JPH0799524A - 通信方法、通信システムおよびモデム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 アナログ情報およびデジタル情報を同時に通
信する。 【構成】 トランスミッタ部に入力されるデジタルスト
リームをワードに分割し、各ワードを一対のシンボル成
分にマッピングする。トランスミッタ部に入力されるア
ナログ信号はサンプリングされ、連続するサンプルの各
対がアナログベクトル成分のセットを形成する。このア
ナログベクトル成分はそれぞれシンボル成分に加算さ
れ、この成分和をＱＡＭ変調して出力信号を形成する。
アナログサンプルの対は、単に、アナログ信号を遅延さ
せ、遅延信号および非遅延信号の両方をサンプリングす
ることによって導出することができる。レシーバでは、
信号をまず復調し、標準的な変調技術に従ってデジタル
信号を検出する。次に、検出したデジタル信号を受信信
号から現在して、アナログサンプル対を形成し、それら
を結合してアナログ信号を再構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デジタル／アナログ同
時伝送に関し、特に、一般にアナログ信号とデジタル信
号とを多重化せず同一周波数帯に共存するように同時に
伝送する方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、音声およびデータがあるチャネル
を介して同時に送出される場合には、周波数分割多重化
法あるいは時分割多重化法を用いて送出されている。周
波数分割多重化法においては、データチャネルおよび音
声チャネルが前記チャネルの帯域内の相異なったサブバ
ンドに割り当てられる。この種の方式の例としては、米
国特許第４，７５７，４９５号、同第４，６７２，６０
２号、および同第４，５４６，２１２号などが挙げられ
る。時分割多重化装置においては、音声信号は、サンプ
リングされ、デジタイズされ、さらにデジタルデータの
間にインタリーブされて、利用可能なチャネルを介して
通信される単一の情報ストリームが形成される。実際に
は、（例えばＴ１キャリアシステムなどの）デジタルキ
ャリアシステムがこの種の方式を用いた例である。

【０００３】１９８５年４月付けの米国特許第４，５１
２，０１３号は、同時に音声およびデータを取り扱う、
周波数分割多重化装置に近い、興味深いアプローチを提
供している。この装置においては、音声信号が濾波さ
れ、それに変調された狭帯域信号が追加されて送出され
る信号が形成される。この狭帯域変調済み信号は、キャ
リアによって変調されて音声エネルギーがわずかしか存
在しない周波数スペクトル上の位置にシフトアップされ
た狭帯域デジタル入力信号から導出されたものである。
レシーバにおいては、変調済みデジタル信号によって占
められる狭帯域内においては音声パワーは低いという事
実に基づいて、デジタル信号が適切な復調により回復さ
れる。その後、回復されたデジタル信号はトランスミッ
タにおける操作と同様に再び変調され、チャネル特性に
対応するように濾波されて受信された信号から差し引か
れる。この結果が受信された音声である。以上に述べら
れているように、この装置の顕著な特徴は、第２カラム
の第１３−１８行に記述されているように、「データ信
号を通常の音声信号周波数帯内の音声信号が存在するが
そのパワー密度特性が低いような領域内でデータ信号を
多重化することによって、アナログ音声信号および変調
済みデータ信号のすべてが単一の通常のアナログチャネ
ルを介して伝送されうる」ということである。その外、
この米国特許第４，５１２，０１３号は半二重である。

【０００４】モデムにおいては、デジタル情報は、アナ
ログ情報に変換されることによってチャネルを介して通
信されている。その最も基本的な形態においては、モデ
ムはデジタル信号を濾波し（すなわち、そのデジタル信
号を周波数軸上でシフトし）て帯域の制限された信号を
形成し、その信号が通信チャネルの透過帯域（パスバン
ド）内に位置するように変調する。例えば電話において
はパスバンドは３００Ｈｚから３５００Ｈｚの間であ
る。変調済み信号の情報伝送能力を向上させるために、
より高度化されたモデムにおいては直交変調が用いられ
ている。直交変調は２次元信号空間として書き表され
る。音声信号を送信するために信号空間を用いる例は、
１９９２年１月１４日付けの米国特許第５，９８１，６
４７号に記載されている。

【０００５】データおよび音声を送信するために信号空
間を用いる例は、アジャシ(Ajashi)らによる、「単一の
電話チャネルを介した高速デジタル／アナログパラレル
送信技法」（アイ・トリプル・イー・トランザクション
ズ・オン・コミュニケーションズ(IEEE Transactions o
n Communications)誌第３０巻第５号（１９８２年５
月）第１２１３〜１２１８ページ）という表題の論文に
記載されている。アナログおよびデータ信号が相異なっ
た時間スロット（ＴＤＭ）あるいは相異なった周波数帯
（ＦＤＭ）に分割配置されるような従来技法とは異な
り、この方法においてはデジタルおよびデータ信号がＱ
ＡＭシステムの相異なった２つのチャネルに分配されて
いる。すなわち、アジャシらは、同相チャネルをアナロ
グ信号で、それに直交するチャネルをデジタル信号で変
調することを提案している。その記述およびチャネル等
化に関連して、リム(Lim)らは、「同時アナログ／デジ
タルデータ送信における適応等化および位相追随」とい
う表題の論文（ＢＳＴＪ第６０巻第９号（１９８１年１
１月）第２０３９〜２０６３ページ）において、等化器
の性能を解析している（１９８１年のＢＳＴＪの記事に
おいては、１９８２年のＩＥＥＥの記事を「未発表の研
究」として引用している）。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】これまでのところ、Ｑ
ＡＭシステムの双方のチャネルを介してデータおよび音
声の双方を同時に送信することは出来ておらず、単一の
双方向帯域制限付き通信チャネルを介して全二重にデー
タおよびアナログ信号の双方を通信することは出来てい
ない。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の原理を使用すれ
ば、アナログ情報およびデジタル情報が同時に通信され
る。一般的には、通信チャネルを多次元空間としてみる
と、デジタル信号はシンボルに分割され、シンボルは、
それらの間の距離があらかじめ設定された信号空間にマ
ッピングされる。アナログ信号は、成分信号に変換され
てシンボルに加えられる（ベクトル和）。ただし、この
成分信号は一般的にはシンボル間の距離の半分より小さ
い大きさに制限される。次に、和信号はレシーバへ送信
され、そこで、シンボルが検出され、受信信号から減算
されて、アナログ信号成分を生成する。送信されたアナ
ログ信号がこれらの成分から再生される。

