JPH08130120A - Inductance circuit and oscillation circuit - Google Patents
Inductance circuit and oscillation circuitInfo
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- JPH08130120A JPH08130120A JP26790694A JP26790694A JPH08130120A JP H08130120 A JPH08130120 A JP H08130120A JP 26790694 A JP26790694 A JP 26790694A JP 26790694 A JP26790694 A JP 26790694A JP H08130120 A JPH08130120 A JP H08130120A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、発振器等に用
いて好適なインダクタンス回路及び発振回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inductance circuit and an oscillation circuit suitable for use in, for example, an oscillator.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、３端子構成のインダクタンス回路
は、例えば、図４に示すような構成となっていた。2. Description of the Related Art Conventionally, an inductance circuit having a three-terminal structure has a structure as shown in FIG. 4, for example.
【０００３】図５（ａ）は、従来の３端子構成のインダ
クタンス回路の外観図を示しており、図５（ｂ）は、図
５（ａ）に示すインダクタンス回路の等価回路図であ
る。コア１０４は磁性体からなり、磁束の漏洩を抑制す
る。コア１０４の外周において、端子１０１と端子１０
３の間と、端子１０２と端子１０３の間には、磁束を発
生させる導線が巻かれており、さらに、これらの２本の
巻線は、端子１０３において接続されている。FIG. 5 (a) is an external view of an inductance circuit having a conventional three-terminal structure, and FIG. 5 (b) is an equivalent circuit diagram of the inductance circuit shown in FIG. 5 (a). The core 104 is made of a magnetic material and suppresses leakage of magnetic flux. On the outer periphery of the core 104, the terminals 101 and 10
3 and between the terminals 102 and 103 are wound with a conductive wire for generating magnetic flux, and these two windings are connected at the terminal 103.
【０００４】共通のコア１０４に巻かれた、端子１０１
と端子１０３の間のコイル１００Ａと、端子１０２と１
０３の間のコイル１００Ｂとの相互誘導によって、イン
ダクタンス回路全体のインダクタンスの値が決定する。Terminals 101 wound on a common core 104
100A between the terminal and the terminal 103, and the terminals 102 and 1
The value of the inductance of the entire inductance circuit is determined by the mutual induction with the coil 100B during 03.
【０００５】なお、端子１０１と端子１０３の間の巻数
と、端子１０２と端子１０３の間の巻数とを等しくした
場合、端子１０３は、中点タップと呼ばれる。When the number of turns between the terminals 101 and 103 is equal to the number of turns between the terminals 102 and 103, the terminal 103 is called a midpoint tap.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の３端
子構成のインダクタンス回路は、コアの外周に導線を巻
き付け、固定の巻線比によって、インダクタンスが設定
されるので、インダクタンスの値を所定の値に調整、変
化させるのが困難であるという課題を有している。さら
に、コアに導線を巻き付ける作業が面倒で時間がかか
り、コスト高となってしまうという課題を有している。By the way, in the conventional three-terminal inductance circuit, the conductor is wound around the core, and the inductance is set by a fixed winding ratio. Therefore, the value of the inductance is set to a predetermined value. There is a problem that it is difficult to adjust and change. Further, there is a problem that the work of winding the conductive wire around the core is troublesome and time-consuming, and the cost becomes high.
【０００７】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、低コストで、容易にインダクタンスを調
整、変化させることが可能なインダクタンス回路及び発
振回路を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide an inductance circuit and an oscillation circuit that can easily adjust and change the inductance at low cost.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】請求項１に記載のインダ
クタンス回路は、第１、第２及び第３の端子を備えるイ
ンダクタンス回路であり、一端が、第１の端子（例えば
図１の端子１１）である第１のコイル（例えば図１の空
芯コイルＬ１）と、一端が第２の端子（例えば図１の端
子１２）であり、他端が第１のコイルの他端と接続され
ており、かつ第３の端子（例えば図１の端子１３）であ
る第２のコイル（例えば図１のコイルＬ２）と、第１の
コイルと第２のコイルとの接続点に設けられ、第１のコ
イルと第２のコイルによって発生する相互インダクタン
スの値を調節可能な空隙部（例えば図１の空隙部Ｇ）
と、を備えることを特徴とする。An inductance circuit according to claim 1 is an inductance circuit having first, second and third terminals, one end of which is a first terminal (for example, terminal 11 in FIG. 1). ) Is a first coil (for example, the air-core coil L1 in FIG. 1), one end is a second terminal (for example, the terminal 12 in FIG. 1), and the other end is connected to the other end of the first coil. And a second coil (for example, the coil L2 in FIG. 1) that is a third terminal (for example, the terminal 13 in FIG. 1) and a connection point between the first coil and the second coil. Of the mutual inductance generated by the second coil and the second coil (for example, the gap G of FIG. 1).
