JPH08136636A - Ｇｐｓ受信機の衛星信号追尾方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 衛星信号により位置を測定するＧＰＳ受信機
の衛星信号追尾方法において、みかけのドップラーシフ
トが大きくならないように、高精度の基準発振器が必要
で、受信機が高価になるという問題点を解決し、安価な
基準発振器と安価なマイクロプロセッサを使って、消費
電力が少ない優れたＧＰＳ受信機を実現することを目的
とする。 【構成】 数値制御発振器３４と３９による複数段に分
割した周波数変換３５及び４０とを設けることにより、
安価な基準発振器２７と安価なマイクロプロセッサを使
った制御部３７を用いて、安価で高精度なＧＰＳ受信機
を実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、衛星の信号を受信し位
置を測定するＧＰＳ（Global PositioningSystem）受信
機に関し、受信した衛星信号を、簡単な処理回路と安価
なマイクロプロセッサにより、精度良く測定するための
衛星信号追尾方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ＧＰＳ受信機はカーナビゲーショ
ンシステムや、船舶の航法装置、航空機の航法装置の位
置センサーとして広く利用されている。

【０００３】以下に特開昭５８−８８６７６号公報に開
示される従来のＧＰＳ受信機の衛星信号追尾方法につい
て説明する。図８は従来のＧＰＳ受信機における衛星信
号の追尾方法を示すものである。図８において、１はＧ
ＰＳ衛星、２はＧＰＳ衛星からの電波を受けるアンテ
ナ、３は受け取った衛星信号を増幅、濾波、周波数変換
する高周波部で、４は中間周波の衛星信号を追尾する事
により衛星時刻を測定する信号処理部である。５は測定
した衛星時刻により位置を決定する測位演算部で、６は
衛星信号に追尾する電圧制御発振器である・以上のよう
に構成されたＧＰＳ受信機について、以下その動作を説
明する。まず、ＧＰＳ衛星１の電波をアンテナ２で受け
る。受けた信号は、高周波部３において増幅、濾波し、
中間周波信号に周波数変換して出力する。信号処理部４
では、衛星毎に定められた疑似雑音符号を発生し、受信
信号との相関を求める。受信信号と発生した符号の位相
が一致すると、５０ｂｐｓのデータで位相変調された信
号が得られ、別に発生した搬送波と同期するように、測
位演算部５によって電圧制御発振器６を制御する。搬送
波の同期がとれると、疑似雑音符号の発生にも電圧制御
発振器６の信号を使って事によって、受信信号と受信機
で発生した疑似雑音符号の位相差が変化しない。従っ
て、疑似雑音符号の追尾が容易である。

【０００４】次に、特開平５−５２９３１号公報に示さ
れる第２の従来例であるＧＰＳ受信機の衛星信号追尾方
法について説明する。図９は従来のＧＰＳ受信機におけ
る衛星信号の追尾方法を示すものである。図において、
１はＧＰＳ衛星、２はアンテナ、３は高周波部であっ
て、図８の従来例と同じである。７は周波数精度の高い
基準発振器、８は中間周波のアナログ信号を２値化する
比較器、９は２値化した信号を直交周波数変換する周波
数変換、１０は受信する衛星毎に固有の疑似雑音符号を
発生する符号発生器、１１は周波数変換した信号と発生
した疑似雑音符号の相関を求める相関器、１２は相関結
果を約３０μ秒時間積分する積分器である。符号発生器
１０と相関器１１と積分器１２を１つのチャンネルとし
て、１０チャンネル備えている。１３は１０個の積分器
１２の出力を時系列に順次送り出す並列直列変換、１４
は約３０μ秒で標本化した正弦波を出力する数値制御発
振器、１５は順次送り出される並列直列変換１３の出力
を直交周波数変換する周波数変換、１６は周波数変換し
た信号を前記チャンネル毎に１ｍ秒間積分する積分器、
１７は符号発生器と数値制御発振器の制御により衛星信
号を測定して位置を求める制御部である。

