5.5ボルト付近からL₆のインダ
クタンスは一定の値となる。このようにL₆のインダクタ
ンスが減少する理由は、２次コイルL₈に誘起された電圧
によってL₈内に流される電流はちょうど磁路内にある磁
束を打ち消す方向にながれ、それによって一次コイルL₆
に流れる電流によって生じる磁束が等価的に小さくなる
（相反作用）からである。

L₆及びL₈によって構成されるトランスがコアーロスの
ない理想トランスの場合には原理的に２次コイルL₈が閉
じている場合の１次コイルL₆のインダクタンスはゼロと
なる。

第６図に示す特性図のうちゲートバイアス電圧Vgsに
対してL₆のインダクタンスが略直線的に変化する部分
（記号lin.で示す）の特性を利用して以下に述べる水晶
同期PLL共振回路を実現し得る。

再び第１図に戻って水晶同期PLL共振回路について説
明する。同図中、上記バイアスヘッド12により発生され
る磁界を一定にし得る回路の説明時には発振回路11の出
力端子11tと励磁コイルL₅とが直接に接続されていると
して説明したが、ここでは発振回路11の出力端子11tと
励磁コイルL₅との間に、上記電圧制御可変インダクタン
ス回路13が第１図に示すように配置されているとする。

磁束検出用コイルL₇の接地されていない方の端子は上
記ピークディテクタ14の入力端子14aに接続されている
と同時にプログラマブルカウンタ15の入力端子15bに接
続されている。磁束検出用コイルL₇によって微分検出さ
れた磁束変化の信号はプログラマブルカウンタ15におい
て積分され、プログラマブルカウンタ15内のコンパレー
タによってTTLレベルの信号に変換されたのち、入力端
子15aに入来する信号によってＮ分の１（Ｎは正の整
数）に分周されて出力端子15cにより取り出され、フェ
ーズコンパレータ19の入力端子19aへ供給される。

基準発振器20からは、磁束検出用コイルL₇からの信号
がプログラマブルカウンタ15によって分周された信号の
周波数に相当する基準周波数の信号が水晶発振の精度で
出力され、フェーズコンパレータ19の入力端子19bに供
給される。フェーズコンパレータ19は入力端子19aに入
来する信号の周波数と入力端子19bに入来する基準周波
数との位相差を直流電圧に変換して出力端子19cを介し
て電圧制御可変インダクタンス回路13の入力端子13cに
供給する。

発振回路11の出力端子11s及び11tに接続される共振コ
ンデンサC₄の容量、励磁コイルL₅のインダクタンス、及
び電圧制御可変インダクタンス回路13の１次コイルL₆の
インダクタンスは、予め希望する周波数f₀（基準発振器
20によって発振される信号の周波数をf₁としたときf₀＝
Ｎ・f₁である）になるべく近い周波数で共振するように
設定される。第１図の回路全体が動作を開始した初期状
態においては、共振コンデンサC₄,励磁コイルL₅,及び電
圧制御可変インダクタンス回路13の可変範囲の略中間値
のインダクタンスとによって決定される発振周波数で共
振励磁が行なわれる。そして磁束検出用コイルL₇によっ
て初期励磁信号波形が検出されるとフェーズコンパレー
タ19において位相比較動作が行なわれ、共振コンデンサ
C₄,励磁コイルL₅,及び電圧制御可変インダクタンス回路
13の１次コイルL₆によって構成される共振回路の共振周
波数がf₀になるまで制御電圧Vgsを逐次修正する。

このようなPLL同期動作を行なうことによってバイア
スヘッド12に励磁される磁界の周波数は水晶発振の精度
で安定化される。

第７図は本実施例の励磁回路によって発生される交流
磁界の振幅及び周波数の温度変化に対する安定性を実測
したものであり、同図中の破線は共振現象のみの場合の
温度に対する振幅及び周波数変化を示す。