And the following.
【０００９】この第１及び第２のコイルは、線径、内
径、巻数及び巻ピッチを、いずれも同一とし、巻方向が
反対の空芯コイルとすることができる。The first and second coils may be air-core coils having the same wire diameter, inner diameter, number of turns and winding pitch, but opposite winding directions.
【００１０】請求項３に記載の発振回路は、共振動作を
行う共振部と、この共振部の出力を正帰還する１対の正
帰還部とを備える発振回路であり、この共振部は、請求
項１または２に記載のインダクタンス回路（例えば図４
のインダクタンス回路Ｌ３）と、このインダクタンス回
路に並列に接続されたコンデンサ（例えば図４の可変容
量ダイオードＶＣ１，ＶＣ２）とを備えることを特徴と
する。An oscillating circuit according to a third aspect of the present invention is an oscillating circuit including a resonating portion that performs a resonating operation and a pair of positive feedback portions that positively feed back the output of the resonating portion. The inductance circuit according to Item 1 or 2 (see, for example, FIG.
Of the inductance circuit L3) and a capacitor (for example, the variable capacitance diodes VC1 and VC2 in FIG. 4) connected in parallel to the inductance circuit L3).
【００１１】[0011]
【作用】請求項１または２に記載のインダクタンス回路
においては、空心コイルＬ１と空心コイルＬ２の間の空
隙部Ｇの大きさを変化させることによって、インダクタ
ンス回路全体のインダクタンスを変化させる。従って、
低コストで、容易にインダクタンスの値を調整、変化さ
せることができる。In the inductance circuit according to the first or second aspect, the size of the gap G between the air-core coil L1 and the air-core coil L2 is changed to change the inductance of the entire inductance circuit. Therefore,
The inductance value can be easily adjusted and changed at low cost.
【００１２】請求項３に記載の発振回路においては、イ
ンダクタンス回路Ｌ３の空隙部の幅を変化させることに
よって、インダクタンス回路Ｌ３のインダクタンスを変
化させる。従って、この発振回路の平衡を保ちながら発
振周波数を変化させることができる。In the oscillator circuit of the third aspect, the inductance of the inductance circuit L3 is changed by changing the width of the void portion of the inductance circuit L3. Therefore, the oscillation frequency can be changed while maintaining the balance of this oscillation circuit.
【００１３】[0013]
【実施例】以下、本発明の実施例について、図面を参照
して説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１４】図１は、本発明のインダクタンス回路の一
実施例の構成を示す図である。このインダクタンス回路
Ｌ３は、空芯コイルＬ１及びＬ２によって構成されてい
る。空芯コイルＬ１と空芯コイルＬ２は、線径、内径、
巻数及び巻ピッチが同一であり、巻方向が反対である。FIG. 1 is a diagram showing the configuration of an embodiment of the inductance circuit of the present invention. The inductance circuit L3 is composed of air-core coils L1 and L2. The air core coil L1 and the air core coil L2 have a wire diameter, an inner diameter,
The number of windings and the winding pitch are the same, but the winding directions are opposite.
【００１５】空芯コイルＬ１の一方の端子２と空芯コイ
ルＬ２の一方の端子４は、図２に示すように、基板Ｋ１
上の、銅箔部（プリントパターン）等によって構成され
る接続部Ｋ２に、はんだ等によって接続される。また、
空芯コイルＬ１と空芯コイルＬ２との間は、所定の間隔
の空隙部Ｇを形成する。この空隙部Ｇの間隔は、図２
（ａ），（ｂ）に示すように、所定の長さに設定するこ
とができる。One terminal 2 of the air-core coil L1 and one terminal 4 of the air-core coil L2 are connected to the substrate K1 as shown in FIG.
