JPH08116678A

JPH08116678A - ブリッジ型インバ−タ装置

Info

Publication number: JPH08116678A
Application number: JP7068776A
Authority: JP
Inventors: Mantaro Nakamura; 萬太郎中村
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1994-03-04
Filing date: 1995-03-02
Publication date: 1996-05-07
Anticipated expiration: 2015-10-30
Also published as: JP3104736B2

Abstract

(57)【要約】【目的】ブリッジ型インバータの電力損失を低減させ
る。【構成】直流電源１の一端と他端との間に第１及び第
２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の直列回路と第１及び第
２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の直列回路とを接続する。
第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の接続中点と
第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の接続中点との
間に共振用コンデンサＣ1 を接続すると共に、第３及び
第４の補助スイッチＳ3 、Ｓ4 の逆並列回路を介して共
振用リアクトルＬ1 を接続する。Ｌ1 Ｃ1 の共振で第１
及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 をＺＶＳ動作させ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ブリッジ型又はハーフ
ブリッジ型又は多相のインバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】直流を
交流に変換するためのブリッジ型インバータのスイッチ
をオン・オフ動作させると、スイッチング損失が生じ
る。この種の問題を解決するために部分共振を使用して
スイッチをＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）又はＺＶＳ
（ゼロ電圧スイッチング）させることによってスイッチ
ング損失、サージ電圧、ノイズの軽減を図ることが提案
されている。しかし、主スイッチのみならず部分共振用
スイッチの損失の低減を確実且つ容易に達成することが
できるインバータ装置が要求されている。

【０００３】そこで本発明の目的は上記要求に応えるこ
とができるブリッジ型インバータ装置を提供することに
ある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の請求項１に従う発明は、実施例を示す図面の符号を参
照して説明すると、直流電源の一端と他端との間に少な
くとも１個のスイッチ回路が接続され、前記スイッチ回
路によって負荷に第１の方向の電流とこれと反対の第２
の方向の電流を流すように構成されたブリッジ型又はハ
ーフブリッジ型又は多相ブリッジ型インバータ装置にお
いて、前記スイッチ回路が、前記直流電源１の一端と他
端との間に接続された第１及び第２の主スイッチＴＲ1
、ＴＲ2の直列回路と、前記直流電源１の一端と他端と
の間に接続された第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ
2 の直列回路と、前記第１及び第２のスイッチＴＲ1 、
ＴＲ2 に逆並列接続された第１及び第２のダイオードＤ
1 、Ｄ2 と、前記第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ
2 に逆並列接続された第３及び第４のダイオードＤ3 、
Ｄ4 と、前記第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2
の相互接続中点と前記第１及び第２の補助スイッチＳ1
、Ｓ2 の相互接続中点との間に接続された共振用コン
デンサＣ1 と、前記共振用コンデンサＣ1 に対して並列
に第３及び第４の補助スイッチＳ3 、Ｓ4 の逆並列回路
を介して接続された共振用リアクトルＬ1 とから成り、
且つ前記第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 を制
御するための第１及び第２の主制御パルスと第１、第
２、第３及び第４の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、
Ｓ4 ）を制御するための第１、第２、第３、第４の補助
制御パルスとを発生する制御回路が設けられていること
を特徴とするインバ−タ装置に係わるものである。請求
項２に示すように請求１項の制御回路が、第１及び第２
の主制御パルスを相互間に所定時間間隔Ｔa を有して交
互に発生し、前記所定時間間隔Ｔa が前記コンデンサＣ
1 と前記リアクトルＬ1 とに基づく正弦波状共振電流波
形の０度から９０度以上までに相当する時間幅に設定さ
れ、前記第１の制御パルスの後縁と同時又はこれよりも
前の時点で前記第２及び第４の移動スイッチＳ2 、Ｓ4
をオン状態に制御し、前記第２の主制御パルスの前縁と
同時又はこれよりも後の時点で前記第２の補助スイッチ
Ｓ2 をオフ状態に制御し、前記第２の補助スイッチＳ2
がオフ状態に転換した時点から前記共振電流波形の９０
〜１８０度区間に相当する時間が経過した時点で前記第
４の補助スイッチＳ4 を自然又は強制的にオフ状態に転
換させ、前記第２の主制御パルスの後縁と同時又はこれ
よりも前の時点で前記第１及び第３の補助スイッチＳ1
、Ｓ3 をオン状態に制御し、前記第１の主制御パルス
の前縁と同時又はこれよりも後の時点で前記第１の補助
スイッチＳ1 をオフ状態に制御し、前記第１の補助スイ
ッチＳ1 がオフ状態に転換した時点から前記共振電流波
形の９０〜１８０度区間に相当する時間が経過した時点
で前記第３の補助スイッチＳ3 を自然又は強制的にオフ
状態に転換させるように構成されていることが望まし
い。また請求項３に従う発明は、直流電源の一端と他端
との間に１個又は複数個のスイッチ回路が接続され、前
記スイッチ回路によって負荷に第１の方向の電流とこれ
と反対の第２の方向の電流を流すように構成されたブリ
ッジ型又はハーフブリッジ型又は多相ブリッジ型インバ
ータ装置において、少なくとも１個の前記スイッチ回路
が、前記直流電源１の一端と他端との間に接続された第
１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の直列回路から
成り、前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2
）の相互接続中点が負荷に接続されている主変換回路
と、前記直流電源１の一端と他端との間に接続された第
１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の直列回路と、前
記第１及び第２のスイッチＴＲ1 、ＴＲ2 に逆並列接続
された第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 と、前記第
１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 に逆並列接続され
た第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 と、前記第３及
び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 と同一の方向性を有して
前記直流電源１の一端と他端との間に接続された第５及
び第６のダイオードＤa 、Ｄb の直列回路と、前記第１
及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相互接続中点と
前記第５及び第６のダイオードＤa 、Ｄb の相互接続中
点との間に接続された共振用コンデンサＣ1 と、前記第
１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相互接続中点
と前記第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の相互接
続中点との間に接続されたリアクトルＬ1 と、前記第１
及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の相互接続中点と前
記第５及び第６のダイオードＤa 、Ｄb の相互接続中点
との間に接続された第３及び第４の補助スイッチＳ3 、
Ｓ4 の逆並列回路と、前記第５のダイオードＤa又は前
記第６のダイオードＤb に並列に接続されたコンデンサ
充電回路とから成り、且つ前記第１及び第２の主スイッ
チＴＲ1 、ＴＲ2 を制御するための第１及び第２の主制
御パルスと第１、第２、第３及び第４の補助スイッチ
（Ｓ1 、Ｓ2、Ｓ3 、Ｓ4 ）を制御するための第１、第
２、第３、第４の補助制御パルスとを発生する制御回路
が設けられていることを特徴とするインバ−タ装置に係
わるものである。請求項４に示すように請求項３の制御
回路が、第１及び第２の主制御パルスを相互間に所定時
間間隔Ｔa を有して交互に発生し、前記所定時間間隔Ｔ
a が前記コンデンサＣ1 と前記リアクトルＬ1 とに基づ
く正弦波状共振電流波形の０度から９０度以上までに相
当する時間幅に設定され、前記第１の主制御パルスの後
縁と同時又はこれよりも前の時点で前記第２及び第４の
補助スイッチＳ2 、Ｓ4 をオン状態に制御し、前記第２
の主制御パルスの前縁と同時又はこれよりも後の時点で
前記第２の補助スイッチＳ2 をオフ状態に制御し、前記
第２の補助スイッチＳ2 がオフ状態に転換した時点から
前記共振電流波形の９０〜１８０度区間に相当する時間
が経過した時点で前記第４の補助スイッチＳ4 を自然又
は強制的にオフ状態に転換させ、前記第２の主制御パル
スの後縁と同時又はこれよりも前の時点で前記第１及び
第３の補助スイッチＳ1 、Ｓ3 をオン状態に制御し、前
記第１の主制御パルスの前縁と同時又はこれよりも後の
時点で前記第１の補助スイッチＳ1 をオフ状態に制御
し、前記第１の補助スイッチＳ1 がオフ状態に転換した
時点から前記共振電流波形の９０〜１８０度区間に相当
する時間が経過した時点で前記第３の補助スイッチＳ3
を自然又は強制的にオフ状態に転換させる用に構成され
ていることがのぞましい。また、請求項６に従う発明
は、直流電源の一端と他端との間に少なくとも１個のス
イッチ回路が接続され、前記スイッチ回路によって負荷
に第１の方向の電流とこれと反対の第２の方向の電流を
流すように構成されたブリッジ型又はハーフブリッジ型
又は多相ブリッジ型インバータ装置において、前記スイ
ッチ回路が、前記直流電源１の一端と他端との間に接続
された第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の直列
回路から成り、前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1
、ＴＲ2 ）の相互接続中点が負荷に接続されている主
変換回路と、前記直流電源１の一端と他端との間に接続
された第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の直列回
路と、前記第１及び第２のスイッチＴＲ1 、ＴＲ2 に逆
並列接続された第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2
と、前記第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 と同一の
方向性を有して前記直流電源１の一端と他端との間に接
続された第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 の直列回
路と、前記第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の直
列回路中に配置され且つ前記第１及び第２の補助スイッ
チＳ1 、Ｓ2 の相互間において互いに直列に接続された
第１及び第２のリアクトルＬ1a、Ｌ1bと、前記第１及び
第２のリアクトルＬ1a、Ｌ1bの相互接続中点と前記第３
及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 の相互接続中点との間
に接続された共振用コンデンサＣ1 と、前記第１のリア
クトルＬ1aと前記コンデンサＣ1 とに対して並列に接続
された第３の補助スイッチＳ3 と、前記第３の補助スイ
ッチＳ3 と反対の方向性を有して前記第２のリアクトル
Ｌ1bと前記コンデンサＣ1 とに対して並列に接続された
第４の補助スイッチＳ4 と、前記第３のダイオードＤ3
又は前記第４のダイオードＤ4 に対して並列に接続され
たコンデンサ充電回路７とから成り、且つ前記第１及び
第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 を制御するための第１
及び第２の主制御パルスと第１、第２、第３及び第４の
補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 ）を制御するた
めの第１、第２、第３、第４の補助制御パルスとを発生
する制御回路が設けられていることを特徴とするインバ
−タ装置に係わるものである。なお、請求項７に示すよ
うに請求項６の制御回路が、第１及び第２の主制御パル
スを相互間に所定時間間隔Ｔa を有して交互に発生し、
前記所定時間間隔Ｔaが前記コンデンサＣ1 と前記第２
のリアクトルＬ1bとに基づく正弦波状共振電流波形の０
度から９０度以上までに相当する時間幅に設定され、前
記第１の制御パルスの後縁と同時又はこれよりも前の時
点で前記第２の補助スイッチＳ2 をオン状態に制御し、
前記第２の主制御パルスの前縁と同時又はこれよりも後
の時点で前記第２の補助スイッチＳ2 をオフ状態に制御
し、前記第２の主制御パルスの前縁と前記第２の補助ス
イッチＳ2 がオフ状態転換時点との間で前記第４の補助
スイッチＳ4 をオン状態に転換し、この転換時点から前
記コンデンサＣ1 と前記第２のリアクトルＬ1bとの共振
電流波形の９０〜１８０度区間に相当する時間が経過し
た時点で前記第４の補助スイッチＳ4 を自然又は強制的
にオフ状態に転換させ、前記第２の主制御パルスの後縁
と同時又はこれよりも前の時点で前記第１の補助スイッ
チＳ1 をオン状態に制御し、前記第１の主制御パルスの
前縁と同時又はこれよりも後の時点で前記第１の補助ス
イッチＳ1 をオフ状態に制御し、前記第１の主制御パル
スの前縁と前記第１の補助スイッチＳ1 のオフ状態転換
時点との間で前記第３の補助スイッチＳ3 をオン状態に
転換し、この転換時点から前記コンデンサＣ1 と前記第
１のリアクトルＬ1aと共振電流波形の９０〜１８０度区
間に相当する時間が経過した時点で前記第３の補助スイ
ッチＳ3 を自然又は強制的にオフ状態に転換させるよう
に構成されていることが望ましい。なお、請求項５及び
８に示すようにコンデンサＣ1 の充電回路を設けること
が望ましい。