【０００５】以上のように構成されたＧＰＳ受信機につ
いて、以下その動作を説明する。ＧＰＳ衛星１、アンテ
ナ２、高周波部３は第１の従来例と同様である。基準発
振器７は高周波部３に周波数変換の局部信号を出力す
る。局部信号は衛星信号の搬送波周波数と中間周波数
４．０９２ＭＨｚの和または差の一定した周波数であ
る。なお、中間周波数は疑似雑音符号のビットレート
１．０２３ＭＨｚをｆとして４ｆである。次に、高周波
部３が出力する中間周波信号を比較器８によってロジッ
ク信号に変換すると共に、標本化周波数１６ｆで標本化
する。この標本化した中間周波信号を、基準発振器７が
出力する４ｆの局部発振信号によって周波数変換９す
る。周波数変換９は直交したＩとＱの局部発振信号によ
り、ＩとＱの受信信号に変換される。この受信信号の搬
送波は、衛星と受信機の相対運動によるドップラーシフ
トと、基準発振器７の周波数誤差を加えた周波数とな
る。この加えた周波数を以後みかけのドップラーシフト
と呼ぶ。受信する衛星毎に別のチャンネルにおいて、符
号発生器１０が出力する衛星固有の疑似雑音符号と、こ
の受信信号の相関を相関器１１によって求め、積分器１
２において約３０μ秒周期で時間積分する。相関と時間
積分はチャンネル毎に、ＩとＱの受信信号別々について
行う。積分器１２は、相関器の出力が２値なので、９ビ
ットのカウンタで構成する。カウンタの初期値として積
分期間の標本数に対して−０．５倍の値を設定する。積
分器１２の出力は各チャンネル並列に出力し、並列直列
変換１３によって、時間順次信号に変換する。従って、
約３μ秒周期で出力することになる。数値制御発振器１
４は、約１Ｈｚステップの精度で周波数を設定でき、前
記時間積分の周期で標本化した、直交する正弦波を７ビ
ットの量子化精度で出力する。さらに、受信チャンネル
毎に周波数が設定でき、並列直列変換１３の出力タイミ
ングに合わせて順次出力する。周波数変換１５は、並列
直列変換１３の出力を数値制御発振器１４の出力によっ
て周波数変換し、積分器１６によって１ｍ秒周期で時間
積分し、制御部１７へ出力する。積分器１６は、チャン
ネル毎にＩとＱに分けて積分しする。制御部１７は受け
取った積分結果より、受信信号に対する符号発生器の位
相差と搬送波の位相差を測定する。符号発生器１０の位
相と数値制御発振器１４の周波数は、チャンネル毎に衛
星信号を追尾するように制御する。衛星信号に追尾でき
たとき、制御部１７は衛星から位相変調で送られる、５
０ｂｐｓのデータを復調し、軌道要素などを受け取ると
共に、衛星が示す時刻を測定する。測位に必要な衛星が
同時に測定できると、衛星毎の軌道要素などと測定した
時刻より位置を測定し、外部に測定結果を出力する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記第１
の従来の構成では、電圧制御発振器の周波数を変更する
ので、受信チャンネル毎に別の発振器を設けることにな
り、高周波部３に含まれる最初の周波数変換以降の処理
を、チャンネル毎別々に処理しなければならないという
問題点を有していた。

【０００７】また、上記第２の従来の構成では、精度良
く周波数変換１５を行うには、入力信号の標本化周期を
短くする必要があるが、処理が重くなりチャンネル間で
周波数変換を共用できなくなる。そこで、みかけのドッ
プラーシフトが大きくならないように、基準発振器の精
度が高くなければならないという問題点を有していた。
さらに、搬送波の追尾によって測定した、みかけのドッ
プラーシフトを使うことによって、符号位相の追尾にお
いて、受信機の加速度運動による疑似雑音符号の位相差
変化が生じないようにするため、制御部の処理負荷が重
くなって、高性能のマイクロプロセッサが必要なだけで
なく、消費電力が増大するという問題点を有していた。

【０００８】本発明は、上記従来の問題点を解決するも
ので、安価な基準発振器と安価なマイクロプロセッサを
使うことができ、消費電力を低減できるＧＰＳ受信機の
衛星信号追尾方法を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明のＧＰＳ受信機の衛星信号追尾方法は、数値
制御発振器による周波数変換を複数段に分割する、また
は数値制御発振器において異なった周期に分けて位相を
累積加算する、または数値制御発振器が管理する搬送波
の位相変化を求め、演算回路によって符号の位相変化を
求める方法などを有している。

【００１０】

【作用】この方法によって、標本化の周期が短い数値制
御発振では高速の演算可能であり、変換可能な周波数範
囲を広くでき、標本化の周期が長い数値制御発振では低
速の演算回路が使える。さらに、チャンネル間で演算回
路の共用が可能であり、消費電力が少ない上に、きめ細
かな周波数設定により、精度良く周波数変換できる。

【００１１】また、数値制御発振器が管理する搬送波の
位相より、周期的に変化量を求め、この結果に衛星信号
の搬送波と符号の周波数比を掛けて、符号の位相を変更
する方法によって、簡単な回路で受信機の加速度運動に
よる疑似雑音符号の位相差変化が補正でき、この処理に
関する制御部の処理負荷を除くことができる。

【００１２】

【実施例】

（実施例１）以下、本発明の一実施例について、図面を
参照しながら説明する。図１において、２１はＧＰＳ衛
星、２２はアンテナ、２３は高周波部であって、図９の
従来例と同じである。２７は基準発振器、２８は中間周
波のアナログ信号を２値化する比較器、２９は２値化し
た信号を直交周波数変換する周波数変換、３０は受信す
る衛星毎に固有な疑似雑音符号を発生する符号発生器、
３１は周波数変換した受信信号と符号発生器で発生した
疑似雑音符号との相関を求める相関器、３２は相関結果
を約３．７９μ秒時間積分する積分器である。符号発生
器３０と相関器３１と積分器３２を１つのチャンネルと
して、１０チャンネル備えている。３３は１０個の積分
器３２の出力を時系列に順次送り出す並列直列変換、３
４は約３．７９μ秒で標本化した正弦波を出力する数値
制御発振器、３５は順次送り出される並列直列変換３３
の出力を直交周波数変換する周波数変換、３６は周波数
変換した信号を前記チャンネル毎に約３０μ秒間積分す
る積分器である。３８は１０個の積分器３６の出力を時
系列で順次送り出す並列直列変換、３９は約３０μ秒で
標本化した正弦波を出力する数値制御発振器、４０は順
次送り出される並列直列変換３８の出力を直交周波数変
換する周波数変換、４１は周波数変換した信号をチャン
ネル毎に１ｍ秒間積分する積分器、３７は符号発生器と
数値制御発振器を制御し、衛星信号を測定して位置を求
める制御部である。