It is connected by soldering or the like to the upper connecting portion K2 formed of a copper foil portion (print pattern) or the like. Also,
A space G is formed at a predetermined interval between the air-core coil L1 and the air-core coil L2. The space between the gaps G is as shown in FIG.
As shown in (a) and (b), it can be set to a predetermined length.
【００１６】次に、このインダクタンス回路Ｌ３の動作
について説明する。図１（ａ）に示すように、空芯コイ
ルＬ２の端子３から端子４の方向に電流が流れると、空
芯コイルＬ１において、右ネジの法則に従って、図中、
右方向に向かう磁束φが発生する。この電流は、基板Ｋ
１の接続部Ｋ２を介して空芯コイルＬ１に供給され、そ
の端子２から端子１に流れる。これにより、図中、左方
向に向かう磁束φが発生する。空芯コイルＬ１とＬ２の
空隙部Ｇの間隔は、充分小さいので、一方の発生する磁
束は、他方の磁束を減磁する方向に作用する。Next, the operation of the inductance circuit L3 will be described. As shown in FIG. 1A, when a current flows from the terminal 3 to the terminal 4 of the air-core coil L2, in the air-core coil L1, according to the right-hand screw law,
A magnetic flux φ directed to the right is generated. This current is the substrate K
It is supplied to the air-core coil L1 via one connection portion K2 and flows from the terminal 2 to the terminal 1. As a result, a magnetic flux φ directed to the left in the figure is generated. Since the gap between the air gaps G of the air-core coils L1 and L2 is sufficiently small, the magnetic flux generated by one acts in the direction of demagnetizing the other magnetic flux.
【００１７】なお、電流の流れる向きが逆になると、磁
束の向きも逆になる。When the direction of current flow is reversed, the direction of magnetic flux is also reversed.
【００１８】図３（ａ）は、図１に示すインダクタンス
回路Ｌ３のシンボル回路図であり、図３（ｂ）は、等価
回路図である。空芯コイルＬ１とＬ２は、図２に示すよ
うに接続することで、図３（ａ）に示すように３端子の
インダクタンス回路を構成する。端子１１は端子１によ
り、端子１２は端子３により、そして端子１３は端子２
と４（接続部Ｋ２）により、それぞれ構成される。FIG. 3 (a) is a symbol circuit diagram of the inductance circuit L3 shown in FIG. 1, and FIG. 3 (b) is an equivalent circuit diagram. The air-core coils L1 and L2 are connected as shown in FIG. 2 to form a three-terminal inductance circuit as shown in FIG. 3 (a). Terminal 11 is terminal 1, terminal 12 is terminal 3, and terminal 13 is terminal 2.
And 4 (connecting portion K2), respectively.
【００１９】空芯コイルＬ１及び空芯コイルＬ２の自己
インダクタンスをＬとし、相互インダクタンスをＭとす
ると、図３（ｂ）の等価回路図に示すように、端子１１
と端子１２との間のインダクタンスＬ12は、式（１）に
よって表すことができる。Assuming that the self-inductance of the air-core coil L1 and the air-core coil L2 is L and the mutual inductance is M, as shown in the equivalent circuit diagram of FIG.
The inductance L 12 between the terminal and the terminal 12 can be represented by the equation (1).
【００２０】 Ｌ12＝（Ｌ−Ｍ）＋（Ｌ−Ｍ） ＝２（Ｌ−Ｍ） ・・・（１）L 12 = (L−M) + (L−M) = 2 (L−M) (1)
【００２１】上述したように、空芯コイルＬ１と空芯コ
イルＬ２との接続点における空隙部Ｇの間隔を変化させ
ることができるので、この相互インダクタンスＭは、空
隙部Ｇの間隔を変化させることによって、容易に調整可
能である。従って、式（１）によって求めた端子１１と
端子１２間のインダクタンスＬ12の調整も容易となる。As described above, the gap G at the connection point between the air-core coil L1 and the air-core coil L2 can be changed, so that the mutual inductance M changes the gap G. Can be easily adjusted. Therefore, it becomes easy to adjust the inductance L 12 between the terminals 11 and 12 obtained by the equation (1).