【０００８】一実施例では、トランスミッタ部に入力さ
れるデジタルストリームをワードに分割し、各ワードを
一対のシンボル成分にマッピングする。トランスミッタ
部に入力されるアナログ信号はサンプリングされ、連続
するサンプルの各対がアナログベクトル成分のセットを
形成する。このアナログベクトル成分はそれぞれシンボ
ル成分に加算され、この成分和をＱＡＭ変調して出力信
号を形成する。アナログサンプルの対は、単に、アナロ
グ信号を遅延させ、遅延信号および非遅延信号の両方を
サンプリングすることによって導出することができる。

【０００９】レシーバでは、信号をまず復調し、標準的
な変調技術に従ってデジタル信号を検出する。次に、検
出したデジタル信号を受信信号から現在して、アナログ
サンプル対を形成し、それらを結合してアナログ信号を
再構成する。

【００１０】本発明の原理を使用したさまざまな実施例
に、モデム技術で知られているライン等化、エコーキャ
ンセル、プリエンファシスなどの改良を組み合わせるこ
とができる。

【００１２】

【実施例】図１は、直交変調技法によってデジタルデー
タを通信するモデムの非常に基本的なブロック図であ
る。セクション１００はモデムのトランスミッタ部であ
り、セクション２００はモデムのレシーバ部である。詳
細に述べれば、トランスミッタ部においては、デジタル
データが１−ｔｏ−２マッパ１１０に供給され、マッパ
１１０は、通常同相サンプルおよび直交サンプルと呼称
される２つの出力を生成する。同相サンプルはローパス
フィルタ１５０を介して変調器１２０に供給され、変調
器１２０は供給された信号とキャリア、すなわち図１の
ｓｉｎωｔ、との積を生成する。直交サンプルはローパ
スフィルタ１６０を介して変調器１３０に供給され、変
調器１３０は供給された信号と第２のキャリアとの積を
生成する。この第２のキャリアは第１のキャリアと直交
している、すなわちｃｏｓωｔである。フィルタ１５０
および１６０は、エイリアシングを避けるために、ω未
満そして少なくともマッパ１１０の出力サンプルレート
の逆数の半分までに帯域を制限していなければならな
い。変調器１２０および１３０の出力信号は素子１４０
において加算されてモデムのトランスミッタ部のアナロ
グ信号が生成される。

【００１３】実際の動作においては、図１の装置に対し
て供給されるデジタルデータはビットストリームであ
る。素子１１０は、入力信号を、各々所定の数の連続ビ
ットよりなるシンボルのストリームとしてみなし、各々
のシンボルを同相アナログサンプルと直交アナログサン
プルとにマッピングする。

【００１４】当業者は、図１の装置において実行される
操作を、しばしば図２に示されているような信号空間ダ
イアグラムによって記述する。ｘ軸は一方のキャリア信
号（例えばｃｏｓωｔ）に対応しており、ｙ軸は他方の
キャリア信号（ｓｉｎωｔ）に対応している。よって、
素子１１０によって供給される同相および直交サンプル
は、図２の信号空間内のある位置を規定することにな
る。従って、素子１１０が生成しうるサンプルの組は、
図２の信号空間描像においてはサンプルポイントの組
（すなわちポイントのコンステレーション）に対応す
る。図２においては、例として４ポイント信号コンステ
レーションが示されている。しかしながら、より多くの
信号ポイントを有する信号ポイントコンステレーション
を生成することが可能であることは公知である。

【００１５】図２に示されているコンステレーションに
従って図１の装置によって変調された信号を受信するた
めには、受信した信号が信号空間内の第１、第２、第
３、あるいは第４象限のうちのいずれに位置するもので
あるかを識別することだけが必要である。このことは、
受信された信号に対する大きな許容度があることを意味
しており、正確な象限内に位置するあらゆる信号はその
象限内の正確なコンステレーション信号ポイントに対し
てマッピングされる。他の（おそらくより大きな）コン
ステレーションに拡張すると、信号空間はそれぞれ領域
に分割されており、レシーバ側の決定は受信された信号
が位置する領域に関してなされる。これらの領域は「隣
接領域」と呼称される。

【００１６】図１のレシーバ部においては、変調済み信
号が復調器２１０に供給される。復調器２１０は同相お
よび直交成分を回復し、それらをスライサ２２０に供給
する。スライサ２２０は同相および直交成分をシンボル
に変換し、そのシンボルをデマッパ２３０に供給する。
デマッパ２３０は、シンボルをビットストリームにマッ
ピングしてデジタルデータストリームを回復する。

【００１７】（チャネルにおいて付加される雑音に起因
するものなどの）信号歪が存在しない場合には、復調器
２１０によって受信された信号は加算器１４０によって
送出された信号と正確に同一のものであるはずであり、
（スライサ２２０による）信号が見い出された隣接領域
の決定は比較的単純でエラーフリーであるはずである。
しかしながら、送信された信号に対して追加された雑音
は受信された信号を前記信号空間内でシフトさせ、スラ
イサ２２０への入力を変化させる。言い換えれば、通信
チャネルを流れる信号に対して付加される雑音は、送信
されたサンプルポイントに対して付加される、図２の信
号空間内のベクトル信号に対応する。この付加されるベ
クトルは、未知の大きさおよび未知の位相を有してい
る。従って、追加された雑音によって、信号空間内の点
に対応する被送出信号が信号空間内の領域へと変換され
る。この現象は、図２内においては円１１によって記述
されている。この円のことを、送出された信号を取り囲
む信号空間「雑音雲」と呼称する場合もある。