【００１３】以上のように構成されたＧＰＳ受信機につ
いて、その動作を説明する。まず、ＧＰＳ衛星２１の電
波をアンテナ２２で受ける。受信する衛星信号の搬送波
周波数は１．５７５４２ＧＨｚであって、衛星固有の疑
似雑音符号は１．０２３ＭＨｚのチップレートで、符号
長が１０２３である。なお、疑似雑音符号のチップレー
トである１．０２３ＭＨｚを以後ｆとする。受けた信号
は、高周波部２３において増幅、濾波し、中間周波信号
に周波数変換し出力する。基準発振器２７は高周波部２
３に周波数変換の局部信号を出力する。局部信号は衛星
信号の搬送波周波数と中間周波数４ｆの和または差の周
波数である。次に、高周波部２３が出力する中間周波信
号を比較器２８がロジック信号に変換すると共に、標本
化周波数１６ｆで標本化する。この標本化した中間周波
信号を、基準発振器２７が出力する４ｆの局部発振信号
によって周波数変換２９する。周波数変換２９は直交し
たＩとＱの局部信号により、受信信号をＩとＱの直交成
分に変換する。この受信信号の搬送波は、衛星の搬送波
周波数に基準発振器２７の周波数誤差を掛けたものに、
衛星と受信機の相対運動によるドップラーシフトと加え
た、みかけのドップラーシフトの周波数となる。次に、
受信する衛星毎にそれぞれのチャンネルにおいて、符号
発生器３０が出力する衛星固有の疑似雑音符号と、この
受信信号の相関を相関器３１によって求め、積分器３２
において約３．７９μ秒周期で時間積分する。この時間
は、比較器２８における標本化周期の６２倍である。相
関と時間積分はチャンネル毎に、ＩとＱの受信信号別々
について行う。積分器３２は、相関器の出力が２値であ
って、６ビットのカウンタで構成する。カウンタの初期
値として積分期間の標本数の−０．５倍である−３１を
設定する。積分器３２の出力は各チャンネル並列に出力
し、並列直列変換３３によって時間順次信号に変換す
る。従って、約０．３７９μ秒周期で出力することにな
る。数値制御発振器３４は積分器３２の標本化周波数２
６４ＫＨｚの１６分の１をステップとして周波数を設定
し、前記時間積分の周期で標本化し、直交した正弦波を
５ビットで出力する。数値制御発振器３４の周波数は、
受信チャンネル毎に設定でき、並列直列変換３３の出力
タイミングに合わせて順次出力する。周波数変換３５
は、並列直列変換３３の出力を数値制御発振器３４の出
力によって直交周波数変換し、積分器３６によって約３
０μ秒周期で時間積分する。この時間は、積分器３２に
おける標本化周期の８倍である。時間積分はチャンネル
毎に、ＩとＱの受信信号について別々に行う。積分器３
６は、周波数変換の出力が６ビットの量子化であって、
９ビットの累積加算器で構成する。積分の初期値は０を
設定する。積分器３６はチャンネル毎に設けるが累積加
算の加算器部分を共用することができる。積分器３６の
出力は各チャンネル並列に出力し、並列直列変換３８に
よって、時間順次信号に変換する。従って、約３μ秒周
期で出力することになる。数値制御発振器３９は、約１
Ｈｚステップの量子化で周波数を設定でき、前記時間積
分の周期で標本化し、直交した正弦波を７ビットの量子
化精度で出力する。さらに、受信チャンネル毎に周波数
を設定し、並列直列変換３８の出力タイミングに合わせ
て順次出力する。周波数変換３９は、並列直列変換３８
の出力を数値制御発振器３９の出力によって直交周波数
変換し、積分器４１によってＩとＱの成分それぞれ１ｍ
秒周期で時間積分し、制御部３７に出力する。

【００１４】符号の位相は、符号の始まりに合わせて、
１ｍ秒の周期で変更する。なお、積分器４１による積分
は、符号の位相が変化する境界に掛かったデータは捨て
るようにし、積分する個数は常に一定となるように、入
力の内の３１個を積分する。さらに、積分器４１はチャ
ンネル毎にＩとＱを別々に積分する。制御部３７は受け
取った積分結果より、受信信号に対する符号発生器の位
相差と搬送波の位相差を測定する。符号発生器３０の位
相と数値制御発振器３９及び３４の周波数は、チャンネ
ル毎に衛星信号に追尾するように制御する。衛星信号に
追尾できたとき、制御部３７は衛星から位相変調で送ら
れる５０ｂｐｓのデータを復調し、軌道要素などを受け
取ると共に、衛星が示す時刻を測定する。測位に必要な
衛星が同時に測定できると、衛星毎の軌道要素や補正情
報と測定した時刻より位置を測定し、外部に測定結果を
出力する。

【００１５】本実施例によるＧＰＳ受信機の衛星信号追
尾方法では、数値制御発振器３４と３９を使い、周波数
変換３５と４０において、二段階に分けて搬送波の追尾
を行っている。周波数変換３５は信号の標本化周期が約
３．７９μ秒と短く、１００ＫＨｚ程度までの信号を、
精度良く周波数変換できる。数値制御発振器３４は、出
力周期が約０．３７９μ秒と短いが、３ビット以上の精
度があれば良く、簡単な回路で実現でき、高速動作も容
易である。本実施例の数値制御発振器３４は、４ビット
の累積加算器と４ビット入力５ビット出力の三角表を用
いている。累積加算器はチャンネル毎に設けるが、三角
表は共用できる。周波数変換３９は信号の標本化周期が
約３０μ秒と長いので、１０ＫＨｚ程度までの信号を、
精度良く周波数変換できる。数値制御発振器３９は、出
力周期が約３μ秒と長いので、約１Ｈｚの量子化で周波
数設定するのは容易である。数値制御発振器３９は、１
５ビットの累積加算器と７ビット入力７ビット出力の三
角表を用いている。累積加算器はチャンネル毎に設ける
が、三角表は共用できる。