【００２２】図４は、図１に示したインダクタンス回路
Ｌ３を応用した差動型コルピッツ発振回路の一実施例の
構成を示す図である。バイアス用定電圧源Ｖ１の正端子
は、バイアス用抵抗素子としての抵抗Ｒ１，Ｒ２を介し
て、それぞれ発振用トランジスタＱ１，Ｑ２のベースに
バイアスを加えるようになされている。また、このバイ
アス用定電圧源Ｖ１の負端子は接地されている。FIG. 4 is a diagram showing the configuration of an embodiment of a differential Colpitts oscillator circuit to which the inductance circuit L3 shown in FIG. 1 is applied. The positive terminal of the bias constant voltage source V1 applies a bias to the bases of the oscillating transistors Q1 and Q2 via resistors R1 and R2 serving as bias resistance elements, respectively. The negative terminal of the bias constant voltage source V1 is grounded.
【００２３】発振用トランジスタＱ１のベースは端子Ｔ
４に接続され、エミッタは端子Ｔ５に接続されていると
ともに、抵抗Ｒ１０を介して接地されている。同様に、
発振用トランジスタＱ２のベースは端子Ｔ６に、エミッ
タは端子Ｔ７に、それぞれ接続され、またエミッタは抵
抗Ｒ１１を介して接地されている。さらに、この発振用
トランジスタＱ１のコレクタ及びＱ２のコレクタには、
外部より抵抗ＲB を介してバイアス電圧ＶB が印加され
ている。The base of the oscillating transistor Q1 is a terminal T.
4 and the emitter is connected to the terminal T5 and is also grounded via the resistor R10. Similarly,
The base of the oscillation transistor Q2 is connected to the terminal T6, the emitter is connected to the terminal T7, and the emitter is grounded via the resistor R11. Further, the collector of the oscillation transistor Q1 and the collector of Q2 are
A bias voltage V B is applied from the outside via a resistor R B.
【００２４】発振用トランジスタＱ１のベース−エミッ
タ間においては発振用移相キャパシタンスとしてのコン
デンサＣ５が、発振用トランジスタＱ２のベース−エミ
ッタ間においては発振用移相キャパシタンスとしてのコ
ンデンサＣ６が、それぞれ配置されている。さらに、発
振用トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタは、それぞれ発
振用接地キャパシタンスとしてのコンデンサＣ１０，Ｃ
１１を介して、接地されている。A capacitor C5 as an oscillation phase shift capacitance is arranged between the base and emitter of the oscillation transistor Q1, and a capacitor C6 as an oscillation phase shift capacitance is arranged between the base and emitter of the oscillation transistor Q2. ing. Further, the emitters of the oscillating transistors Q1 and Q2 have capacitors C10 and C as grounding capacitances for oscillating, respectively.
It is grounded via 11.
【００２５】空芯コイルＬ１及び空芯コイルＬ２によっ
て構成されているインダクタンス回路Ｌ３は、図１及び
図２に示した構成と同様の構成とされている。空芯コイ
ルＬ１と空芯コイルＬ２は、線径、内径、巻数及び巻ピ
ッチがいずれも同一であり、巻方向が反対方向である。
このインダクタンス回路Ｌ３の空芯コイルＬ１は、交流
接続用キャパシタンスとしてのコンデンサＣ３を介し
て、発振用トランジスタＱ１のベースに接続されてお
り、空芯コイルＬ２は、交流接続用キャパシタンスとし
てのコンデンサＣ４を介して、発振用トランジスタＱ２
のベースに接続されている。The inductance circuit L3 composed of the air-core coil L1 and the air-core coil L2 has the same structure as that shown in FIGS. The air-core coil L1 and the air-core coil L2 have the same wire diameter, inner diameter, number of turns, and winding pitch, and the winding directions are opposite to each other.
The air-core coil L1 of this inductance circuit L3 is connected to the base of the oscillation transistor Q1 via a capacitor C3 as a capacitance for AC connection, and the air-core coil L2 has a capacitor C4 as a capacitance for AC connection. Through the oscillation transistor Q2
Connected to the base of.