【００１８】以上より、送出された信号をエラーなく検
出するためには、隣接領域が雑音雲を取り囲むのに充分
であるほど大きくなければならないことが明らかであ
る。送出された信号の平均出力は通常他の考察事項によ
って制限されているため、信号コンステレーションがｘ
軸およびｙ軸によって表現される無限の空間を覆う量も
制限されている。このことは、図２においては円１２に
よって表現されている。円１２によってなされる制限
は、雑音に関する考察によってなされる隣接領域の大き
さに関する制限とともに、コンステレーション内の送出
される信号ポイントの数を制限する。

【００１９】既に示されているように、通常のモデムデ
ザインにおいては許容される信号強度とチャネルの忠実
度の期待値とが複合してコンステレーションサイズを制
御している。雑音の少ないチャネルにおいてはより大き
なコンステレーションが可能になり、より大きなコンス
テレーションはより高いデジタルデータスループットを
可能にする。このことから、利用可能な信号空間のすべ
て、すなわち実質的にすべてを情報伝送に利用するとい
う全く革新的なアイデアが生まれる。この革新的なアプ
ローチに従ったトランスミッタ信号空間が図３に示され
ている。図３においては、複数個の信号ポイントが信号
空間内でランダムに示されている。これらのポイント
は、トランスミッタが送出可能な種々のベクトルを表わ
している。ここにはもはやそれらの各々の間の決定がな
されなければならないような「ポイントのコンステレー
ション」というものは存在しない。信号空間全体が存在
するのみである。言い換えれば、信号空間内の固定され
たコンステレーションに対してマッピングされるような
デジタル信号を有する代わりに、図３においては信号空
間にマッピングされるアナログ信号が描かれている。同
相成分を構成するアナログ信号が直交成分を構成するア
ナログ信号とは独立である場合には、図３における存立
可能な信号空間は長方形である。

【００２０】アナログ信号を図３の信号空間に従って送
出することの利点を認識した後の次なる革新は、図２お
よび図３の信号空間を交互に用いることである。すなわ
ち、この革新は、利用者のアナログ信号「あるいは」利
用者のデジタル信号をその必要が生じた場合に送出す
る、ということである。この様子は、図４に示されてい
る。

【００２１】さらに、図４の信号空間に従ってアナログ
あるいはデジタル信号のいずれかを送出することの利点
を認識した後、全く相異なった通信方法が用いられ得る
こと、すなわちアナログおよびデジタル信号の「双方」
を通信することが組み合わせられた信号空間において同
時に「表現されうる」こと、が見い出された。この様子
は図５に示されており、４つの隣接領域が破線２１およ
び２２によって識別された境界線を用いて例示の目的で
識別されている。

【００２２】図５の描像に従うと、各々のデジタルコン
ステレーションポイント（例えばポイント３１）の周囲
に「信号雲」を形成するアナログ信号は、それが完全に
単一の隣接領域内に含まれているようにダイナミックレ
ンジに関して制限される。よって、この場合においても
コンステレーションサイズ（これはデジタルスループッ
トに直接影響する）と送出されるアナログ信号のダイナ
ミックレンジ（ある場合には「分解能」に対応する）と
の間にはトレードオフの関係が存在する。

【００２３】図６は、本発明の原理を基本的に例示する
装置を示した図である。当該装置には、ライン６１上に
印加されたデジタル信号に応答する１−ｔｏ−２次元マ
ッパ６０が含まれている。マッパ６０は、各々ライン６
１上に到達したデジタル信号に関連する、量子化された
振幅のパルスを有する２つの出力をライン６２および６
３上に生成する。図６には、さらに、ライン５１上に印
加されたアナログ信号に対して応答し、ライン５１上の
アナログ信号に関連する連続振幅のパルスを有する２つ
の出力信号をライン５２および５３上に生成する。出力
５２および６２は加算器７０内で組み合わせられ、出力
５３および６３は加算器８０において組み合わせられ
る。加算器７０および８０の出力は、図５の信号空間に
よって表現される信号の成分を生成する。図１に示され
ているように、加算器７０および８０の出力はローパス
フィルタ１５０および１６０を介して変調器１２０およ
び１３０に供給され、加算器１４０においてその和が計
算されて、モデム分野においては公知の変調済み信号が
形成される。

【００２４】図６においては、素子６０は１−ｔｏ−２
マッパとして描かれている。しかしながら、素子６０は
Ｍ−ｔｏ−Ｎマッパであってもよいことに留意された
い。すなわち、素子６０は、複数（Ｍ）個のデジタル信
号に応答するものであって相異なった複数（Ｎ）個の出
力信号を生成するものであればよい。同様に、素子５０
は、複数個のアナログ信号に応答するＪ−ｔｏ−Ｋエン
コーダでよい。さらに、素子５０および６０の後段に位
置するもの（すなわち、素子７０、８０、１２０、１３
０、１４０、１５０および１６０）、つまり直交変調器
９０を構成するものは、素子５０および６０が生成する
ように設計されている複数個の出力（例えば、３次元空
間、４次元空間など）に応答するように構成される。よ
り詳細に述べれば、それらの素子は供給されたすべての
入力信号に対して応答しなければならず、すなわちそれ
らの素子はＫ個あるいはＮ個のうちのより大きい個数の
信号を扱えなければならない。しかしながら、このよう
な状況においても、ユーザがこの二つ（ＫあるいはＮ）
のうちのより大きいほうをシステムの次元とみなすこと
は可能であり、その場合にはある次元においてはデジタ
ルデータが無いあるいはアナログデータが無いというこ
とになる。もちろん、デジタルデータもアナログデータ
も存在しない「次元」が存在する場合には、「側方」情
報の等化のように、他の情報がそれらの次元を介して送
出されうる。