【００１６】このことから明らかなように、本実施例に
よるＧＰＳ受信機の衛星信号追尾方法によると、標本化
の周期が短い周波数変換は、荒い量子化とするので高速
の演算が可能であり、チャンネル間で演算回路の共用が
可能である、回路規模が小さい、消費電力も少ない、変
換できる周波数範囲が広いなどの特徴がある。また、標
本化の周期が長い周波数変換は、細かな量子化となる
が、演算周期が長いので低速の演算回路が使え、回路規
模が小さくでき、チャンネル間で演算回路の共用が可能
であり、消費電力も少ない上に、細かな周波数を設定に
よる周波数変換ができる。このように、二段階の数値制
御発振器による周波数変換によって、周波数設定精度が
高く、追尾できる周波数範囲が広いにもかかわらず、数
値制御発振器や周波数変換が、複数のチャンネルで共用
でき、基準発振器の要求精度、回路規模、消費電力の点
で優れた効果が得られる。さらに、積分器３６の出力は
一個の数値制御発振器の出力によって周波数変換してい
るが、複数の発振出力について別々に積分器４１を設け
て、別の周波数による積分結果を同時に求める場合、積
分器３６の標本化周期が長いので、多数の積分器４１を
設けた場合にも、順次処理が可能であって、回路規模を
小さくできる。

【００１７】以上のように本実施例によれば、衛星信号
の搬送波周波数に追尾する周波数変換を、異なる標本化
周期の信号に対して、段階に分けて数値制御発振器の局
部信号によって周波数変換することで、安価な基準発振
器によって、小さな回路規模で、少ない消費電力で、測
定精度の高いＧＰＳ受信器を提供することができる。

【００１８】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。図２において、２
１はＧＰＳ衛星、２２はアンテナ、２３は高周波部、２
７は基準発振器、２８は比較器、２９は周波数変換、３
０は符号発生器、３１は相関器、３２は積分器、３３は
並列直列変換、３４は数値制御発振器、３５は周波数変
換、３６は積分器、３７は制御部、３８は並列直列変
換、３９は数値制御発振器、４０は周波数変換、４１は
積分器で、以上は図１の構成と同様なものである。図１
の構成と異り、４２はデータバス、４３は数値制御発振
器の周波数を疑似雑音符号の位相変化に変換する作業用
メモリー、４４はこの変換を制御する順序制御、４５と
４６は演算用レジスター、４７は数値演算回路、４８は
演算結果を蓄えるレジスター、４９は乗算を行う時の乗
数を入れるレジスターである。

【００１９】上記のように構成されたＧＰＳ受信機につ
いて、以下その動作を説明する。概略の動作は第１の実
施例と同様であって、違いについて説明する。まず、符
号発生器３０に設定する符号位相をメモリー４３に保存
する。次に、順序制御４４の制御によって、追尾してい
る衛星毎に、数値制御発振器３４と３９がそれぞれ管理
している搬送波の位相をメモリーに読み取り加算する。
さらに、この位相和をメモリーに保存すると共に、前回
求めた和に対する変化を求め、求めた位相差の１５４０
分の１を、メモリーが保持している符号位相に加えて更
新する。制御部３７がレジスター５０に符号位相の修正
量を設定した時は、この補正量をメモリーが保持してい
る符号位相に加え更新する。そして、この更新している
符号位相を、１ｍ秒に１回符号発生器に設定する。ただ
し、数値制御発振器の位相は１回りを１とし、符号の位
相は符号１ビットを１としている。

【００２０】以上のように、符号位相をメモリーに保存
し、数値制御発振器の位相変化に応じて、メモリーが保
持している符号位相を更新するとにより、制御部におい
て頻繁に符号の位相を変更する必要がなくなり、制御部
のマイクロプロセッサの負荷を軽くするできる。従っ
て、安価なマイクロプロセッサを使うことができると共
に消費電力を低減することもできる。

【００２１】（実施例３）以下本発明の第３の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。図３において、２
１はＧＰＳ衛星、２２はアンテナ、２３は高周波部、２
７は基準発振器、２８は比較器、２９は周波数変換、３
０は符号発生器、３１は相関器、３２は積分器、３３は
並列直列変換、３４は数値制御発振器、３５は周波数変
換、３６は積分器、３７は制御部、３８は並列直列変
換、３９は数値制御発振器、４０は周波数変換、４１は
積分器、５０はレジスターで、以上は図２の構成と同様
なものである。図２の構成と異り、５１は数値制御発振
器３４または３９が出力する４分の１を単位とする位相
を入力しこれに応じた符号の変化量を出力する定数発
生、５２はレジスター５０の出力と定数発生５１の出力
を切り替える切換器、５３はチャンネル毎の符号位相を
保持するレジスター、５４はレジスター５３が保持する
位相を切換器５２の出力により更新する加算器である。