【０００５】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、第１
〜第４の補助スイッチＳ1 〜Ｓ4 の働きによって共振電
流を正確に流すことができ、第１及び第２の主スイッチ
ＴＲ1 、ＴＲ2のＺＶＳ効果を確実に得ることができ
る。また、第１〜第４の補助スイッチＳ1〜Ｓ4 のＺＶ
Ｓ又はＺＣＳ効果を得ることもできる。また、直流電源
の中点電位を使用しない簡単な回路でＺＶＳ又はＺＣＳ
効果を得ることができる。

【０００６】

【第１の実施例】次に、図１〜図４を参照して本発明の
第１の実施例のブリッジ型インバータ装置を説明する。
このインバータ装置は図１に示すように、直流電源１の
直流電圧をブリッジ型インバータ回路によって交流に変
換して負荷２に供給するように構成されている。直流電
源１は整流回路又は電池から成り、負荷２は例えば出力
トランス３とここに接続された負荷回路４とから成る。

【０００７】インバータ回路は、典型的なインバータと
同様に第１、第２、第３及び第４の主スイッチＴＲ1 、
ＴＲ2 、ＴＲ3 、ＴＲ4 と、第１、第２、第３、第４、
第５、第６、第７及び第８のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ
3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 、Ｄ7、Ｄ8 を有する他に、第
１、第２、第３、第４、第５、第６、第７及び第８の補
助スッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5 、Ｓ6 、Ｓ7 、
Ｓ8 と、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 と、第１
及び第２のリアクトルＬ1 、Ｌ2 とを有する。

【０００８】第１〜第４の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 及
び第１、第２、第５及び第６の補助スイッチＳ1 、Ｓ2
、Ｓ5 、Ｓ6 はバイポーラトランジスタで構成されて
いる。しかし、第３、第４、第７及び第８の補助スイッ
チＳ3 、Ｓ4 、Ｓ7 、Ｓ8 はサイリスタで構成されてい
る。第１の主スイッチＴＲ1 は電源１の一端と負荷２の
一端との間に接続され、第２の主スイッチＴＲ2 は負荷
２の一端と電源１の他端との間に接続され、第３の主ス
イッチＴＲ3 は電源１の一端と負荷２の他端との間に接
続され、第４の主スイッチＴＲ4 は負荷２の他端と電源
１の他端との間に接続されている。第１及び第２の主ス
イッチＴＲ1 、ＴＲ2 の直列回路は第１の主変換回路と
して働き、第３及び第４の主スイッチＴＲ3 、ＴＲ4 の
直列回路は第２の主変換回路として働く。

【０００９】第１、第２、第３、第４、第５、第６、第
７及び第８のダイオードＤ1 、Ｄ2、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5
、Ｄ6 、Ｄ7 、Ｄ8 は第１、第２の主スイッチＴＲ1
、ＴＲ2 と第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 と
第３及び第４の主スイッチＴＲ3、ＴＲ4 と第５及び第
６の補助スイッチＳ5 、Ｓ6 にそれぞれ逆方向並列に接
続されている。なお、第１〜第４の主スイッチＴＲ1 〜
ＴＲ4 及び第１、第２、第５及び第６の補助スイッチＳ
1 、Ｓ2 、Ｓ5 、Ｓ6 を、ソースがサブストレートに接
続された構造の絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トラ
ンジスタとした場合には、これに内蔵されたダイオード
をＤ1 〜Ｄ8 とすることができる。

【００１０】第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 は
電源１の一端と他端との間において互いに直列に接続さ
れ、第５及び第６の補助スイッチＳ5 、Ｓ6 も電源１の
一端と他端との間において互いに直列に接続されてい
る。第３及び第４の補助スイッチＳ3 、Ｓ4 は互いに逆
並列回路を形成し、これが第１のリアクトルＬ1 を介し
て第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相互接続
中点と第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の相互接
続中点との間に接続されている。第１のコンデンサＣ1
は第３及び第４の補助スイッチＳ3 、Ｓ4 の逆並列回路
と第１のリアクトルＬ1 の直列回路に対して並列に接続
されている。第５及び第６の補助スイッチＳ5 、Ｓ6 は
電源１の一端と他端との間で直列に接続されている。第
７及び第８の補助スイッチＳ7 、Ｓ8 は互いに逆並列回
路を形成し、この逆並列回路が第２のリアクトルＬ2 を
介して第３及び第４の主スイッチＴＲ3 、ＴＲ4 の相互
接続中点と第５及び第６の補助スイッチＳ5 、Ｓ6 の相
互接続中点との間に接続されている。第２のコンデンサ
Ｃ2 は第３及び第４の主スイッチＴＲ3 、ＴＲ4 の相互
接続中点と第５及び第６の補助スイッチＳ5 、Ｓ6 の相
互接続中点との間に接続されている。図１において負荷
２の左側の点線で囲んで示す第１のスイッチ回路（第１
のハーフブリッジ回路）５ａと負荷２の右側の点線で囲
んで示す第２のスイッチ回路（第２のハーフブリッジ回
路）５ｂとは同一構成である。