【００２５】信号空間の概念においては、素子５０およ
び６０のＮ個（ＮがＫよりも大きいと仮定する）の出力
信号は、多次元空間、すなわちＮ次元空間内のベクトル
の成分の集合に対応する。この多次元空間の座標は、直
交変調器９０内の直交変調信号に対応する。図６におい
ては、２つの直交変調信号はｃｏｓωｔおよびｓｉｎω
ｔであるが、他の変調信号、例えば符号分割多重化（Ｃ
ＤＭＡ）テンプレートなども利用可能である。本発明に
関しては、直交変調信号とは、複数個のコンカレント要
素信号を含む送出される信号を生成し、かつレシーバが
受信した信号を前記変調信号の各々に応答して生成され
たそれぞれの要素信号に分割することを可能にするよう
な変調信号である。さらに、図５に関連して、直交変調
器９０が素子６０によって生成された成分によって表現
される「シンボルベクトル」と素子５０によって生成さ
れた成分によって表現される「アナログ情報ベクトル」
とのベクトル和演算を実行することが理解される。この
様子は図７に示されている。

【００２６】図１に関連して、本発明の原理は、加算器
７０および８０の出力信号が直交変調器９０において組
み合わせられるという利点を有さずに直接通信される
（すなわち送出される）場合においても用いられること
に留意されたい。さらに、直交変調器９０は、単なる帯
域シフト手段であってもよい。例えば加算器７０の出力
が帯域制限されている場合には、加算器８０の出力は加
算器７０の帯域制限された出力信号を越えて帯域シフト
され、その後に加算器７０の出力と組み合わせられう
る。この様子は、図８に示されている。デジタルストリ
ームが供給されないような状況下では、本発明の原理は
素子６０を用いずに実現される。

【００２７】以上の説明においては、図６の素子５０に
対して供給される入力信号がアナログである。しかしな
がら、必ずしもこのようになっている必要はない。従来
技術に係る技法に従って、帯域制限されたアナログ信号
は（適切なナイキスト限界内で）サンプリングされう
る。ここで、素子５０への入力信号はアナログサンプル
シーケンスであり得ることに留意されたい。さらに、サ
ンプリングされたアナログ信号は、量子化されてデジタ
ル形式で表現されうる。実際、サンプリングされてデジ
タル形式に変換されたアナログ信号は、さらに振幅量子
化パルス振幅変調（ＰＡＭ）フォーマット（例えば、通
常のＰＣＭ）に変換されうる。これらの表現のすべては
アナログ信号の表現である。例えば、振幅量子化ＰＡＭ
パルスの集合は、サンプリングおよび量子化（Ａ／Ｄ変
換およびその後のＤ／Ａ変換）プロセスによって導入さ
れた量子化誤差の範囲内で元のアナログ信号と同一であ
る。

【００２８】素子５０の入力においてアナログ信号のサ
ンプリングおよび振幅量子化が可能であるという事実は
多くの利点をもたらす。第１に、そのことによってアナ
ログ信号が素子５０に対してデジタルフォーマットで提
供されうる。次に、相異なった情報源の単純な多重化が
可能になる。よって、例えば素子５０、６０および９０
が今日のモデムが実現されている様式、すなわちストア
されたプログラムの制御下で機能する１つあるいは複数
個のマイクロプロセッサを有する形態、に従って実現さ
れうる。

【００２９】入力信号の多重化の一例は、Ａ／Ｄコンバ
ータバンク３０とそれに引き続くマルチプレクサ４０を
有する図９の実施例において示されている。コンバータ
バンク３０は、回線３３および３４上などの複数個のア
ナログ信号をデジタルフォーマットに変換し、マルチプ
レクサ４０はその入力信号を多重化してそれを素子５０
に供給する。素子３０および４０は、それぞれ従来技術
に係るＡ／Ｄコンバータおよびマルチプレクサ素子であ
る。

【００３０】素子３０および４０の組合せにより、複数
個の狭帯域アナログ信号を直交変調器９０に印加するこ
とが可能になる。ここでの主たる制限は、キャリア周波
数およびチャネルの利用可能な伝送帯域である。この狭
帯域信号は、もちろんあらゆるソースからのものであ
る。例えば、救急車にインストールされたシステムにお
いては、血圧および心拍数の狭帯域テレメトリデータを
音声と同時に通信することを可能にするために、音声帯
域が幾分犠牲になることが有り得る。

【００３１】さらに、米国特許第５，０８１，６４７号
に記載されているような、無音期間を検出してそれほど
緊急ではないテレメトリデータをその無音期間に送信す
るような、音声信号エネルギー検出器が含まれうる。こ
の無音期間は、自然に発生する期間でもよいし、送信し
たばかりのまたは送信しようとしているアナログ情報に
関するデータのようなテレメトリ情報を通信するために
強制された無音期間でもよい。この様子は、図９におい
ては素子３１および３２によって示されている。

【００３２】（素子５０、６０および９０がデジタル方
式で実現されている場合に）素子５０への入力がデジタ
ルであるという事実と素子６０への入力もデジタルであ
るという事実とを混同してはならない。素子６０へのデ
ジタル入力は、各々「等しく」重要な数字ストリームで
ある。よって、これらの数字はシンボルに変換され、こ
れらのシンボルはコンステレーションポイントに変換さ
れ、そしてこのコンステレーションポイントは、モデム
のレシーバ部においてスライサ（例えば図１のスライサ
２２０）によって識別される隣接領域内に存在する。こ
れに反して、素子５０に供給されるデジタル信号は振幅
を表現するデジタルワードに対応しており、デジタルワ
ードの隣接ビット間の特定の相互関係は「維持されて」
いる。前述されているように、コンステレーション内の
信号点の周りの信号雲は、識別されるべき複数個の信号
点を表現している訳ではない。これは基本的な違いであ
る。