【００２２】上記のように構成されたＧＰＳ受信機につ
いて、以下その動作を説明する。概略の動作は第２の実
施例と同様であって、違いについて説明する。まず、符
号発生器３０に設定する符号位相を、チャンネル毎にレ
ジスター５３に設定する。これは、制御部３７がレジス
ター５３をクリアし、続いてレジスター５０を介してレ
ジスター５３に書き込むことで実行できる。その後は、
数値制御発振器３４と３９の出力する搬送波の位相変
化、または制御部３７がレジスター５０に設定する符号
位相の修正に応じて、レジスター５３と加算器５４で構
成する累積加算器が保持する符号の位相を更新する。そ
して、この更新している符号位相を、１ｍ秒に１回符号
発生器３０に設定する。チャンネル毎にレジスター５３
が保持する符号の位相は、衛星が示す時刻を測定する精
度よりも細かな単位が必要である。また、衛星信号の符
号位相に対する追尾時定数の大きさに応じて保持する符
号位相の量子化精度を上げる必要がある。定数発生５１
が出力する定数は位相が進む場合と遅れる場合では符号
が逆になる。数値制御発振器の位相は１回転を１とし、
符号の位相は１ビットを１として、数値制御発振器３４
または３９が出力する４分の１位相変化に相当する、符
号の位相変化は６１６０分の１ビットである。符号の位
相は積分器３８の標本化周波数である３３ＫＨｚで更新
するとして、基準発振器の精度を５０ｐｐｍとすると、
数値制御発振器の位相変化は１回の更新で２．５以下に
なる。従って定数として１０種類準備すれば良い。これ
をＲＯＭで持つと２２×４ビットである。なお、定数発
生５１が数値制御発振器３４と３９から位相を入力す
る。定数発生５１は数値制御発振器から入力した位相を
加算し、前回の入力との差を求め、この差に基づいて定
数を発生する。また、加算した位相は次回までチャンネ
ル毎に保存する。

【００２３】以上のように、数値制御発振器の位相を上
位ビットだけ比較し、比較結果に応じて選択的に定数を
出力して、符号位相の更新量を決定することにより、第
２の実施例に比べ回路構成が簡単になり、制御も単純に
することができる。数値制御発振器の位相の下位ビット
を参照しないが、精度の劣化は小さく、その誤差が時間
で累積しない。

【００２４】（実施例４）以下本発明の第４の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。本実施例では図１
と同様の構成であるが、図１の符号発生器３０と相関器
３１と積分器３２を１つのチャンネルとしてしている部
分と並列直列変換３３を、図４の構成に置き換える。図
４において、３０は符号発生器、３１と５５は相関器、
３２と５６は積分器、５７は符号発生器３０が出力する
符号列の後の部分を蓄えるレジスタ、５８は積分器３２
と積分器５６の出力を選択的に出力する並列直列変換で
ある。

【００２５】上記のように構成されたＧＰＳ受信機につ
いて、以下その動作を説明する。概略の動作は第１の実
施例と同様であって、違いについて説明する。あらかじ
め、符号発生器３０が発生する符号列の最後の４チップ
をレジスタ５７に蓄える。通常の動作において、第１の
実施例と同様に相関器３１によって相関を求め、積分器
３２によって入力６２個分に相当する期間を積分して出
力する。この積分器３２による積分は、符号発生器３０
が出力する符号の始まりから、２６３回の積分期間繰り
返す。符号周期の最後の積分期間は、相関器５５によっ
て相関を求め、積分器５６によって入力６２個分の期間
積分して出力する。このとき、相関器に入力する符号は
レジスタ５７に蓄えた４チップにより、符号発生器３０
の符号に継続して発生する。そして、次回の１ｍ秒の相
関測定では、再び符号発生器３０と相関器３１によって
相関を求め、積分器３２によって入力６２個分の期間積
分する。従って、１ｍ秒の相関測定の最後部分と、次の
積分期間が重なっても支障なく測定できる。並列直列変
換５８は積分器５６の出力を優先して積分器３２と共に
順次出力する。出力周期は積分器３２と５６の出力周期
をチャンネル数１０で割った値より短くする。さらに、
並列直列変換５８は出力の周期に応じてチャンネル毎に
１ないし２個、入力データを一時保存するバッファを設
ける。並列直列変換５８以降の処理はこの出力タイミン
グに合わせて処理する。

【００２６】以上のように、それぞれの受信チャンネル
について、符号発生器に加えて、符号列の後の部分を発
生する回路を設け、符号列の始めの部分と終わりの部分
を、別の相関器と積分器を使用することで、符号の位相
を変更した場合であっても、符号の周期に合わせた一定
期間の積分により、第１の実施例比べ精度良く相関を測
定できる。第１の実施例では、符号の位相を変更するタ
イミングのデータを、全体に対する割合が小さいとして
除いて評価している。

【００２７】（実施例５）以下本発明の第５の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。本実施例では図１
と同様の構成であるが、図１の符号発生器３０と相関器
３１と積分器３２を１つのチャンネルとしてしている部
分と並列直列変換３３を、図５の構成に置き換える。図
５において、３０は符号発生器、３１と５５は相関器、
３２と５９は積分器、５７は符号発生器３０の出力する
符号列の後の部分を蓄えるレジスタ、６０は１０個の積
分器５９の出力を時系列で順次送り出す並列直列変換で
ある。