次に第１図中の他の部分について簡単に説明する。カ
ウンタ22はいくつかの機能をもった機能ブロックであり
入力端子22aには磁束検出用コイルL₇に誘起された磁束
信号が供給され、この磁束信号はカウンタ22において積
分されパルス列に変換された後、クロック入力端子22b
に基準発振器20より供給される基準周波数のクロックに
よってカウントされ、そのカウントされた値を4.5ディ
ジットBCDデータとして出力端子22cより表示装置23へ供
給される。この場合に例えば１秒間20,000パルスがカウ
ントされた場合には表示装置23に20.00kHzと表示する。
また出力端子22cからは前記BCDデータがデータ入出力回
路７の入力端子7dに供給され、データ入出力回路７によ
って接続される外部機器（図示せず）へ送出される。

温度参照回路24はバイアスヘッドコア12の温度を参照
するための回路である。バイアスヘッドコア12に巻かれ
た前記磁束検出コイルL₇は25℃の状態で100Ωの抵抗値
を示す白金線を用いて製造されたものであり、温度セン
サーの役割も果す。温度参照回路24は定電流（例えば1,
000mA）を磁束検出用コイルL₇に流すと同時に磁束検出
用コイルL₇の両端に生じる電圧降下を検出される磁束の
周期よりも大きい時定数をもった積分回路で積分し、略
直流成分のみを増幅してA/Dコンバータ25に供給する。A
/Dコンバータ25は温度参照回路24から供給される温度に
関するアナログ信号をデジタル信号のBCDデータに変換
し、バイアスヘッドコア12の温度を表示装置に表示させ
ると同時にそのBCDデータをデータ入出力回路７の入力
端子7dに供給する。

A/Dコンバータ26もA/Dコンバータ25と同様にピークデ
ィテクタ14から供給されるアナログ信号をディジタル信
号のBCDデータに変換して表示装置23及びデータ入出力
回路７の入力端子7dに供給する。

マニュアルブロック27はサムホイールスイッチャキー
ボード等で構成されるBCDデータの設定回路であり、D/A
コンバータ８のBCDマグニチュードデータ，プログラマ
ブルカウンタ15のBCDプリセットデータなどを設定する
ためのものである。

第８図は第１図のバイアスヘッド12のギャップ部分を
拡大した様子を示しており、第１図においては磁束検出
用コイルL₇によってバイアスヘッド12の磁束を検出した
のに対して、ここではホール素子21を用いて磁束を検出
する場合の例について説明する。同図中端子21a及び21b
はホール素子21の電流入力端子であり、端子21c及び21d
はホール素子21の電圧出力端子である。21a,21bに一定
の電流を流しておいてギャップ部に磁界を発生させたと
きに21c,21dの両端子間に生じる電位差を適当に増幅し
て第１図のピークディテクタ14及びプログラマブルカウ
ンタ15に供給することにより、より精度の高い磁束の検
出が可能となる。またホール素子を配する位置は第８図
に示すようなギャップ部の中央に限るものではなく、ギ
ャップ外部に生じる磁束を検出する場合などにはギャッ
プ付近の任意の位置に配することが可能である。

また本実施例ではバイアス磁界発生用の磁気ヘッドに
ついて説明したが、超音波フェライト振動子の場合は電
気−磁気−機械変換であり、磁気変換した後振幅及び周
波数を検出してフィードバックさせる場合には、本実施
例と同様に検出コイル若しくはホール素子等の磁気−電
気変換素子を用いればよく、機械的な動作に変換した後
で振動及び周波数を検出してフィードバックさせる場合
には、加速度ピックアップからの信号を積分して振動波
形を得る等の線形一次応答フィードバックを用いる範囲
内であれば本発明が容易に適用し得る。