【００３３】図１０は、本発明の原理に従ったモデムの
レシーバ部の基本的なブロック図である。チャネルから
受信された変調済み入力信号は、同相および直交成分を
生成する復調器２１０に印加される。これら２つの成分
はシンボルを識別するスライサ２２０に供給され、シン
ボルはデマッパ２３０に供給される。これらすべては、
図１に示された従来技術に係るモデムにおけるアプロー
チに従ったものである。加えて、図１０にはスライサ２
２０によって生成されたシンボルに応答するマッパ２４
０が含まれている。マッパ２４０の出力は、（図１の配
置においては素子１５０および１６０に対して印加され
ている）同相および直交成分の組の正確な推定値であ
る。マッパ２４０の出力は減算器２５０および２６０に
おいて復調器２１０の出力から減算される。減算器２５
０および２６０の出力は２−ｔｏ−１デマッパ２７０に
供給され、デマッパ２７０はアナログサンプルを再結合
して元のアナログ信号の推定値を生成する。デマッパ２
７０はマッパ５０の逆関数を実行する。

【００３４】ここで、スライサ２２０が、マッパ２４０
が生成する出力信号を直接供給するように設計されてい
ることに留意されたい。さらに、デマッパ２３０は、こ
の種の入力信号に応答するように作製されうる。このた
め、図１０は、スライサ２２０およびマッパ２４０が組
み合わせられて単一の素子を形成し、デマッパ２３０と
加算器２５０および２６０が当該組み合わせられた素子
に応答する、という意味で変更されうる。

【００３５】アナログ方式で実現する（例えば図６）場
合には、マッパ５０がアナログ信号に応答する。複数個
の出力を生成する（図示されている素子５０の場合には
２つの出力）ためには種々の方法が用いられうる。例え
ば、単一の帯域制限されたアナログ信号は、単に濾波し
て選択されたサブバンドを変調することにより、複数個
のベースバンド信号に分割されうる。あるいは、素子５
０が複数個の帯域制限されたアナログ信号を受容し、そ
れぞれの帯域制限されたアナログ信号を素子５０の相異
なった出力に対して割り当てることも可能である。

【００３６】（アナログ回路あるいはデジタル回路によ
る）時分割サンプリング方式で実現する場合には、素子
５０は、単一のアナログ信号の相異なったサンプルを相
異なった出力に単に導くか、あるいは複数個のアナログ
信号を多重化してそれらの信号よりなるサンプルを何ら
かの簡便な方法により分配することが可能である。

【００３７】本発明の通信品質を向上させるために非線
型技法が用いられうるようにするために、シンボル間干
渉を最小化する目的のチャネルの等化を実現することが
重要である。この目的を達成するために従来技術に係る
モデム技法が用いられうる。

【００３８】図１１は、等化を用いた配置を示すブロッ
ク図である。詳細に述べれば、図１１は、直後に等化ハ
ードウエアを有する復調器を示している（これら全体で
スーパーデモジュレータとみなされうる）。等化ハード
ウエアウエアは、復調器２１０とスライサ２２０との間
に配置された適応フィルタ２８０を有している。フィル
タ２８０の動作特性は、タップ更新ブロック２９０に−
修正可能な形態で−ストアされたフィルタ係数によって
制御される。タップ更新ブロック２９０は、減算器２５
０および２６０の出力信号に応答する。フィルタ２８０
の適応動作は従来技術に係るモデム技法に従って実行さ
れる。減算器２５０および２６０の出力はデマルチプレ
クサ２７５にも供給され、デマルチプレクサ２７５の出
力はデマッパ２７６に供給される。デマッパ２７６は、
図１０に示されたデマッパ２７０複数個よりなるデマッ
パバンクを有している。素子２７５および２７６は、複
数個のアナログ入力が多重化されているようなアプリケ
ーションに適合されたレシーバを例示するために含まれ
ている。もちろん、多重化が行なわれないようなアプリ
ケーションにおいてはデマッパ２７０は取り除かれる。

【００３９】ある種の適応方法に従うと、アナログ信号
のパワーが小さい場合に適応動作を実行して対応する係
数の更新を行なうことが最も容易である。このプロセス
をパワーが小さい間に限定するために、図１１において
は減算器２５０および２６０に応答する制御素子２９５
内にパワーデテクタが備えられている。ブロック２９５
も従来技術に係るものである。このブロックには、減算
器２５０および２６０の信号内に含まれるパワーを見積
もり、係数更新プロセスをイネーブル（あるいはディセ
ーブル）する制御信号をブロック２９０に対して供給す
るパワー検出回路が含まれている。もちろん、ブロック
２９５は、例えばトランスミッタからのサイド情報など
のアナログ信号以外から制御信号が導出されうるという
点で、より一般的なものである。

【００４０】図１１は、送信側モデムのトランスミッタ
部と受信側モデムのレシーバ部との間の伝送チャネルの
等化を、レシーバの復調器の後段で実現する１つの配置
を示している。しかしながら、等化は、チャネルに沿っ
たあらゆる場所、例えばモデムのトランスミッタ部にお
いてさえも実行されうる。

【００４１】図１２には、図９および図１１に示された
ものに従って構成された全二重モデムの全体の構成図が
示されている。より詳細に述べれば、トランスミッタ部
（図９）がレシーバ部（図１１）とハイブリッド３００
および減算器３１０を介して接続されている。減算器３
１０は、復調器２１０に印加される信号から不要な信号
を減算するために、従来技術に係る様式でエコーキャン
セラ３２０と協同で動作する。図を簡潔にするために、
エコーキャンセラ３２０は直交変調器９０の出力に接続
されているように示されており、エコーキャンセラ３２
０がアナログ方式である場合にはこれで充分である。し
かしながら、デジタル方式が用いられた場合に信号レー
トがかなり低い場合にはエコーキャンセラをマッパ６０
の出力に応答させるようにすることによってより高効率
となることは公知である。本発明の原理を用いた改良方
式が図１３に示されている。図１３においては、いくつ
かの素子には、例えば変調器に対応するものに「ヒルベ
ルトパスバンドフィルタ」などというように相異なった
ラベルが付されていることに留意されたい。これらは、
いくらか異なった計算を通じて希望する結果を得る回路
であり、モデム分野の当業者には公知である。