【００２８】上記のように構成されたＧＰＳ受信機につ
いて、以下その動作を説明する。概略の動作は第１の実
施例と同様であって、違いについて説明する。あらかじ
め、符号発生器３０が発生する符号列の最後の４チップ
をレジスタ５７に蓄える。通常の動作において、第１の
実施例と同様に相関器５５によって相関を求め、積分器
５９によって時間積分して出力する。レジスタ５７は通
常、符号発生器３０から入力する符号列をそのまま出力
するが、符号発生器３０において符号列が一巡する前に
次の符号列が始まる場合、前の符号列が終了するまで、
残りの符号列を継続して出力する。図６は、積分器３２
と５９による積分期間を説明するタイミング図である。
図において（ａ）は並列直列変換６０の出力タイミン
グ、（ｂ）は期間ｎに対する符号の終わり、（ｃ）は期
間ｎ＋１の符号の始まり、（ｄ）は積分器５９の積分期
間、（ｅ）は積分器３２の積分期間である。ただし、期
間ｎとｎ＋１は符号一回りを1と数えてｎとｎ＋１番目
の期間を指すものとする。（ａ）の出力タイミングは相
関器３１と５５の入力６２個分の一定した周期である。
以上は１つのチャンネルについて示しており、チャンネ
ル間は並列直列変換６０の出力タイミングについて、相
関器３１と５５の入力６個分ずらしている。ただし１０
チャンネルから１チャンネルの間は８個である。（ｄ）
の積分器５９の積分期間は（ａ）の並列直列変換６０の
出力タイミングと一致しており、積分が終了すると同時
に並列直列変換６０を介して積分結果を出力する。ただ
し、６１は積分器５９の積分期間であるが、積分の終了
は期間ｎの符号の終わりをもって積分を止めて、積分結
果を次の出力タイミングまで待って出力する。（ｅ）の
積分器３２による積分は、期間ｎ＋１の符号の始まりか
ら積分を開始し、次の並列直列変換６０の出力タイミン
グで積分を終え、積分器５９に転送する。積分器５９は
積分期間６１の結果を出力すると同時に、この積分結果
を受け取り、６２の積分期間において継続して入力を積
分する。積分器５９は並列直列変換６０の出力タイミン
グで積分を開始し、次の出力タイミングまたは符号の終
わりの、早い方で積分を終える。積分器３２は符号の始
まりにおいて、積分器５９が積分中または積分結果を保
持している時に積分を開始し、次の並列直列変換６０の
出力タイミングで積分器５９に結果を引き継ぐ。また、
積分器５９をカウンタで構成し、初期値を６２の−０．
５倍とし、保持期間では入力によらず入力タイミングの
２分の１の割合でカウントする。積分器３２もカウンタ
で構成し、積分開始前は同様に入力によらず入力タイミ
ングの２分の１の割合でカウントするが、初期値は−６
２とする。

【００２９】以上のように、それぞれの受信チャンネル
について、符号発生器に加えて、符号列の後の部分を発
生する機能を設け、チャンネル毎に、符号の始まり部分
と終わりの部分を受け持つ、別の相関器と積分器を設け
ると共に、積分結果を出力する周期を一定とし、符号の
始まり部分から最初の出力タイミングまでの積分結果
を、次の積分期間に合算するようにしているので、積分
結果を転送するするためのバッファーを設ける必要がな
く、第２の実施例に比べ簡単な回路と簡単な制御で、符
号の周期に一致した相関を測定するので、第１の実施例
比べ精度良く相関を測定できる。

【００３０】（実施例６）以下本発明の第６の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。図７において、２
１はＧＰＳ衛星、２２はアンテナ、２３は高周波部、２
７は基準発振器、２８は比較器、２９は周波数変換、３
０は符号発生器、３１は相関器、３２は積分器、３３は
並列直列変換、４０は周波数変換、４１は積分器で、以
上は図１の構成と同様なものである。図１の構成と異
り、６３は数値制御発振器、６４は高い周波数成分の位
相を保持する５ビットのレジスター、６５は発振周波数
の上位桁を保持する５ビットのレジスタ、６６はレジス
ター６４の位相を更新する５ビットの加算器、６７は低
い周波数成分の位相を保持する１５ビットのレジスタ
ー、６８は発振周波数の下位桁を保持する１４ビットの
レジスタ、６９はレジスター６７の位相の下位にレジス
タ６８の１４ビットを加える加算器、７０はレジスター
６４の位相を上位ビットとしてレジスター６８の位相の
上位８ビットに加える加算器、７１は加算した８ビット
の位相を発振器の直交したＩとＱの出力信号振幅に変換
する三角表、７２は数値制御発振器６３のタイミング回
路である。

【００３１】上記のように構成されたＧＰＳ受信機につ
いて、以下その動作を説明する。概略の動作は第１の実
施例と同様であって、違いについて説明する。レジスタ
ー６４、６５、６７、６８は受信チャンネル毎に別の値
を保持し、処理のタイミングに合せ、チャンネル毎のデ
ータを順次入出力する。それぞれのチャンネルについて
まず、制御部３７は数値制御発振器６３に設定する周波
数を決める。周波数は受信している衛星の搬送波に追尾
するように制御する。レジスター６５には積分器３２の
標本化周波数２６４ＫＨｚの３２分の１を量子化の単位
として周波数を設定し、前記標本化の周期でレジスター
６４の位相に加算６６する事で位相を更新する。レジス
ター６８には積分器３２の標本化周波数２６４ＫＨｚの
２６１，８８８分の１を量子化の単位として周波数を設
定し、前記標本化周期の８倍の周期でレジスター６７の
位相に加算６９する事で位相を更新する。レジスター６
８に設定する周波数は±８．２５ＫＨｚであって、それ
以上はレジスター６５に設定する。レジスター６５及び
６８の最上位ビットは周波数の負号である。