本実施例では共振駆動するための主たる負荷がコイル
の場合について述べたが、主たる負荷がコイルではなく
コンデンサの場合であっても本発明を同様に適用し得
る。

以上のように本実施例によれば、励磁コイルによって
発生される交流磁界の振幅及び周波数を検出しフィード
バックしているために、励磁コイルの電気抵抗による銅
損、コアのヒステリシス損、うず電流損等によってイン
ダクタンスが変化した場合であっても、また回路に用い
られる素子の精度に多少の誤差がある場合であっても、
励磁振幅は高精度なD/Aコンバータにより決定される非
常に高い精度で安定に維持され、励磁周波数精度も水晶
発振の確度での安定化が可能となり、しかもその振幅及
び周波数の設定はディジタル的に制御することができる
ため、容易に外部のシステムにインターフェースするこ
とが可能となり、その場合にシステムロック等に同期さ
せることができるため、システムのビート雑音の発生に
よる誤動作も皆無となる。

発明の効果上述の如く本発明によれば、第２の共振回路により低
インピーダンス化を可能とし、励磁コイルと第２のコン
デンサとを直列に接続する構成により温度変化による周
波数及び振幅特性の変化を帰還ループにより一定に保つ
ことが可能となり、しかも、第１の共振回路を設けるこ
とにより、第２の共振回路の温度変化等に起因する停止
を避けることができ、周囲の状況によらず交流磁界の振
幅及び周波数特性を安定させることができる等の特長を
有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図及び第
４図は第１図中の発振回路11の原理図及び実際の回路
図、第３図は第２図中のトリガートランスT₁の１次コイ
ルL₉の周波数対インピーダンスの実測図、第５図は第１
図中の電圧可変インダクタンス回路13の説明図、第６図
は第５図の端子13cに供給される電圧Vgs対コイルL₆のイ
ンダクタンスの実測図、第７図は本実施例の振幅及び周
波数の安定性の実測図、第８図は磁束検出手段としてホ
ール素子を用いた場合の概略図、第９図はバイアスヘッ
ドの概略図、第10図は超音波フェライト振動子の概略
図、第11図は超音波フェライト振動子のインピーダンス
チャート、第12図及び第13図は超音波フェライト振動子
の等価回路の回路図、第14図及び第15図はソース結合マ
ルチバイブレータ回路を用いた励磁回路の回路図であ
る。 12……バイアスヘッドコア、７……データ入出力回路、
８……D/Aコンバータ、９……基準電源、10……トラッ
キング電源、11……発振回路、13……電圧制御可変イン
ダクタンス回路、14……ピークディテクタ、15……プロ
グラマブルカウンタ、19……フェーズコンパレータ、20
……基準発振器、L₁,L₂,L₃,L₄,L₅……励磁コイル、L₆,L
₈,L₉,L₁₀……コイル、L₇……磁束検出用コイル、T₁……
トリガートランス、Q₁〜Q₄……MOS型FET、X₁,X₂……パ
ワーOPアンプ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】コイルL₁₀及び第１のコンデンサC₅より構
成される起動用の第１の共振回路と、磁気ヘッド12のコアに巻回された励磁コイルL₅及び該励
磁コイルL₅に直列に接続された第２のコンデンサC₄より
構成され、該励磁コイルL₅を共振駆動し、電気信号を磁
気信号へ変換する第２の共振回路と、その出力を該第１及び第２の共振回路へ供給し、発振回
路を構成する電力増幅部X₁とよりなり、該第１の共振回路の出力信号が該電力増幅部X₁に帰還さ
れることにより初期発振状態が決定された後所定の定常
発振状態においては主たる負荷となる該第２の共振回路
によって決定される発振周波数によって該第２の共振回
路中の該励磁コイルL₅を駆動することを特徴とする励磁
回路。
【請求項２】コイルL₁₀及び第１のコンデンサC₅により
構成される起動用の第１の共振回路と、磁気ヘッド12のコアに巻回された励磁コイルL₅及び該励