【００４２】すべてのモデムと同様、エコーのキャンセ
ルは、トレーニング期間に遠端信号源が無音状態であ
り、エコーキャンセラが減算器３１０の出力を最小化す
るように適応されているときに実行される。

【００４３】図６に関して前述されているように、素子
５０への入力はサンプリングされたアナログ信号でもサ
ンプリングされていないアナログ信号でもよい。さら
に、同様に前述されているように、素子５０が（１−ｔ
ｏ−Ｎマッパではなく）１−ｔｏ−２マッパであって素
子５０の希望される出力がサンプリングされたアナログ
信号対である場合には、このアナログ信号対は、入力ア
ナログ信号を１／Ｂだけ遅延させて遅延信号と非遅延信
号の双方をレートＢでサンプリングすることによって簡
潔に導出されうる。この方式により、レート１／２Ｂ秒
でサンプリングされた元のアナログ信号の隣接サンプル
に対応するサンプル対が得られる。実際、サンプルが互
いに隣接したものではない場合には通信のプライバシー
が向上し、図１４には非隣接サンプルから対を導出する
１つのアプローチが示されている。この方法において
は、レート２Ｂで到達したＫ個のアナログサンプルをス
トアする入力レジスタ５５、レジスタ５５の出力をスク
ランブルしてＫ個の出力を生成するスクランブリングネ
ットワーク５６、およびネットワーク５６の出力に応答
するレジスタ５７および５８が基本的には用いられてい
る。レジスタ５７および５８はＫ／２Ｂ秒ごとにＫ／２
個のアナログサンプルをストアし、ストアされたサンプ
ルを１／２Ｂ秒のレートで出力する。スクランブリング
ネットワーク５６は、単にクロス接続フィールドとする
ことが可能である。

【００４４】プライバシを改良するもう１つのアプロー
チは、送信するアナログ信号の利得および位相を修正す
ることを含む。これは、コンステレーションシンボルに
加えられる信号ベクトルを形成する信号成分に作用する
（すなわち、その信号成分を変換する）ことに類似して
いる。この変換は、信号特性に従うことも可能であり、
また、単に擬似乱数列に従うことも可能である。後者の
方式を図１５に示す。レジスタ７２は、アナログ信号サ
ンプル対を受信し、対の各要素を異なる乗算器（７３お
よび７４）へ送る。乗算器７３および７４は、擬似乱数
発生器７１から受信した対応する係数に従って、送られ
た信号サンプルを修正し、修正信号サンプルの対を生成
し、マッパ５０へ送る。この技術については、米国特許
第４，１２４，５２６号（発明者：ジー．ブレマー(G.
Bremer)、ダブリュ．ベッツ(W. Betts)、発行日：１９
９０年５月８日）にさらに記載されている。

【００４５】もちろん、レシーバは、アナログ信号を正
確に復号するために、発生器７１と同期する擬似乱数発
生器を含まなければならない。図１５の回路は、アナロ
グ信号を出力するデマッパ内のレシーバ（例えば図１１
のレシーバ）に組み込むことが可能である。レシーバ内
の図１５の回路の同期は、「サイド情報」のようなトラ
ンスミッタによって送信される同期情報によって達成さ
れる。

【００４６】この改良をさらに一般的に特徴づければ、
入力信号の特性に基づいて入力信号を修正することは、
本発明の実施例の一般的な改良である。例えば信号の振
幅を動的に修正して、達成可能な信号対ノイズ比を改良
することができる。信号の動的スケーリングは、（例え
ば、図９の実施例とともに説明したチャネルのうちの１
つによって）デジタルチャネルまたはアナログチャネル
の「サイド情報」の形式でレシーバへ通信することがで
きる。これを図１６に示す。信号プロセッサ７５がスイ
ッチ３２の前にある。プロセッサ７５は、スイッチ３２
に送られる信号を修正し、また、上記のサイド情報を出
力してＡ／Ｄコンバータバンク３０へ送る。

【００４７】ちなみに、サイド情報のうちには、アナロ
グ信号ストリームからいつかのサンプルを「盗む」こと
によってアナログチャネル自体に含まれるものがあって
もよい。もちろん、レシーバで欠損サンプルを生じる実
現例もあるが、レシーバにおける補間技術によって、欠
損サンプルの近接推定値を生成することができる。

【００４８】信号を修正するさらにもう１つの方法は、
通常のとおり行われる自動利得制御（ＡＧＣ）によって
ダイナミックレンジを制御することである。

【００４９】信号を修正するさらにもう１つの方法は符
号化あり、これは、例えば、予測符号化の全領域を含
む。

【００５０】予測符号化において、その目的は、過去の
信号から現在の信号を予測し、その誤差（残差）信号
（すなわち、予測信号からの真の信号の偏差を表す信
号）のみを送信することである。もちろん、予想される
ように、良好な予測によって残差信号は小さくなる。小
さい残差信号しか生成しない配置によって、残差信号を
増幅する（固定的にまたは動的に）ことが可能となり、
それによって、良好な信号分解能および高いノイズ耐性
が達成される。

【００５１】入力信号サンプルｘ（ｎ），ｘ（ｎ−
１），ｘ（ｎ−２）およびあらかじめ選択した係数
ａ₁，ａ₂，ａ₃，．．．に応答して、残差信号サンプル
ｅ（ｎ）は一般的に次のような計算によって出力され
る。 ｅ（ｎ）＝ｘ（ｎ）−ａ₁ｘ（ｎ−１）−ａ₂ｘ（ｎ−
２）−ａ₃ｘ（ｎ−３）．．．

【００５２】係数の数は設計者が選択するものである
が、係数の数は信号特性の関数とすることも可能であ
る。ある信号特性に対しては、係数の数は２であり、他
の場合には３となる、などということもあり得る。ま
た、係数の値は、信号の短期履歴、コンステレーション
内のシンボルの現在の数、などの考慮に基づいて、固定
（過去の決定に従って設定される）または可変のいずれ
でもよい。