【００３２】以上のように、数値制御発振器に二組の位
相を累積加算する累積加算器を設け、異なった周期で累
積加算する。従って、周期が遅い累積加算器で細かな量
子化による周波数の設定を行うので、演算のビット数が
多くても、遅い処理であるから回路規模を小さくでき、
加算器をチャンネル間で共用することもでき、消費電力
も少ない。さらに、周期が速い累積加算器で周波数の上
位部分のみを演算するので、演算のビット数が少なく、
高速の処理が可能であって、設定できる周波数範囲が広
く、加算器をチャンネル間で共用することができ、消費
電力も少ない。

【００３３】なお、第１〜５実施例において符号長が１
０２３のＣ／Ａコードと呼ばれる符号列としたが、Ｐコ
ードなど別の符号列としてもよく、標本化は、回路素子
の性能に合わせ、異なる周期としてもよく、中間周波数
は、使用する部品の特性や、アナログ回路の構成に応じ
て異なる周波数としてもよい。また、第２の実施例では
５個のレジスターと数値演算回路、データバス４２を設
けたが、この構成に限定せず、制御部から独立して、搬
送波位相の変化から演算によって、符号位相の変化に換
算する回路があればよい。さらに、第２の実施例では積
分器３６と並列直列変換を設けたが、これらに代えて数
値制御発振器の出力をチャンネル毎に保存する機能を設
け、積分器４１までの処理を直列並列変換３３の出力周
期に合わせて処理する事もできる。第３の実施例では、
搬送波の位相変化を４分の１位相単位で、符号位相に反
映させるものとしたが、これに限定せず目的の精度に応
じて、荒くしたり細かくしたりできる。第４、第５の実
施例において、レジスター５７は符号列の後の部分を蓄
えるレジスターとしたがこれに限定せず、シフトレジス
ター、読みだし専用メモリーなどでもよい。第４の実施
例において、積分器３２、５６は６ビットのカウンタと
したが、積分期間と入力の量子化精度に応じて決定すれ
ば良い。第５の実施例では、第４の実施例に比べ、同じ
積分期間と入力であるとすると、積分器３２は同じビッ
ト数であるが、積分器５９以降積分器３６まで１ビット
だけデータのビット数が増加する。さらに、第５の実施
例では積分器３２と積分器５９について、符号列の始め
と終わりで積分期間を調整したが、積分器３６も同様な
方法を取ることもできる。また、チャンネル毎に積分器
を設けている所は累積加算器を使用でき、それぞれの累
積加算の加算器部分はチャンネル間で共用することもで
き、累積結果はアドレスにより選択的に読み書きするラ
ンダムアクセスメモリーを用いることもできる。第６実
施例においてレジスター６７の出力と加算器６９の入力
の間に、チャンネル間で共用するレジスターを設けるこ
とにより、加算器６９はさらに処理時間に余裕ができ
る。以上の内容はＧＰＳ受信機のみに適用して説明した
が、これに限定せず疑似雑音符号を使って距離を測定す
る同様のシステムにも適用できる。

【００３４】

【発明の効果】以上のように本発明は、数値制御発振器
による周波数変換を複数段設けるか、数値制御発振器に
異なった周期で累積加算する２個の累積加算器を設ける
ことにより、安価な基準発振器を使って、みかけのドッ
プラーシフトが大きくなった場合にも衛星信号を精度良
く測定することができ、そのために必要な回路規模が小
さく、消費電力が少ない優れたＧＰＳ受信機の衛星信号
追尾方法を実現できるものである。さらに、本発明は数
値制御発振器が管理する搬送波の位相変化から、簡単な
演算回路によって符号の位相変化を求めるので、基準発
振器の周波数を固定しても、マイクロプロセッサによっ
て複雑な演算を行う必要がなく、低い処理能力の安価な
マイクロプロセッサにより、消費電力が少ない優れたＧ
ＰＳ受信機の衛星信号追尾方法を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるＧＰＳ受信機の
構成図

【図２】本発明の第２の実施例におけるＧＰＳ受信機の
構成図

【図３】本発明の第３の実施例におけるＧＰＳ受信機の
構成図

【図４】本発明の第４の実施例における符号の相関を求
める部分の構成図

【図５】本発明の第５の実施例における符号の相関を求
める部分の構成図

【図６】第５の実施例における相関を求める部分の動作
説明のためのタイミング図

【図７】本発明の第６の実施例におけるＧＰＳ受信機の
構成図

【図８】従来のＧＰＳ受信機の構成図

【図９】従来のＧＰＳ受信機の構成図

【符号の説明】

２２ アンテナ ２３ 高周波部 ２７ 基準発振器 ２８ 比較器 ２９、３５、４０ 周波数変換 ３０ 符号発生器 ３１、５５ 相関器 ３２、３６、４１、５９ 積分器 ３３、３８、６０ 並列直列変換 ３４、３９、６３ 数値制御発振器 ３７ 制御部 ４７ 数値演算回路 ５４、６４、６６、６９、７０ 加算器 ７１ 三角表