磁コイルL₅に直列に接続された第２のコンデンサC₄より
構成され、該励磁コイルL₅を共振駆動し、電気信号を磁
気信号へ変換する第２の共振回路と、外部から供給される制御信号により出力振幅を変化され
るトラッキング電源10と、該トラッキング電源10の出力側に接続されて発振回路を
構成する電力増幅部X₁と、該励磁コイルによって発生された交流磁界の磁束を検出
する磁束検出手段L₇とよりなり、該電力増幅部X₁の出力が該第１及び第２の共振回路へ供
給され、該第１の共振回路の出力が該電力増幅部X₁に帰
還されることにより初期発振状態が決定された後、所定
の定常発振状態においては主たる負荷となる該第２の共
振回路によって決定される発振周波数によって該第２の
共振回路中の該励磁コイルL₅を駆動すると共に、該励磁
コイルL₅付近の任意の位置に設けられた該磁束検出手段
L₇によって検出された交流磁界の振幅情報を含む信号が
該トラッキング電源10に供給されて該電力増幅部X₁の出
力振幅を変化させ、該磁束検出手段L₇が設けられた位置
における交流磁界の振幅を略一定に保つことを特徴とす
る励磁回路。
【請求項３】第１のコイルL₁₀及び第１のコンデンサC₅
により構成される起動用の第１の共振回路と、磁気ヘッド12のコアに巻回された励磁コイルL₅及び該励
磁コイルL₅に直列に接続された第２のコンデンサC₄及び
第２のコイルL₆より構成され、該励磁コイルL₅を共振駆
動し電気信号を磁気信号へ変換すると共に該励磁コイル
L₅及び該第２のコイルL₆の合成インダクタンスの一部ま
たは全部が可変である第２の共振回路と、該励磁コイルL₅によって発生された交流磁界の磁束を検
出する磁束検出手段と、その出力を該第１及び第２の共振回路へ供給し、発振回
路を構成する電力増幅部X₁とよりなり、該第１の共振回路の出力信号が該電力増幅部X₁に帰還さ
れることにより初期発振状態が決定された後、所定の定
常発振状態においては主たる負荷となる該第２の共振回
路によって決定される発振周波数によって該第２の共振
回路中の該励磁コイルL₅を励磁すると共に、該励磁コイ
ルL₅付近の任意の位置に設けられた該磁束検出手段L₇に
よって検出された交流磁界の周波数情報を含む信号が該
第２の共振回路に供給されて該励磁コイルL₅及び該第２
のコイルL₆の合成インダクタンスを変化させ、交流磁界
の周波数を略一定に保つことを特徴とする励磁回路。
【請求項４】第１のコイルL₁₀及び第１のコンデンサC₅
により構成される起動用の第１の共振回路と、磁気ヘッド12のコアに巻回された励磁コイルL₅及び該励
磁コイル12に直列に接続された第２のコンデンサC₄及び
第２のコイルL₆より構成され、該励磁コイルL₅を共振駆
動し電気信号を磁気信号へ変換すると共に該励磁コイル
L₅及び該第２のコイルL₆の合成インダクタンスの一部ま
たは全部が可変である第２の共振回路と、外部から供給される制御信号により出力振幅を可変され
るトラッキング電源10と、該トラッキング電源10の出力側に接続され発振回路を構
成する電力増幅部X₁と、該励磁コイルによって発生された交流磁界の磁束を検出
する磁束検出手段L₇とよりなり、該電力増幅部X₁の出力が該第１及び第２の共振回路へ供
給され、該第１の共振回路の出力信号が該電力増幅部X₁
に帰還されることにより初期発振状態が決定された後所
定の定常発振状態においては主たる負荷となる該第２の
共振回路によって決定される発振周波数によって該第２
の共振回路中の該励磁コイルL₅を駆動し、該励磁コイル
L₅付近の任意の位置に設けられた該磁束検出手段L₇によ
って検出された交流磁界の振幅情報を含む信号が該トラ
ッキング電源10に供給されて該電力増幅部X₁の出力振幅
を変化させ、該磁束検出手段L₇が設けられた位置におけ
る交流磁界の振幅を略一定に保つと共に、該磁束検出手
段L₇によって検出された交流磁界の周波数情報を含む信
号が該第２の共振回路に供給されて該励磁コイルL₅及び
該第２のコイルL₆の合成インダクタンスを変化させ、交
流磁界の周波数を略一定に保つことを特徴とする励磁回
路。