【００５３】図１６のプロセッサ７５は、選択した符号
化を実行するために使用することができる。特に、プロ
セッサ７５は、入力信号の特性に敏感な線形予測係数発
生器の機能を実行し、さらに、増強フィルタの機能も実
行することができる。プロセッサ７５の線形予測係数発
生器部分によって出力される係数はサイド情報としてＡ
／Ｄコンバータブロックへ送られ、レシーバへ送信さ
れ、次式に従って使用される。 ｙ（ｎ）＝ｅ（ｎ）＋ａ₁ｙ（ｎ−１）＋ａ₂ｙ（ｎ−
２）＋ａ₃ｙ（ｎ−３）．．．

【００５４】図１７は、線形予測符号化を扱うトランス
ミッタ部分およびレシーバ部分（要素６５〜６９）のブ
ロック図である。「ｓｖｄシステム」と記されたブロッ
クは、上記の（例えば図１３）モデム実施例（ｓｖｄモ
デム）のレシーバ部分およびトランスミッタ部分を表
す。

【００５５】動作を改良するさらにもう１つの方法は、
プリエンファシスを使用することである。例えば、直交
変調器９０に入力される「アナログ」入力は高周波数成
分をプリエンファサイズするために濾波されうるもので
あり、それに対応して減算器２５０および２６０の「ア
ナログ」出力はプリエンファシスを除去するために濾波
される。このプリエンファシスは例えばＡ／Ｄコンバー
タ３０内あるいはそれ以前に図１２にプリエンファシス
フィルタ２０として示されているものなどにおいて実行
されうる。この濾波は、「アナログ」信号が実際にアナ
ログである間、あるいはトランスミッタ部およびレシー
バ部がデジタルハードウエアなどで実現されている場合
などのように「アナログ」信号がデジタル的に表現され
ている場合になされる。

【００５６】マッパ５０に送られるアナログ信号に対し
てサンプリングプロセスを使用する上記の実施例の特徴
の１つは、送られる信号に含まれる最高周波数に対する
ナイキスト基準による制限である。換言すれば、通信ネ
ットワークによって提供される帯域幅にかかわらず、マ
ッパ６０のシンボルレートで入力信号をサンプリングす
るという決定は、サンプリングされる信号の上限周波数
を制限する。音声アプリケーションのようなあるアプリ
ケーションでは、高い周波数を送信することは、その機
能を達成するコストが低い周波数を捨てることになった
としても、好ましいことがある。

【００５７】この機能は周波数シフトによって実現され
る。すなわち、音声信号を帯域制限し、低周波帯域のあ
らかじめ選択した部分を削除し、その結果生じた帯域制
限信号を下方にシフトし、シフとした信号をサンプリン
グする。

【００５８】これらの動作は通常のフィルタリングおよ
び変調回路によって実行可能である。また、これらの動
作は、ヒルベルトフィルタで実行可能である。レシーバ
では、このプロセスはもちろん逆になる。

【００５９】上記のいくつかの実施例はレシーバへの
「サイド情報」の送信を必要とする。また、上記のよう
に、この情報はアナログチャネルまたはデジタルチャネ
ルで送信することができる。

【００６０】デジタルデータチャネルでサイド情報を送
信する場合、これはＤＬＥ（データラインエスケープ）
遮蔽を使用して埋め込む。特に、サイド情報は、チャネ
ルの情報が一時的に中断している間にデータチャネルの
ビットストリームに挿入される。ＤＬＥ遮蔽において、
サイド情報の前に「コマンドシーケンス」として知られ
る特定のビットシーケンスが付けられる。サイド情報
は、固定長ビットストリームからなることも、終端シー
ケンスが後に続く可変長ビットストリームからなること
も可能である。コマンドシーケンスは、後続のデータが
サイド情報であって主チャネルデータでないことを示
す。

【００６１】コマンドシーケンスに選択したビットのシ
ーケンスがユーザデータビットストリームにも現れる可
能性があるため、ユーザデータに現れるコマンドシーケ
ンスのインスタンスが真のコマンドシーケンスとして解
釈されないことを保証するためにある保護方法が使用さ
れる。トランスミッタでは、システム内の、サイド情報
がデータストリームに埋め込まれるのと同じ点で、入力
ビットストリームにおいて、ユーザデータ中でコマンド
シーケンスのインスタンスを監視する。ビットストリー
ム内で、コマンドシーケンスのインスタンスが検出され
た各点で、トランスミッタは、下のシーケンスの直後に
複製したシーケンスを挿入する。

【００６２】レシーバでは、入力ビットストリームは再
び、コマンドシーケンスのインスタンスに対して監視さ
れる。コマンドシーケンスが検出された場合、その直後
のビットストリームに複製インスタンスがあるかチェッ
クされる。このような複製が検出された場合は、もとの
シーケンスがユーザデータ中にあり真のコマンドフラグ
（コマンドシーケンス）ではないことを示しているた
め、レシーバはデータストリームからその複製シーケン
スを削除し、監視を続行する。しかし、複製が検出され
なかった場合、そのシーケンスは真の制御フラグ（コマ
ンドシーケンス）である。レシーバは、コマンドシーケ
ンスと、後続のサイド情報を主チャネルビットストリー
ムから取り出し、そのサイド情報を適当な宛先へ転送す
る。

【００６３】上記の方法は、コマンドシーケンスのイン
スタンスがユーザビットストリーム内でいくつ連続して
複製されても働く。各インスタンスは独立に、もとのシ
ーケンスの後に挿入された複製インスタンスとして処理
される。レシーバでは、インスタンスの対がそれぞれ独
立に処理され、対のうちの後のほうが廃棄される。その
結果、レシーバで、コマンドシーケンスの引き続くイン
スタンスが偶数個検出された場合、出力は、ユーザデー
タストリーム内の半数のインスタンスからなり、サイド
情報はない。奇数ｎ個のインスタンスが検出された場
合、出力は出力データストリームにおいて（ｎ−１）／
２個のインスタンスとなり、最後の（複製されていな
い）コマンドシーケンスによって示されるサイド情報が
レシーバにおいて転送される。