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 衛星の電波を受けるアンテナと、前記ア
   ンテナからの信号を増幅、濾波、周波数変換する高周波
   部と、受信機の基準周波数とする発振器と、前記高周波
   部からの信号を量子化するアナログ・デジタル変換器ま
   たは比較器と、衛星固有の符号列を発生する符号発生器
   と、この発生した符号と衛星信号の相関を求める相関器
   と、複数の数値制御発振器と、この数値制御発振器に対
   応する複数の周波数変換器と、受信機を制御する制御部
   を備えるＧＰＳ受信機において、受信信号を標本化する
   周期が異なる複数の段階を設け、この異なる周期で標本
   化した信号をそれぞれ前記複数の周波数変換器により周
   波数変換し、これらに対応する数値制御発振器に、違っ
   た量子化精度で周波数設定して、衛星信号の搬送波に追
   尾するＧＰＳ受信機の衛星信号追尾方法。
2. 【請求項２】 衛星固有の符号列を発生する符号発生器
   と、衛星信号の搬送波を追尾する数値制御発振器と、こ
   の数値制御発振器において累積加算している位相を周期
   的に保存するメモリーと、この保存した位相の変化を計
   算する演算回路を設け、この演算回路によって、周期的
   に求めた数値制御発振器の位相変化に対し、衛星信号の
   搬送波と符号の周波数比を乗じ、この値を符号位相の変
   化量として、前記符号発生器の符号の位相を補正するＧ
   ＰＳ受信機の衛星信号追尾方法。
3. 【請求項３】 衛星固有の符号列を発生する符号発生器
   と、この符号発生器に設定する位相を保持するレジスタ
   ーと、衛星信号の搬送波を追尾する数値制御発振器と、
   この数値制御発振器において累積加算している位相の桁
   上げ信号に応じて定数を出力する定数発生と、この定数
   発生の出力を前記レジスターに保持する符号位相に累積
   加算する加算器を設け、数値制御発振器で累積加算して
   いる位相に桁上げが生じたとき、位相の桁上げ量に応じ
   て定数発生が出力する符号位相の補正量を符号位相に累
   積加算するＧＰＳ受信機の衛星信号追尾方法。
4. 【請求項４】 受信機の基準周波数とする発振器と、中
   間周波数に変換した信号を量子化するアナログ・デジタ
   ル変換器または比較器と、衛星固有の符号列を発生する
   主たる符号発生器と、この符号発生器と同じ符号列の後
   の部分を発生する別の符号発生器と、符号発生器それぞ
   れに対応した相関器と、符号発生器それぞれに対応した
   積分器を設け、受信する衛星信号の符号位相の測定にお
   いて、主たる符号発生器は、基準とする前記発振器が決
   める一定の周期で符号列を出力し、この符号が一巡する
   周期に概略合わせて、次の符号が始まるタイミングを変
   更し、別の符号発生器は、主たる符号発生器の前の符号
   に同期して、続く符号列の後の部分を発生することによ
   り、符号の位相を変更したことによって、主たる符号発
   生器の符号が一巡しないときも、別の符号発生器を組み
   合わせることで、常に符号の巡りと一致した積分区間に
   ついて、衛星信号と受信機で発生する符号相関を求める
   ＧＰＳ受信機の衛星信号追尾方法。
5. 【請求項５】 衛星固有の符号列を発生する主たる符号
   発生器と、この符号発生器と同じ符号列の始めの部分を
   発生する別の符号発生器と、符号発生器それぞれれに対
   応した相関器と、符号発生器それぞれに対応した積分器
   を設け、受信する衛星信号の符号位相の測定において、
   測定する符号位相の始まりのタイミングに合わせて、前
   記別の符号発生器が符号の始めの部分を発生し、前記別
   の符号発生器の位相に同期して、前記主たる符号発生器
   が続く符号列を発生すると共に、一巡するまで継続して
   符号列を発生し、この主たる符号発生器と別の符号発生
   器を組み合わせて、常に符号の巡りと一致した積分区間
   について、衛星信号と受信機で発生する符号相関を求め
   る請求項４に記載のＧＰＳ受信機の衛星信号追尾方法。
6. 【請求項６】 衛星信号に含まれる符号の位相測定にお
   いて、相関器の出力を積分し出力するタイミングが、基
   準とする発振器により定める一定の周期とし、符号発生
   器の符号が一巡する期間に合わせて、衛星信号と発生す
   る符号の相関を順次測定するにあたり、相関器の出力を
   積分する積分器が、前の符号の一巡期間に該当するデー
   タを、積分中であるかまたは出力を待っている時に、次
   の符号位相の測定を始める場合、もう一方の積分器によ
   って次の積分を開始し、前の積分器が出力を完了するま
   で積分を継続し、その結果を先の積分器に引き継ぐか、
   その結果を直接次の処理に引き渡すまで継続して積分す
   る請求項４または５に記載のＧＰＳ受信機の衛星信号追
   尾方法。
7. 【請求項７】 複数の累積加算器と、この複数の累積加
   算結果を加える加算器と、加算結果を振幅に変える三角
   表で構成する数値制御発振器において、前記累積加算器
   が数値制御発振器の位相を周期的に更新し、この更新周
   期について、最も速いものと遅いものの比を二倍以上と
   し、この数値制御発振器に設定する周波数を量子化し、
   量子化の荒い部分を変更周期の速い累積加算器に設定
   し、量子化の細かい部分を変更周期の遅い累積加算器に
   設定するＧＰＳ受信機の衛星信号追尾方法。