【００２６】また、インダクタンス回路Ｌ３の中点タッ
プ（空芯コイルＬ１と空芯コイルＬ２の接続点）は接地
されている。また、可変容量ダイオードＶＣ１及びＶＣ
２と、インダクタンス回路Ｌ３とが並列に接続されてお
り、これらにより並列共振回路を構成している。The middle point tap of the inductance circuit L3 (the connection point between the air-core coil L1 and the air-core coil L2) is grounded. In addition, variable capacitance diodes VC1 and VC
2 and the inductance circuit L3 are connected in parallel to form a parallel resonance circuit.
【００２７】つまり、この差動型コルピッツ発振回路に
おいては、コンデンサＣ３はＣ４と、コンデンサＣ５は
Ｃ６と、コンデンサＣ１０はＣ１１と、可変容量ダイオ
ードＶＣ１はＶＣ２と、各々対応しており（同一の値と
されており）、左右対称の構成となっている。That is, in this differential Colpitts oscillator circuit, the capacitor C3 corresponds to C4, the capacitor C5 corresponds to C6, the capacitor C10 corresponds to C11, and the variable capacitance diode VC1 corresponds to VC2 (the same value). It is said that, and has a symmetrical configuration.
【００２８】また、可変容量ダイオードＶＣ１、ＶＣ２
には、外部から、空芯コイルＬ４を介して、その容量を
設定する基準電圧が加えられるようになされている。In addition, variable capacitance diodes VC1 and VC2
Is externally supplied with a reference voltage for setting its capacity through the air-core coil L4.
【００２９】図中、発振用トランジスタＱ１のベースを
点Ｂ、発振用トランジスタＱ２のベースを点ｂとし、発
振用トランジスタＱ１のエミッタを点Ｅ、発振用トラン
ジスタＱ２のエミッタを点ｅとし、コンデンサＣ３とイ
ンダクタンス回路Ｌ３との接続点を点Ａ、コンデンサＣ
４とインダクタンス回路Ｌ３との接続点を点ａとする。In the figure, the base of the oscillation transistor Q1 is point B, the base of the oscillation transistor Q2 is point b, the emitter of the oscillation transistor Q1 is point E, the emitter of the oscillation transistor Q2 is point e, and the capacitor C3 And the inductance circuit L3 are connected at point A and capacitor C
The connection point between 4 and the inductance circuit L3 is defined as point a.
【００３０】次に、図４に示す実施例の動作について説
明する。端子Ｔ５の電圧が、インダクタンス回路Ｌ３及
び可変容量ダイオードＶＣ１，ＶＣ２によって構成され
る並列共振回路に入力され、その出力がコンデンサＣ３
を介して発振用トランジスタＱ１のベースに正帰還され
る。この場合における並列共振回路の共振周波数は、外
部からコイルＬ４を介して供給される電圧により設定さ
れる。Next, the operation of the embodiment shown in FIG. 4 will be described. The voltage at the terminal T5 is input to the parallel resonance circuit configured by the inductance circuit L3 and the variable capacitance diodes VC1 and VC2, and the output thereof is the capacitor C3.
Is positively fed back to the base of the oscillation transistor Q1 via. The resonance frequency of the parallel resonance circuit in this case is set by the voltage supplied from the outside through the coil L4.
【００３１】同様に、端子Ｔ６の電圧が、この並列共振
回路を介して、発振用トランジスタＱ２のベースに正帰
還される。したがって、この回路は発振状態となる。Similarly, the voltage at the terminal T6 is positively fed back to the base of the oscillating transistor Q2 via the parallel resonance circuit. Therefore, this circuit is in an oscillating state.
【００３２】インダクタンス回路Ｌ３の空芯コイルＬ１
とＬ２の巻方向が逆であるので、点Ａと点ａにおける発
振による電圧の変化の位相差は、１８０度となる。さら
に、点Ｂ及び点Ｅの電圧変化は、点Ａの電圧変化と同位
相であり、点ｂ及び点ｅの電圧変化は、点ａの電圧変化
と同位相となる。Air core coil L1 of the inductance circuit L3
Since the winding directions of L2 and L2 are opposite, the phase difference of the voltage change due to the oscillation at point A and point a is 180 degrees. Further, the voltage change at points B and E is in phase with the voltage change at point A, and the voltage change at points b and e is in phase with the voltage change at point a.