【００１１】図１では相互間の接続ラインの一部が図示
の都合で省略されているが、各スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4
、Ｓ1 〜Ｓ8 の制御端子（ベース）又はゲートは制御
回路６に接続されている。制御回路６は図２に原理的に
示すように、第１、第２、第３及び第４の主制御パルス
発生回路７、８、９、１０と、第１〜第８の補助制御パ
ルス発生回路１１、１２、１３、１４、１５、１６、１
７、１８と、発振器１９と、位相制御回路２０とを有す
る。第１及び第２の主制御パルス発生回路７、８は発振
器１９に制御されて図３の（Ａ）（Ｂ）に示す第１及び
第２の主制御パルスを発生し、第１及び第２の主スイッ
チＴＲ1 、ＴＲ2 のベースに供給する。第３及び第４の
主制御パルス発生回路９、１０は発振器１９と位相制御
回路２０に制御されて図３（Ｃ）（Ｄ）に示す第３及び
第４の主制御パルスを発生し、第３及び第４の主スイッ
チＴＲ3 、ＴＲ4 のベースに供給する。第１及び第２の
主制御パルスと第３及び第４の主制御パルスとは相互間
に位相差を有している他は同一である。図３（Ａ）
（Ｂ）の第１及び第２の主制御パルスは相互に時間間隔
Ｔａを有して交互に発生し、図３（Ｃ）（Ｄ）の第３及
び第４の主制御パルスも時間間隔Ｔａを有して交互に発
生する。この時間間隔Ｔａは各コンデンサＣ1 、Ｃ2 が
充電された状態において補助スイッチＳ3 、Ｓ4 、Ｓ7
、Ｓ8 がオンになり、共振動作でＣ1 、Ｃ2 の電荷の
ほぼ全部が放出されるまでに要する時間に設定されてい
る。即ち、Ｔa は正弦波共振電流波形の０〜９０度以上
の時間幅に設定されている。

【００１２】第１及び第３の補助制御パルス発生回路１
１、１３は第２の主制御パルス発生回路８に接続され、
図３（Ｅ）（Ｇ）に示すように図３（Ｂ）の第２の主制
御パルスの後縁時点ｔ6 に同期して主制御パルスの相互
時間間隔（デッド・タイム）Ｔａ以上のパルスを発生す
る。第１の補助スイッチＳ1 に供給する第１の補助制御
パルスの幅は図３のｔ6 時点から少なくともｔ7 時点以
上までの幅であると共に第１の主制御パルスの後縁時点
ｔ12よりも前までの幅であることが望ましい。また、第
３の補助スイッチＳ3 に供給する第３の補助制御パルス
の幅はｔ6 時点から少なくとも第１の補助制御パルスの
後縁時点ｔ8 以上までの幅であると共に第１の主制御パ
ルスの後縁時点ｔ12よりも前までの幅であることが望ま
しい。第２及び第４の補助制御パルス発生回路１４は第
１の主制御パルス発生回路７に接続され、図３（Ｆ）
（Ｈ）に示すように図３（Ａ）の第１の主制御パルスの
後縁時点ｔ0 に同期して相互時間間隔（デッド・タイ
ム）Ｔａ以上のパルスを発生する。第２の補助スイッチ
Ｓ2 に供給する第２の補助制御パルスの幅は図３のｔ0
時点から少なくともｔ1 時点以上までの幅であると共
に、第２の主制御パルスの後縁時点ｔ6 よりも前までの
幅であることが望ましい。また、第４の補助スイッチＳ
4 に供給する第４の補助制御パルスの幅はｔ0 時点から
少なくとも第２の補助制御パルスの後縁時点ｔ2 以上ま
での幅であると共に、第２の主制御パルスの後縁時点ｔ
6 よりも前までの幅であることが望ましい。第５〜第８
の補助制御パルス発生回路１５〜１８は図２に示すよう
に第３及び第４の主制御パルス発生回路１０に接続さ
れ、第１〜第４の補助制御パルスの第１及び第２の主制
御パルスの関係と同様な関係が第３及び第４の主制御パ
ルスとの間に得られるように第５〜第８の補助制御パル
スが形成される。

【００１３】

【動作】図１のインバータ回路の基本的動作は周知のイ
ンバータと同一である。即ち、第１及び第４の主スイッ
チＴＲ1 、ＴＲ4 が同時にオンの期間に電源１と第１の
主スイッチＴＲ1 と負荷２と第４の主スイッチＴＲ4 と
から成る回路で第１の方向の電流が負荷２に流れ、第２
及び第３の主スイッチＴＲ2 、ＴＲ3 が同時にオンの期
間に電源１と第３の主スイッチＴＲ3 と負荷２と第２の
主スイッチＴＲ2とから成る回路で負荷２に第２の方向
の電流が流れる。

【００１４】次に、第１〜第４の主スイッチＴＲ1 〜Ｔ
Ｒ4 のターンオン及びターンオフ期間における動作を説
明する。但し、図３のｔ0 〜ｔ3 に示す第１の主スイッ
チＴＲ1 のターンオフと第２の主スイッチＴＲ2 のター
ンオンの期間の動作と、ｔ6〜ｔ9 に示す第２の主スイ
ッチＴＲ2 のターンオフと第１の主スイッチＴＲ1 のタ
ーンオンの期間の動作と、第３の主スイッチＴＲ3 のタ
ーンオフと第４の主スイッチＴＲ4 のターンオフとの期
間の動作と、第４の主スイッチＴＲ4 のターンオフと第
３の主スイッチＴＲ3 のターンオフの期間の動作とは実
質的に同一であるので、図３のｔ0 〜ｔ3 期間の動作を
図４を参照して詳しく説明し、その他の期間の動作の説
明を省略する。

【００１５】

【コンデンサ充電動作】この実施例では、第１及び第２
のコンデンサＣ1 、Ｃ2 を例えば図１に示す方向に予め
充電することが必要になる。この充電を行うために、第
１、第４の主スイッチＴＲ、ＴＲ4 のオン期間に同期し
て第２及び第５の補助スイッチＳ2 、Ｓ5 をオンにす
る。勿論、これとは逆に第１の補助スイッチＳ1 と第２
の主スイッチＴＲ2 とを同時にオン、第３の主スイッチ
ＴＲ3 と第６の補助スイッチＳ6 とを同時にオンにする
ことができる。コンデンサＣ1 、Ｃ2 の充電エネルギー
はＬ1 、Ｌ2 との共振動作を繰返す内に損失によって時
間の経過と共に低下するので、時々第１、第２、第３、
第４の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 に同期してＳ2 、Ｓ1
、Ｓ5 、Ｓ6 をオンし、エネルギーを補充する。

【００１６】

【ターンオフ、ターンオン動作】図４は負荷回路４を無
負荷とし、負荷２をトランスのみの遅れ負荷とした場合
における図３のｔ0 〜ｔ3 区間及びこの近傍における図
１の各部の状態を示す。第１のコンデンサＣ1 がほぼ電
源電圧Ｖに充電されている状態のｔ0 時点で第１の主ス
イッチＴＲ1 がオフになり、第２及び第４の補助スイッ
チがオンになると、第１のコンデンサＣ1 のエネルギー
が第１のコンデンサＣ1 と第１のリアクトルＬ1 と第４
の補助スイッチＳ4 とから成る共振回路で放出され、第
１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1は図４（Ｆ）に示すよう
に正弦波の９０〜１８０度区間の波形で低下する。この
時第２の補助スイッチＳ2 がオンであるので、第２の主
スイッチＴＲ2 の両端には第１のコンデンサＣ1 の電圧
Ｖc1が印加されることになり、図４（Ｈ）に示すように
ｔ0 〜ｔ1 で第２の主スイッチＴＲ2 の電圧Ｖtr2 がゼ
ロに向かって低下する。また、第１の主スイッチＴＲ1
の電圧Ｖtr1 は電源電圧Ｖから第２の主スイッチＴＲ2
の電圧Ｖtr2 を差し引いた値になり、図４（Ｇ）に示す
ようにゆっくりと立上る。第１のコンデンサＣ1 と第１
のリアクトルＬ1 と第４の補助スイッチＳ4 とから成る
閉回路の共振電流Ｉ1 は図４（Ｆ）に示すようにｔ0 〜
ｔ1 区間において正弦波の０〜９０度区間の波形を有し
て流れる。ｔ1 時点で第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1
がゼロになると、第２のダイオードＤ2 の逆バイアスが
解除され、第１のリアクトルＬ1 の蓄積エネルギーの放
出による電流Ｉ1 は第２の補助スイッチＳ2 に転流し、
第１のリアクトルＬ1 と第４の補助スイッチＳ4 と第２
の補助スイッチＳ2 と第２のダイオードＤ2 の閉回路を
循環電流として流れる。ｔ1 〜ｔ2 の期間では第１のコ
ンデンサＣ1 の電圧はゼロボルトであり、第２の主スイ
ッチＴＲ2 の電圧Ｖtr2 もゼロボルトである。従って、
ｔ1 〜ｔ2 期間から選ばれた例えばｔ1 で第２の主スイ
ッチＴＲ2 をオンにすると、ＺＶＳが達成される。ま
た、ｔ0 では第１の主スイッチＴＲ1 のＺＶＳが達成さ
れている。第２の主スイッチＴＲ2 のオン時点ｔ1 以後
のｔ2 で第２の補助スイッチＳ2 をオフにすると、第１
のリアクトルＬ1 と第１のコンデンサＣ1 との共振が再
び生じ、第１のコンデンサＣ1 が図１とは逆に充電さ
れ、この電圧Ｖc1は図４（Ｆ）に示すように−Ｖに向か
って変化する。共振電流Ｉ1は図４（Ｅ）に示すように
ｔ2 〜ｔ3 期間で正弦波の９０〜１８０度区間の波形で
変化し、ｔ3 時点でゼロになる。第４の補助スイッチＳ
4 はサイリスタであるので、電流がゼロになった時に自
然にオフに成る機能を有する。図４では第４の補助スイ
ッチＳ4 のオン制御時間幅をｔ0 〜ｔ3 としているが、
これよりも短いオン制御パルスとし、この短いオン制御
パルスをトリガ信号としてｔ0 時点に同期して発生させ
ることもできる。第４の補助スイッチＳ4 には図４
（Ｅ）の共振電流Ｉ1 が流れるが、ｔ0 、ｔ3 の電流の
ゼロ時にターンオン及びターンオフするので、スイッチ
ング損失は実質的にゼロである。また、第２の補助スイ
ッチＳ2 のターンオン時点ｔ0 での電流はゼロであって
ＺＣＶが達成され、また、この電圧Ｖs2はターンオフ時
点ｔ2 から徐々に増大するので、ＺＶＳが達成される。

【００１７】上述から明らかなように、第１の主スイッ
チＴＲ1 のターンオフ時、第２の主スイッチＴＲ2 のタ
ーンオン時にＺＶＳが達成されてスイッチング損失が少
なくなると共に、第２の補助スイッチＳ2 がＺＶＳ、第
４の補助スイッチＳ4 がＺＣＳでオン・オフするので、
ここでのスイッチング損失も少なくなる。

【００１８】第２の主スイッチＴＲ2 のターンオフ時に
は、第１及び第３の補助スイッチＳ1 、Ｓ3 がオンにな
り、第１のコンデンサＣ1 と第３の補助スイッチＳ3 と
第１のリアクトルＬ1 との共振回路が形成され、この回
路で図４のｔ0 〜ｔ1 区間及びｔ2 〜ｔ3 区間に相当す
る電流Ｉ1 が流れ、また、図４のｔ1 〜ｔ2 区間に相当
する電流は第１のリアクトルＬ1 と第１のダイオードＤ
1 と第１の補助スイッチＳ1 と第３の補助スイッチＳ3
とから成る閉回路で流れ、図４の場合と同様な作用効果
が得られる。また、第２のスイッチ回路５ｂにおいても
第１のスイッチ回路５ａと同様の動作が生じる。

【００１９】図４では無負荷として説明したが、負荷２
が抵抗とみなせる場合には、負荷２に印加される電圧に
対応した電流が第１〜第４の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4
を通って流れる。この時、主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 の
ストレージ電流が流れたとしても、ターンオフ時点直後
の電圧は正弦波状に変化するので、電流と電圧の積に基
づく電力損失は小さい。また、負荷２がインダクタンス
を含む遅れ負荷の場合には、例えば第１の主スイッチＴ
Ｒ1 のオフ時に、負荷２に流れていた電流（蓄積エネル
ギー）は、負荷２と第２のコンデンサＣ2 と第７の補助
スイッチＳ7 と電源１と第４のダイオードＤ4 と第１の
コンデンサＣ1 とから成る回路に継続して流れ、第１及
び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 が放電し終わると第２及
び第５のダイオードＤ2 、Ｄ5 が順バイアスとなり、負
荷２と第５のダイオードＤ5 と電源１と第２のダイオー
ドＤ2 の回路で流れる。また、負荷２が進み負荷の場合
には、第１の主スイッチＴＲ1 のオン期間において第１
のダイオードＤ1 に電流が流れている状態で第１の主ス
イッチＴＲ1 をオフ、第２及び第４の補助スイッチＳ2
、Ｓ4 をオンにすると、負荷２と第１のリアクトルＬ1
と第４の補助スイッチＳ4 と第３のダイオードＤ3 と
電源１と第８のダイオードＤ8 と第７の補助スイッチＳ
7 と第２のリアクトルＬ2 とから成る回路に電流が流
れ、第１及び第２のリアクトルＬ1 、Ｌ2 の電流が負荷
電流と等しくなるまで上昇するとダイオードＤ1 、Ｄ6
はカットオフする。

【００２０】

【第２の実施例】次に、図５及び図６を参照して本発明
の第２の実施例に係わるブリッジ型インバータ装置を説
明する。但し、図５及び後述する図７〜図１１において
図１と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図５のインバータ回路は図１のインバータ回
路に更に第５及び第６のダイオードと呼ぶことができる
２つの共振回路形成用ダイオードＤａ、Ｄｂを付加し、
コンデンサＣ1 と第３及び第４の補助スイッチＳ3 、Ｓ
4 の接続箇所を変更し、更に充電回路７を設けたもので
ある。

【００２１】２つのダイオードＤａ、Ｄｂの直列回路は
電源１の一端と他端との間に接続されている。コンデン
サＣ1 は第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相
互接続中点とダイオードＤａ、Ｄｂの相互接続中点との
間に接続されている。リアクトルＬ1 は第１及び第２の
主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相互接続中点と第１及び第
２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の相互接続中点との間に接
続されている。第３及び第４の補助スイッチＳ3 、Ｓ4
の逆並列回路は第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2
の相互接続中点とダイオードＤａ、Ｄｂの相互接続中点
との間に接続されている。充電回路７は抵抗又はスイッ
チから成り、ダイオードＤｂに並列に接続されている。

【００２２】図５のブリッジ型インバータ装置は負荷２
の左側の第１のスイッチ回路（第１のハーフブリッジ回
路）５ａと負荷２の右側の第２のスイッチ回路（第２の
ハーフブリッジ回路）５ｂとの組み合せから成る。第１
及び第２のスイッチ回路５ａ、５ｂは同一回路構成であ
るので、図５及び後述する実施例の図７においては第２
のスイッチ回路５ｂの詳しい説明を省略する。

【００２３】

【動作】図５のインバータ回路の基本的動作は図１のイ
ンバータと同一である。即ち、第１及び第４の主スイッ
チＴＲ1 、ＴＲ4 が同時にオンの期間に電源１と第１の
主スイッチＴＲ1 と負荷２と第４の主スイッチＴＲ4 と
から成る回路で第１の方向の電流が負荷２に流れ、第２
及び第３の主スイッチＴＲ2 、ＴＲ3 が同時にオンの期
間に電源１と第３の主スイッチＴＲ3 と負荷２と第２の
主スイッチＴＲ2とから成る回路で負荷２に第２の方向
の電流が流れる。

【００２４】次に、第１〜第４の主スイッチＴＲ1 〜Ｔ
Ｒ4 のターンオン及びターンオフ期間における動作を図
３及び図４のｔ0 〜ｔ3 期間に対応する期間を示す図６
を参照して説明する。なお、他の区間におけるターンオ
フ、ターンオンの動作は図６と実質的に同一であるの
で、その説明を省略する。