【００３３】つまり、中心線Ｚを基準に、左右対称で、
１８０度の位相差の完全平衡発振が行われる。従って、
発振電力の外部への不要輻射を低減させることができ
る。That is, with respect to the center line Z as a reference,
Completely balanced oscillation with a phase difference of 180 degrees is performed. Therefore,
It is possible to reduce unnecessary radiation of oscillation power to the outside.
【００３４】なお、インダクタンス回路Ｌ３の空芯コイ
ルＬ１とＬ２のインダクタンスの値が等しく、中点タッ
プにおいて、発振振幅が生じないので、中点タップは接
地が可能となる。Since the inductance values of the air-core coils L1 and L2 of the inductance circuit L3 are equal and no oscillation amplitude occurs at the midpoint tap, the midpoint tap can be grounded.
【００３５】この回路の基準発振周波数（コイルＬ４を
介して基準の電圧が印加された場合における発振周波
数）を調整する場合、並列共振回路のコンデンサ（可変
容量ダイオードＶＣ１，ＶＣ２）の容量を変化させる
か、またはインダクタンス回路Ｌ３のインダクタンスを
変化させる必要がある。例えば、コンデンサの容量を変
化させる場合、コンデンサ１個（例えば可変容量ダイオ
ードＶＣ１））の容量を変化させると、中心線Ｚを基準
に完全平衡発振を行っている回路の平衡度を崩してしま
う。これに対して、平衡度を保つために、対になるコン
デンサ（例えば、可変容量ダイオードＶＣ１とＶＣ２）
の容量を同時に、同じ値に変化させることは、コイルＬ
４を介して印加する電圧を変更することで可能である
が、これでは基準発振周波数を変化させることにはなら
ない。When adjusting the reference oscillation frequency of this circuit (oscillation frequency when a reference voltage is applied via the coil L4), the capacitance of the capacitors (variable capacitance diodes VC1 and VC2) of the parallel resonance circuit is changed. Alternatively, it is necessary to change the inductance of the inductance circuit L3. For example, in the case of changing the capacity of the capacitor, if the capacity of one capacitor (for example, the variable capacitance diode VC1) is changed, the degree of balance of the circuit that performs perfect balanced oscillation with the center line Z as a reference is destroyed. On the other hand, in order to maintain the balance, a pair of capacitors (for example, variable capacitance diodes VC1 and VC2)
To change the capacitance of the coil to the same value at the same time
This can be done by changing the voltage applied via 4, but this does not change the reference oscillation frequency.
【００３６】しかし、この実施例においては、図１及び
図２において説明した、本発明のインダクタンス回路Ｌ
３を用いているので、上述した、式（１）から明らかな
ように、インダクタンス回路Ｌ３の空芯コイルＬ１と空
芯コイルＬ２の間の空隙部の大きさを変化させることに
よって、この回路の平衡度を保ちながら、インダクタン
ス回路Ｌ３のインダクタンスを、容易に変化させること
ができる。However, in this embodiment, the inductance circuit L of the present invention described in FIGS. 1 and 2 is used.
3 is used, by changing the size of the gap between the air-core coil L1 and the air-core coil L2 of the inductance circuit L3, as is clear from the equation (1) described above, The inductance of the inductance circuit L3 can be easily changed while maintaining the balance.
【００３７】[0037]
【発明の効果】以上のように、本発明のインダクタンス
回路によれば、第１のコイルと第２のコイルとの間に調
整可能な空隙部を設けたので、低コストで、インダクタ
ンス回路のインダクタンスを容易に調整、変化させるこ
とができる。As described above, according to the inductance circuit of the present invention, since the adjustable gap is provided between the first coil and the second coil, the inductance of the inductance circuit can be reduced at a low cost. Can be easily adjusted and changed.
【００３８】また、本発明の発振回路によれば、上記の
インダクタンス回路を共振部に設けたので、平衡を保ち
ながら、発振周波数を容易に調整、変化させることがで
きる。Further, according to the oscillator circuit of the present invention, since the above-mentioned inductance circuit is provided in the resonance portion, the oscillation frequency can be easily adjusted and changed while maintaining balance.
【図１】本発明のインダクタンス回路の一実施例の構成
を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an embodiment of an inductance circuit of the present invention.
【図２】図１に示す空芯コイルＬ１と空芯コイルＬ２の
接続状態を説明する側面図である。FIG. 2 is a side view illustrating a connection state of the air-core coil L1 and the air-core coil L2 shown in FIG.
【図３】図１に示すインダクタンス回路Ｌ３のシンボル
回路図及び等価回路図である。3A and 3B are a symbol circuit diagram and an equivalent circuit diagram of the inductance circuit L3 shown in FIG.
【図４】図１に示すインダクタンス回路Ｌ３を応用した
差動コルピッツ型発振回路の一実施例の構成を示す回路
図である。4 is a circuit diagram showing a configuration of an embodiment of a differential Colpitts oscillator circuit to which the inductance circuit L3 shown in FIG. 1 is applied.
【図５】従来の３端子構成のインダクタンス回路の一構
成例を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of a conventional three-terminal inductance circuit.
１乃至４ 端子 Ｌ１，Ｌ２ 空芯コイル Ｌ３ インダクタンス回路 １１乃至１３ 端子 Ｌ４ コイル Ｋ１ 基板 Ｋ２ 接続部 Ｒ１，Ｒ２ 抵抗 Ｒ１０，Ｒ１１ 抵抗 Ｖ１ バイアス用定電圧源 Ｃ３乃至Ｃ６，Ｃ１０，Ｃ１１ コンデンサ Ｑ１，Ｑ２ 発振用トランジスタ ＶＣ１，ＶＣ２ 可変容量ダイオード Ｔ４乃至Ｔ７ 端子 ＲB 抵抗 ＶB バイアス電圧1 to 4 terminals L1, L2 air-core coil L3 inductance circuit 11 to 13 terminals L4 coil K1 substrate K2 connection part R1, R2 resistance R10, R11 resistance V1 constant voltage source for bias C3 to C6, C10, C11 capacitors Q1, Q2 oscillation Transistor VC1, VC2 Variable capacitance diode T4 to T7 terminals R B resistance V B bias voltage
Claims (3)
ダクタンス回路において、 一端が前記第１の端子である第１のコイルと、 一端が前記第２の端子であり、他端が前記第１のコイル
の他端と接続されており、かつ前記第３の端子である第
２のコイルと、 前記第１のコイルと前記第２のコイルとの接続点に設け
られ、前記第１のコイルと前記第２のコイルによって発
生する相互インダクタンスの値を調節可能な空隙部とを
備えることを特徴とするインダクタンス回路。1. An inductance circuit having first, second and third terminals, wherein a first coil has one end as the first terminal, one end as the second terminal and the other end as the The second coil, which is connected to the other end of the first coil and is the third terminal, is provided at a connection point between the first coil and the second coil, and the first coil is provided. An inductance circuit comprising: a coil; and an air gap part capable of adjusting a value of a mutual inductance generated by the second coil.
径、巻数及び巻ピッチが、いずれも同一であり、巻方向
が反対の空芯コイルであることを特徴とする請求項１に
記載のインダクタンス回路。2. The first and second coils are air-core coils having the same wire diameter, inner diameter, number of turns and winding pitch, but opposite winding directions. Inductance circuit according to.
とを備えることを特徴とする発振回路。3. An oscillation circuit comprising: a resonance section that performs a resonance operation; and a pair of positive feedback sections that positively feeds back an output of the resonance section, wherein the resonance section has the inductance according to claim 1 or 2. An oscillation circuit comprising a circuit and a capacitor connected in parallel to the inductance circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26790694A JPH08130120A (en) | 1994-11-01 | 1994-11-01 | Inductance circuit and oscillation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26790694A JPH08130120A (en) | 1994-11-01 | 1994-11-01 | Inductance circuit and oscillation circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08130120A true JPH08130120A (en) | 1996-05-21 |
Family
ID=17451267
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26790694A Pending JPH08130120A (en) | 1994-11-01 | 1994-11-01 | Inductance circuit and oscillation circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08130120A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002176035A (en) * | 2000-08-26 | 2002-06-21 | Samsung Electronics Co Ltd | Rf matching device |
-
1994
- 1994-11-01 JP JP26790694A patent/JPH08130120A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002176035A (en) * | 2000-08-26 | 2002-06-21 | Samsung Electronics Co Ltd | Rf matching device |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040120 |