【００２５】

【コンデンサ充電動作】この実施例では、第１及び第２
のコンデンサＣ1 、Ｃ2 を例えば図５に示す方向に予め
充電することが必要になる。この充電を行うために、イ
ンバータ動作を開始する前に第１の主スイッチＴＲ1 を
オンにする。これにより、第１の主スイッチＴＲ1 とコ
ンデンサＣ1 と充電回路７とから成る回路でコンデンサ
Ｃ1 が充電される。なお、共振動作を繰返すうちに損失
によってコンデンサＣ1 の電荷が減少する分は、インバ
ータ動作中の第１の主スイッチＴＲ1 のオン期間に補充
される。

【００２６】

【ターンオフ、ターンオン動作】図６は負荷回路４を無
負荷とし、負荷２をトランスのみの遅れ負荷とした場合
における図５の各部の状態を示す。第１のコンデンサＣ
1 がほぼ電源電圧Ｖに充電されている状態において、ｔ
0 時点で第１の主スイッチＴＲ１がオフになり、第２及
び第４の補助スイッチがオンになると、第１のコンデン
サＣ1 のエネルギーが第１のコンデンサＣ1 と第１のリ
アクトルＬ1 と第２の補助スイッチＳ2 とダイオードＤ
6 とから成る共振回路で放出され、第１のコンデンサＣ
1 の電圧Ｖc1は図６（Ｆ）に示すように正弦波の９０〜
１８０度の区間の波形で低下する。この時ダイオードＤ
6 がオンであるので、第２の主スイッチＴＲ2 の両端に
は第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が印加されることに
なり、図６（Ｈ）に示すようにｔ0 〜ｔ1 で第２の主ス
イッチＴＲ2 の電圧Ｖtr2 がゼロに向かって低下する。
また、第１の主スイッチＴＲ1 の電圧Ｖtr1 は電源電圧
Ｖから第２の主スイッチＴＲ2 の電圧Ｖtr2 を差し引い
た値になり、図６（Ｇ）に示すようにゆっくりと立上
る。第１のコンデンサＣ1 と第１のリアクトルＬ1 との
直列共振回路の共振電流Ｉ1 は図６（Ｅ）に示すように
ｔ0 〜ｔ1 区間において正弦波の０〜９０度区間の波形
を有して流れる。ｔ1 時点で第１のコンデンサＣ1 の電
圧Ｖc1がゼロになると、第２のダイオードＤ2 の逆バイ
アスが解除され、第１のリアクトルＬ1 の蓄積エネルギ
ーの放出による電流Ｉ1 は第１のリアクトルＬ1 と第２
の補助スイッチＳ2 と第２のダイオードＤ2 の閉回路を
循環電流として流れる。ｔ1〜ｔ2 の期間では第１のコ
ンデンサＣ1 の電圧はゼロボルトであり、第２の主スイ
ッチＴＲ2 の電圧Ｖtr2 もゼロボルトである。従って、
ｔ1 〜ｔ2 期間から選ばれた例えばｔ1 で第２の主スイ
ッチＴＲ2 をオンにすると、ＺＶＳが達成される。ま
た、ｔ0 では第１の主スイッチＴＲ1 のＺＶＳが達成さ
れている。第２の主スイッチＴＲ2 のオン時点ｔ1 以後
のｔ2 で第２の補助スイッチＳ2 をオフにすると、第１
のリアクトルＬ1 と第４の補助スイッチＳ4 と第１のコ
ンデンサＣ1 との閉回路によってＬＣ直列共振が再び生
じ、第１のコンデンサＣ1 が図６とは逆に充電され、こ
の電圧Ｖc1は図６（Ｆ）に示すように−Ｖに向かって変
化する。共振電流Ｉ1 は図６（Ｅ）に示すようにｔ2 〜
ｔ3 期間で正弦波の９０〜１８０度区間の波形で変化
し、ｔ3 時点でゼロになる。第４の補助スイッチＳ4 は
サイリスタであるので、電流がゼロになった時に自然に
オフに成る機能を有する。図６では第４の補助スイッチ
Ｓ4 のオン制御時間幅をｔ0 〜ｔ3 としているが、これ
よりも短いオン制御パルスとし、この短いオン制御パル
スをトリガ信号としてｔ0 時点又はｔ1 時点又はｔ2 時
点に同期して発生させることもできる。第４の補助スイ
ッチＳ4 には図６（Ｅ）の共振電流Ｉ1 が流れるが、ｔ
0 、ｔ3 の電流のゼロ時にターンオン及びターンオフす
るので、スイッチング損失は実質的にゼロである。ま
た、第２の補助スイッチＳ2 のターンオン時点ｔ0 での
電流はゼロであってＺＣＳが達成され、また、この電圧
Ｖs2は図６（Ｉ）に示すようにターンオフ時点ｔ2 から
徐々に増大するので、ＺＶＳが達成される。

【００２７】上述から明らかなように、第１の主スイッ
チＴＲ1 のターンオフ時、第２の主スイッチＴＲ2 のタ
ーンオン時にＺＶＳが達成されてスイッチング損失が少
なくなると共に、第２の補助スイッチＳ2 がＺＣＳ及び
ＺＶＳ、第４の補助スイッチＳ4 がＺＣＳでオン・オフ
するので、ここでのスイッチング損失も少なくなる。

【００２８】第２の主スイッチＴＲ2 のターンオフ時に
は、第１及び第３の補助スイッチＳ1 、Ｓ3 がオンにな
り、第１のコンデンサＣ1 とダイオードＤａと第１の補
助スイッチＳ1 と第１のリアクトルＬ1 との共振回路が
形成され、この回路で図６のｔ0 〜ｔ1 区間に相当する
電流Ｉ1 が流れ、また、図６のｔ1 〜ｔ2 区間に相当す
る電流Ｉ1 は第１のリアクトルＬ1 と第１のダイオード
Ｄ1 と第１の補助スイッチＳ1 とから成る閉回路で流
れ、図６のｔ2 〜ｔ3 区間に相当する共振電流Ｉ1 はリ
アクトルＬ1 とコンデンサＣ1 と第３の補助スイッチＳ
3 とから成る閉回路で流れ、図６の場合と同様な作用効
果が得られる。また、第２のスイッチ回路５ｂにおいて
も同様の動作が生じる。

【００２９】図６では無負荷として説明したが、負荷２
が抵抗とみなせる場合には、負荷２に印加される電圧に
対応した電流が第１〜第４の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4
を通って流れる。この時、主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 の
ストレージ電流が流れたとしても、ターンオフ時点直後
の電圧は正弦波状に変化するので、電流と電圧の積に基
づく電力損失は小さい。また、負荷２がインダクタンス
を含む遅れ負荷の場合には、例えば第１の主スイッチＴ
Ｒ1 のオフ時に、負荷２に流れていた電流（蓄積エネル
ギー）は、負荷２と第２のスイッチ回路５ｂと電源１と
ダイオードＤ6 と第１のコンデンサＣ1とから成る回路
に継続して流れ、コンデンサＣ1 が放電し終わると第２
のダイオードＤ2 が順バイアスとなり、負荷２と第２の
スイッチ回路５ｂと電源１と第２のダイオードＤ2 の回
路で流れる。また、負荷２が進み負荷の場合には、第１
の主スイッチＴＲ1 のオン期間において第１のダイオー
ドＤ1 に流れている状態で第１の主スイッチＴＲ1 をオ
フ、第２及び第４の補助スイッチＳ2 、Ｓ4 をオンにす
ると、負荷２と第１のリアクトルＬ1 と第２の補助スイ
ッチＳ2 と電源１と第２スイッチ回路５ｂとから成る回
路に電流が流れ、リアクトルＬ1 の電流が負荷電流と等
しくなるまで上昇するとダイオードＤ1 はカットオフす
る。

【００３０】

【第３の実施例】次に、図７及び図８を参照して第３の
実施例のインバータ装置を説明する。図７の回路は、コ
ンデンサＣ1 とリアクトルＬ1a、Ｌ1bと、第３及び第４
の補助スイッチＳ3 、Ｓ4 の接続箇所を変更し、また充
電回路７を付加したものである。即ち、第１及び第２の
補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の間に第１及び第２のリアクト
ルＬ1a、Ｌ1bが互いに直列に接続されている。コンデン
サＣ1 は２つのリアクトルＬ1a、Ｌ1bの相互接続中点と
第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 の相互接続中点と
の間に接続されている。第３の補助スイッチＳ3 はコン
デンサＣ1 と第１のリアクトルＬ1aとに対して並列に接
続され、第４の補助スイッチＳ4 はコンデンサＣ1 と第
２のリアクトルＬ1bとに対して並列に接続されている。
充電回路７は抵抗又はスイッチから成り、第４のダイオ
ードＤ4 に並列に接続されている。図７において、この
他は図１と同一に構成されている。

【００３１】

【動作】第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 のオ
ン・オフによるインバータ動作は図１の回路と同一であ
る。図７のインバータ装置においては図５の場合と同様
にコンデンサＣ1 を予め充電する必要がある。このた
め、第１の主スイッチＴＲ1 をオンにし、これとコンデ
ンサＣ1 と充電回路７とから成る回路で充電電流を流
す。次に、コンデンサＣ1 に図７の極性が充電されてい
るものとして図３及び図４のｔ0 〜ｔ3 区間に相当する
区間における図７の回路の動作を図８を参照して説明す
る。

【００３２】図８は負荷回路４を無負荷とし、負荷２を
トランスのみの遅れ負荷とした場合における図７の各部
の状態を示す。第１のコンデンサＣ1 がほぼ電源電圧Ｖ
に充電されている状態において、ｔ0 時点で第１の主ス
イッチＴＲ1 がオフになり、第２の補助スイッチＳ2 が
オンになると、第１のコンデンサＣ1 のエネルギーが第
１のコンデンサＣ1 と第２のリアクトルＬ1bと第２の補
助スイッチＳ2 と第４のダイオードＤ4 とから成る共振
回路で放出され、第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1は図
８（Ｆ）に示すように正弦波の９０〜１８０度の波形で
低下する。この時、第４のダイオードＤ4 がオンである
ので、第２の主スイッチＴＲ2 の両端には第１のコンデ
ンサＣ1 の電圧Ｖc1が印加されることになり、図８
（Ｈ）に示すようにｔ0 〜ｔ1 で第２の主スイッチＴＲ
2 の電圧Ｖtr2 がゼロに向かって低下する。また、第１
の主スイッチＴＲ1 の電圧Ｖtr1 は電源電圧Ｖから第２
の主スイッチＴＲ2 の電圧Ｖtr2 を差し引いた値にな
り、図８（Ｇ）に示すようにゆっくりと立上る。第１の
コンデンサＣ1 と第２のリアクトルＬ1bと第２の補助ス
イッチＳ2 と第４のダイオードＤ4 とから成る閉回路の
共振電流Ｉ1 は図８（Ｅ）に示すようにｔ0 〜ｔ1 区間
において正弦波の０〜９０度区間の波形を有して流れ
る。ｔ1 時点で第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1がゼロ
になると、第２のダイオードＤ2 の逆バイアスが解除さ
れ、第２のリアクトルＬ1bの蓄積エネルギーの放出によ
る電流Ｉ1 が第２のリアクトルＬ1bと第２の補助スイッ
チＳ2 と第２のダイオードＤ2 の閉回路を循環電流とし
て流れる。ｔ1 〜ｔ2 の期間では第１のコンデンサＣ1
の電圧はゼロボルトであり、第２の主スイッチＴＲ2 の
電圧Ｖtr2 もゼロボルトである。従って、ｔ1 〜ｔ2 期
間から選ばれた例えばｔ1 で第２の主スイッチＴＲ2 を
オンにすると、ＺＶＳが達成される。また、ｔ0 では第
１の主スイッチＴＲ1 のＺＶＳが達成されている。第２
の主スイッチＴＲ2 のオン時点ｔ1 以後のｔ2 で第２の
補助スイッチＳ2 をオフにし、第４の補助スイッチＳ4
をｔ2 と同時又はこの直前にオンにすると、第２のリア
クトＬ1bと第４の補助スイッチＳ4 と第１のコンデンサ
Ｃ1 との閉回路で共振が再び生じ、第１のコンデンサＣ
1 が図７とは逆に充電され、この電圧Ｖc1は図８（Ｆ）
に示すように−Ｖに向かって変化する。共振電流Ｉ1 は
図８（Ｅ）に示すようにｔ2 〜ｔ3 期間で正弦波の９０
〜１８０度区間の波形で変化し、ｔ3 時点でゼロにな
る。第４の補助スイッチＳ4 はサイリスタであるので、
電流がゼロになった時に自然にオフに成る機能を有す
る。図８では第４の補助スイッチＳ4 のオン制御時間幅
をｔ2 の直前からｔ3 としているが、ｔ2 の直前からｔ
2 の直後までの短いオン制御パルスとすることもでき
る。第４の補助スイッチＳ4 には図８（Ｅ）の共振電流
Ｉ1 が流れるが、電流のゼロ時にターンオフするのでＺ
ＣＶが達成される。また、第２の補助スイッチＳ2 のタ
ーンオン時には電流がゼロであるので、ＺＣＳが達成さ
れ、またこの電圧Ｖs2はターンオフ時点ｔ2 から徐々に
増大するので、ＺＶＳが達成される。

【００３３】上述から明らかなように、第１の主スイッ
チＴＲ1 のターンオフ時、第２の主スイッチＴＲ2 のタ
ーンオン時にＺＶＳが達成されてスイッチング損失が少
なくなると共に、第２の補助スイッチＳ2 がＺＣＳ及び
ＺＶＳでオン・オフし、第４の補助スイッチＳ4 がＺＣ
Ｓでターンオフするので、ここでのスイッチング損失も
少なくなる。

【００３４】第２の主スイッチＴＲ2 のターンオフ時に
は、第１の補助スイッチＳ1 がオンになり、第１のコン
デンサＣ1 と第３のダイオードＤ3 と第１の補助スイッ
チＳ1 と第１のリアクトルＬ1aとの共振回路が形成さ
れ、この回路で図８のｔ0 〜ｔ1 区間に相当する電流Ｉ
1 が流れる。図８のｔ1 〜ｔ2 区間に相当する電流は第
１のリアクトルＬ1 と第１のダイオードＤ1 と第１の補
助スイッチＳ1 とから成る回路で流れる。図８のｔ2 〜
ｔ3 区間に相当する電流は第１のリアクトルＬ1aとコン
デンサＣ1 と第３の補助スイッチＳ3 とから成る閉回路
で流れる。また、第２のスイッチ回路５ｂにおいても第
１のスイッチ回路５ａと同様の動作が生じる。

【００３５】図８では無負荷として説明したが、負荷２
が抵抗とみなせる場合には、負荷２に印加される電圧に
対応した電流が第１〜第４の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4
を通って流れる。この時、主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 の
ストレージ電流が流れたとしても、ターンオフ時点直後
の電圧は正弦波状に変化するので、電流と電圧の積に基
づく電力損失は小さい。また、負荷２がインダクタンス
を含む遅れ負荷の場合には、例えば第１の主スイッチＴ
Ｒ1 のオフ時に、負荷２に流れていた電流（蓄積エネル
ギー）は、負荷２と第２のスイッチ回路５ｂと電源１と
第４のダイオードＤ4 と第１のコンデンサＣ1 とから成
る回路に継続して流れ、第１のコンデンサＣ1 が放電し
終わると第２のダイオードＤ2 が順バイアスとなり、負
荷２と第２スイッチ回路５ｂと電源１と第２のダイオー
ドＤ2 の回路で流れる。また、負荷２が進み負荷の場合
には、第１の主スイッチＴＲ1 のオン期間において第１
のダイオードＤ1 に電流が流れている状態で第１の主ス
イッチＴＲ1 をオフ、第２の補助スイッチＳ2 をオンに
すると、負荷２と第２のリアクトルＬ1bと第２の補助ス
イッチＳ2 と電源１と第２のスイッチ回路５ｂとから成
る回路に電流が流れ、第２のリアクトルＬ1bの電流が負
荷電流と等しくなるまで上昇するとダイオードＤ1 はカ
ットオフする。

【００３６】

【第４の実施例】次に、図９に示すハーフブリッジ型イ
ンバータ装置を説明する。図９のインバータ回路は図１
のインバータ装置の第２のスイッチ回路５ｂを同一容量
の第１及び第２の電力供給用コンデンサＣａ、Ｃｂに置
き換えた構成になっている。即ち、電源１の一端と他端
との間に第１及び第２の電力供給用コンデンサＣａ、Ｃ
ｂの直列回路が接続され、これ等の接続中点に負荷２の
他端（右端）が接続されている。

【００３７】このハーフブリッジ型インバータ回路で
は、最初に第１及び第２の電力供給用コンデンサＣａ、
Ｃｂが電源１の電圧Ｖの１／２の値にそれぞれ充電され
ている。この状態で第１の主スイッチＴＲ1 をオン、第
２の主スイッチＴＲ2 をオフにすると、電源１と第１の
主スイッチＴＲ1 と負荷２と第２の電力供給用コンデン
サＣｂとの回路で第１の方向の電流が流れて第２の電力
供給用コンデンサＣｂを充電する。また、第１の電力供
給用コンデンサＣａと第１の主スイッチＴＲ1 と負荷２
とから成る回路で第１の方向の放電電流が流れる。この
時、負荷２にはＶ／２の電圧が印加される。次に、第２
の主スイッチＴＲ2 のオン期間には、電源１と第１の電
力供給用コンデンサＣａと負荷２と第２の主スイッチＴ
Ｒ2 とから成る回路で第２の方向の電流が流れると共
に、第２の電力供給用コンデンサＣｂと負荷２と第２の
主スイッチＴＲ2 とから成る回路で第２の方向の放電電
流が流れる。図９のハーフブリッジ型インバータにおい
ても、コンデンサＣ1 、リアクトルＬ1 等が図１と同様
に設けられているので、図１と同様な効果が得られる。

【００３８】

【第５の実施例】次に、図１０に示す３相ブリッジ型イ
ンバータ装置を説明する。この実施例では電源１に第１
のスイッチ回路５ａと同一構成の第２及び第３のスイッ
チ回路５ｂ、５ｃが接続されている。各スイッチ回路５
ａ、５ｂ、５ｃにおける第１及び第２の主スイッチの接
続中点から各相の出力ラインが導出され、３相負荷２に
接続されている。第１〜第３相のスイッチ回路５ａ、５
ｂ、５ｃは周知のように１２０度の角度間隔を有して駆
動される。この３相インバータにおいても、各相のスイ
ッチ回路５ａ、５ｂ、５ｃは図１のスイッチ回路５ａと
同一に構成されているので、同一の作用効果を有する。

【００３９】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。（１）図５及び図７のスイッチ回路５ａを使用して図
９のハーフブリッジ型インバータ装置又は図１０の３相
ブリッジ型インバータ装置を構成することができる。（２）図４及び図６において、第２の補助スイッチＳ
2 のオフ転換時点を第２の主スイッチＴＲ2 のオン転換
時点と同じｔ1 時点とすることができる。（３）図６において、第４の補助スイッチＳ4 のオン
時点を第２の補助スイッチＳ2 のオフ時点ｔ2 と同時又
はこの直前とすることができる。（４）図４、図６及び図８において、ｔ1 〜ｔ2 期間
を実質的にゼロにするように第２の補助スイッチＳ2 の
オフ時点をｔ1 に移すことができる。（５）図５及び図７において充電回路７をトランジス
タ等のスイッチとする場合には第１の主スイッチＴＲ1
と同時にオンにしてコンデンサＣ1 を充電する。また、
充電回路７はダイオードＤａ又はＤ3 に対して並列に接
続し、第２の主スイッチＴＲ2 のオン期間にコンデンサ
Ｃ1 の左側がプラスとなるように充電することができ
る。また、起動前にコンデンサＣ1 の両端に直接に独立
の充電回路を接続して充電し、その後この充電回路を切
り離すことができる。また、図１１に示すように充電回
路７をダイオ−ドＤa に並列に接続し、第２の主スイッ
チＴＲ2 のオン期間に充電してもよい。また、図７にお
いても充電回路７をダイオ−ドＤ3 に並列に接続するこ
とができる。（６）主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 に並列にターンオフ
時の電圧立上りをゆるくするため又はノイズ吸収用のコ
ンデンサを接続することができる。（７）主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 、補助スイッチＳ1
〜Ｓ8 をＦＥＴ等の半導体スイッチとすることができ
る。（８）各実施例において図１２に示すように第１及び
第３の補助スイッチＳ1 、Ｓ3 を制御するための第１及
び第３の補助制御パルスの前縁を第２の主制御パルスの
後縁よりも前の時点とし、第２及び第４の補助スイッチ
Ｓ2 、Ｓ4 を制御するための第２及び第４の補助制御パ
ルスの前縁を第１の主制御パルスの後縁よりも前の時点
とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例のインバータ装置を示す
回路図である。

【図２】図１の制御回路を原理的に示すブロック図であ
る。

【図３】図２の各部の状態を示す電圧波形図である。

【図４】図１の各部の状態を示す図である。

【図５】第２の実施例のインバータ装置を示す回路図で
ある。

【図６】図５の各部の状態を示す図である。

【図７】第３の実施例のインバータ装置を示す回路図で
ある。

【図８】図７の各部の状態を示す回路図である。

【図９】第４の実施例のインバータ装置を示す図であ
る。

【図１０】第５の実施例のインバータ装置を示す図であ
る。

【図１１】変形例のインバ−タ装置を示す回路図であ
る。

【図１２】変形例の制御パルスを示す波形図である。

【符号の説明】

ＴＲ1 〜ＴＲ4 主スイッチＳ1 〜Ｓ4 補助スイッチＣ1 、Ｃ2 コンデンサＬ1 、Ｌ2 リアクトル

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源の一端と他端との間に１個又は
複数個のスイッチ回路が接続され、前記スイッチ回路に
よって負荷に第１の方向の電流とこれと反対の第２の方
向の電流を流すように構成されたブリッジ型又はハーフ
ブリッジ型又は多相ブリッジ型インバータ装置におい
て、少なくとも１個の前記スイッチ回路が、前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第
１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の直列回路
から成り、前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、Ｔ
Ｒ2)の相互接続中点が負荷に接続されている主変換回路
と、前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第
１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の直列回路
と、前記第１及び第２のスイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）に逆並
列接続された第１及び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ2 ）
と、前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）に逆並
列接続された第３及び第４のダイオード（Ｄ3 、Ｄ4 ）
と、前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の相
互接続中点と前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、
Ｓ2 ）の相互接続中点との間に接続された共振用コンデ
ンサ（Ｃ1 ）と、前記共振用コンデンサ（Ｃ1 ）に対して並列に第３及び
第４の補助スイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）の逆並列回路を介し
て接続された共振用リアクトル（Ｌ1 ）とから成り、且つ前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）
を制御するための第１及び第２の主制御パルスと第１、
第２、第３及び第４の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3
、Ｓ4 ）を制御するための第１、第２、第３、第４の
補助制御パルスとを発生する制御回路が設けられている
ことを特徴とするインバ−タ装置。
【請求項２】前記制御回路は、前記第１及び第２の主
制御パルスを相互間に所定時間間隔（Ｔa ）を有して交
互に発生し、前記所定時間間隔（Ｔa ）が前記コンデン
サ（Ｃ1 ）と前記リアクトル（Ｌ1 ）とに基づく正弦波
状共振電流波形の０度から９０度以上までに相当する時
間幅に設定され、前記第１の制御パルスの後縁と同時又
はこれよりも前の時点で前記第２及び第４の移動スイッ
チ（Ｓ2 、Ｓ4 ）をオン状態に制御し、前記第２の主制
御パルスの前縁と同時又はこれよりも後の時点で前記第
２の補助スイッチ（Ｓ2 ）をオフ状態に制御し、前記第
２の補助スイッチ（Ｓ2 ）がオフ状態に転換した時点か
ら前記正弦波状共振電流波形の９０〜１８０度区間に相
当する時間が経過した時点で前記第４の補助スイッチ
（Ｓ4 ）を自然又は強制的にオフ状態に転換させ、前記
第２の主制御パルスの後縁と同時又はこれよりも前の時
点で前記第１及び第３の補助スイッチ（Ｓ1、Ｓ3 ）を
オン状態に制御し、前記第１の主制御パルスの前縁と同
時又はこれよりも後の時点で前記第１の補助スイッチ
（Ｓ1 ）をオフ状態に制御し、前記第１の補助スイッチ
（Ｓ1 ）がオフ状態に転換した時点から前記正弦波状共
振電流波形の９０〜１８０度区間に相当する時間が経過
した時点で前記第３の補助スイッチ（Ｓ3 ）を自然又は
強制的にオフ状態に転換させるように構成されているこ
とを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】直流電源の一端と他端との間に１個又は
複数個のスイッチ回路が接続され、前記スイッチ回路に
よって負荷に第１の方向の電流とこれと反対の第２の方
向の電流を流すように構成されたブリッジ型又はハーフ
ブリッジ型又は多相ブリッジ型インバータ装置におい
て、少なくとも１個の前記スイッチ回路が、前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第
１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）直列回路か
ら成り、前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ
2 ）の相互接続中点が負荷に接続されている主変換回路
と、前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第
１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の直列回路
と、前記第１及び第２のスイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）に逆並
列接続された第１及び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ2 ）
と、前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）に逆並
列接続された第３及び第４のダイオード（Ｄ3 、Ｄ4 ）
と、前記第３及び第４のダイオード（Ｄ3 、Ｄ4 ）と同一の
方向性を有して前記直流電源（１）の一端と他端との間
に接続された第５及び第６のダイオード（Ｄa、Ｄb ）
の直列回路と、前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の相
互接続中点と前記第５及び第６のダイオード（Ｄa 、Ｄ
b ）の相互接続中点との間に接続された共振用コンデン
サ（Ｃ1 ）と、前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の相
互接続中点と前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、
Ｓ2 ）の相互接続中点との間に接続されたリアクトル
（Ｌ1 ）と、前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の相互
接続中点と前記第５及び第６のダイオード（Ｄa 、Ｄb
）の相互接続中点との間に接続された第３及び第４の
補助スイッチ（Ｓ3 、Ｓ4 ）の逆並列回路とから成り、且つ前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）
を制御するための第１及び第２の主制御パルスと第１、
第２、第３及び第４の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3
、Ｓ4 ）を制御するための第１、第２、第３、第４の
補助制御パルスとを発生する制御回路が設けられている
ことを特徴とするインバ−タ装置。
【請求項４】前記制御回路は、前記第１及び第２の主
制御パルスを相互間に所定時間間隔（Ｔa ）を有して交
互に発生し、前記所定時間間隔（Ｔa ）が前記コンデン
サ（Ｃ1 ）と前記リアクトル（Ｌ1 ）とに基づく正弦波
状共振電流波形の０度から９０度以上までに相当する時
間幅に設定され、前記第１の主制御パルスの後縁と同時
又はこれよりも前の時点で前記第２及び第４の補助スイ
ッチ（Ｓ2 、Ｓ4 ）をオン状態に制御し、前記第２の主
制御パルスの前縁と同時又はこれよりも後の時点で前記
第２の補助スイッチ（Ｓ2 ）をオフ状態に制御し、前記
第２の補助スイッチ（Ｓ2 ）がオフ状態に転換した時点
から前記正弦波状共振電流波形の９０〜１８０度区間に
相当する時間が経過した時点で前記第４の補助スイッチ
（Ｓ4 ）を自然又は強制的にオフ状態に転換させ、前記
第２の主制御パルスの後縁と同時又はこれよりも前の時
点で前記第１及び第３の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ3 ）を
オン状態に制御し、前記第１の主制御パルスの前縁と同
時又はこれよりも後の時点で前記第１の補助スイッチ
（Ｓ1 ）をオフ状態に制御し、前記第１の補助スイッチ
（Ｓ1 ）がオフ状態に転換した時点から前記正弦波状共
振電流波形の９０〜１８０度区間に相当する時間が経過
した時点で前記第３の補助スイッチ（Ｓ3 ）を自然又は
強制的にオフ状態に転換させるように構成されているこ
とを特徴とする請求項３記載のインバータ装置。
【請求項５】更に、前記コンデンサ（Ｃ1 ）を充電す
るために前記第５のダイオード（Ｄa ）又は前記第６の
ダイオード（Ｄb ）に並列に接続されたコンデンサ充電
回路を有する請求項３又は４に従うインバ−タ装置。
【請求項６】直流電源の一端と他端との間に１個又は
複数個のスイッチ回路が接続され、前記スイッチ回路に
よって負荷に第１の方向の電流とこれと反対の第２の方
向の電流を流すように構成されたブリッジ型又はハーフ
ブリッジ型又は多相ブリッジ型インバータ装置におい
て、少なくとも１個の前記スイッチ回路が、前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第
１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）直列回路か
ら成り、前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ
2 ）の相互接続中点が負荷に接続されている主変換回路
と、前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第
１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の直列回路
と、前記第１及び第２のスイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）に逆並
列接続された第１及び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ2 ）
と、前記第１及び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ2 ）と同一の
方向性を有して前記直流電源（１）の一端と他端との間
に接続された第３及び第４のダイオード（Ｄ3、Ｄ4 ）
の直列回路と、前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の直列
回路中に配置され且つ前記第１及び第２の補助スイッチ
（Ｓ1 、Ｓ2 ）の相互間において互いに直列に接続され
た第１及び第２のリアクトル（Ｌ1a、Ｌ1b）と、前記第１及び第２のリアクトル（Ｌ1a、Ｌ1b）の相互接
続中点と前記第３及び第４のダイオード（Ｄ3 、Ｄ4 ）
の相互接続中点との間に接続された共振用コンデンサ
（Ｃ1 ）と、前記第１のリアクトル（Ｌ1a）と前記コンデンサ（Ｃ1
）とに対して並列に接続された第３の補助スイッチ
（Ｓ3 ）と、前記第３の補助スイッチ（Ｓ3 ）と反対の方向性を有し
て前記第２のリアクトル（Ｌ1b）と前記コンデンサ（Ｃ
1 ）とに対して並列に接続された第４の補助スイッチ
（Ｓ4 ）とから成り、且つ前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）
を制御するための第１及び第２の主制御パルスと第１、
第２、第３及び第４の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3
、Ｓ4 ）を制御するための第１、第２、第３、第４の
補助制御パルスとを発生する制御回路が設けられている
ことを特徴とするインバ−タ装置。
【請求項７】前記制御回路は、前記第１及び第２の主
制御パルスを相互間に所定時間間隔（Ｔa ）を有して交
互に発生し、前記所定時間間隔（Ｔa ）が前記コンデン
サ（Ｃ1 ）と前記第２のリアクトル（Ｌ1b）とに基づく
正弦波状共振電流波形の０度から９０度以上までに相当
する時間幅に設定され、前記第１の制御パルスの後縁と
同時又はこれよりも前の時点で前記第２の補助スイッチ
（Ｓ2）をオン状態に制御し、前記第２の主制御パルス
の前縁と同時又はこれよりも後の時点で前記第２の補助
スイッチ（Ｓ2 ）をオフ状態に制御し、前記第２の主制
御パルスの前縁と前記第２の補助スイッチ（Ｓ2 ）がオ
フ状態転換時点との間で前記第４の補助スイッチ（Ｓ4
）をオン状態に転換し、この転換時点から前記コンデ
ンサ（Ｃ1 ）と前記第２のリアクトル（Ｌ1b）との正弦
波状共振電流波形の９０〜１８０度区間に相当する時間
が経過した時点で前記第４の補助スイッチ（Ｓ4 ）を自
然又は強制的にオフ状態に転換させ、前記第２の主制御
パルスの後縁と同時又はこれよりも前の時点で前記第１
の補助スイッチ（Ｓ1 ）をオン状態に制御し、前記第１
の主制御パルスの前縁と同時又はこれよりも後の時点で
前記第１の補助スイッチ（Ｓ1 ）をオフ状態に制御し、
前記第１の主制御パルスの前縁と前記第１の補助スイッ
チ（Ｓ1 ）のオフ状態転換時点との間で前記第３の補助
スイッチ（Ｓ3 ）をオン状態に転換し、この転換時点か
ら前記コンデンサ（Ｃ1）と前記第１のリアクトル（Ｌ1
a）と正弦波状共振電流波形の９０〜１８０度区間に相
当する時間が経過した時点で前記第３の補助スイッチ
（Ｓ3 ）を自然又は強制的にオフ状態に転換させるよう
に形成されていることを特徴とする請求項６記載のイン
バータ装置。
【請求項８】更に、前記コンデンサ（Ｃ1 ）を充電す
るために前記第３のダイオード（Ｄ3 ）又は前記第４の
ダイオード（Ｄ4 ）に対して並列に接続されたコンデン
サ充電回路（７）を有する請求項６又は７に従うインバ
−タ装置。