【００６４】基本的実施例に対するいくつかの改良につ
いて説明したが、さまざまな利益を提供するためにさま
ざまな新しい組合せを作ることができる。例えば、図１
８に、異なる時刻に異なる信号空間を使用する配置を示
す。異なる信号空間をあらかじめ選択した時刻に使用す
ることが可能であり、また、その使用をアプリケーショ
ン依存にすることも可能である。図１８のトランスミッ
タ部は、トランスミッタ信号空間セレクタスイッチ４１
０、データのみ信号空間符号器４１１、アナログのみ信
号空間符号器４１２、アナログ＆デジタル信号空間符号
器４１３、および、二重使用信号空間符号器４１４を含
む。対応して、レシーバ部は、レシーバ信号空間セレク
タスイッチ４２０、データのみ信号空間復号器４２１、
アナログのみ信号空間復号器４２２、アナログ＆デジタ
ル信号空間復号器４２３、および、二重使用信号空間復
号器４２４を含む。

【００６５】データのみ符号器４１１は、図６の符号器
でライン５１の入力がないものに対応する。アナログの
み符号器４１２は図６の符号器でライン６１の入力がな
いものに対応する。アナログ＆デジタル符号器４１３は
上記の図６の符号器に対応する。二重使用符号器４１４
は、図６のライン６１のシンボルが直交変調器のうちの
一方のみに送られ、図６のライン５１の信号が直交変調
器の他方のみに送られるような符号器である。

【００６６】上記のように、信号空間変更は、所定のシ
ンボル時刻のように（例えば、シンボルカウンタ４１５
およびセレクタ４１６で）事前に計画することができ
る。アナログのみのデータのみを送信したい場合が考え
られる。この場合、タイミング比は全くユーザの随意で
ある。また、特定の信号空間モードの開始をシグナリン
グし、そのモードが変化するときに再びシグナリングし
たい場合がある。信号空間は２つの通信方向で同じであ
る必要はない。すべてのこのようなシグナリングは通信
モデム間の「ハンドシェイク」プロトコルを通じて行わ
れる。これは、図１６の例では、単にＴＸシンボルカウ
ンタ４１５とＲＸシンボルカウンタ４２５の間の同期で
ある。

【００６７】ここまでサイド情報の送信について一般的
に説明したが、特定の場合の「サイド情報」についても
説明しておくのは有用である。その特定の場合として、
接続の確立および切断がある。

【００６８】従来の電話機がアナログポートに接続され
るようなアプリケーションでは、問題は、この接続がど
のように確立され切断されるかということである。図３
０に、モデム６００に接続されたコントローラ６１０に
よって、このような作業を実行する配置を示す。

【００６９】上記のように、現在のほとんどのモデム
は、格納プログラム制御の影響下にあるプロセッサで、
必要な機能を実行している。すなわち、そのような機能
は、信号を表す数に作用するプログラムによって実行さ
れ、要求した信号が最終的に出力される。このような実
現では、コントローラ６１０は、然るべき状況が生じた
ときにモデム６００の通常のプログラムフローに割り込
むように配置される。

【００７０】すなわち、電話機６２０が「オフフック」
になると、コントローラ６１０はその状況を検知し、モ
デム６００内のマイクロプロセッサに割り込みを転送す
る。すると、モデム６００は「制御モード」に入り、コ
ントローラ６１０によってモデム６００に送られた命令
を読む。コントローラ６１０が「オフフック」状況を指
定した場合、モデム６００は、アナログポートに到着し
た信号を直接電話網へ通過させるように再設定される。
これは、モデム６００において、有効にした別個の信号
路を提供することによって、または、同じ最終結果を達
成するために信号のさまざまな要素を調整することによ
って、実現することができる。このようにして電話機６
２０が接続されると、ダイヤルトーンが電話中央局へ流
れ、接続が確立する。

【００７１】接続が遠端ユーザまで確立されると、モデ
ム６００は、自分が（ａ）モデムであり、（ｂ）ｓｖｄ
モデムであることを識別するトーンを送る。遠端機器へ
の接続が確立し、遠端機器がｓｖｄモデムであると識別
されると、モデム６００はそのｓｖｄモデムアーキテク
チャを仮定する。遠端機器が非ｓｖｄモデムであると識
別された場合、モデム６００は、そのデジタルポートを
遠端機器に接続する通常のモデムとなることができる。
最後に、遠端機器が通常の電話機であると識別された場
合、モデム６００はその「短絡」モードにとどまる。

【００７２】接続の切断は少なくとも同様に容易であ
る。「オンフック」状況がコントローラ６１０によって
検出され、データ側に「会話」がない場合、コントロー
ラ６１０はモデム６００に対して、オフになるようシグ
ナリングする。

【００７３】上記の「オフフック」および「オンフッ
ク」シグナリングは単なる例示である。もちろん他のシ
グナリングも使用可能である。例えば、アナログ側で、
コントローラ６１０は、「＃」および「＊」のトーンを
含むタッチトーン（プッシュボタン）シーケンスに応答
することが可能である。デジタル側で、ＤＬＥ遮蔽シグ
ナリングを使用することができる。このようにして、デ
ジタルパスのみが維持されれば、デジタル信号源は「切
断」を行うことができる。

【００７４】図３０は、モデム故障モードに対する改良
も図示している。この改良は、局所電源がなくても電話
機能への接続が必要な場合に、本発明のモデムのすべて
の使用に組み込むことができる。特に、図３０は、モデ
ムのアナログ側から１対のリレー接点６３０への１対の
リードを含む。リレー接点６３０は、モデム６００の動
作時には電話網リードをモデム６００の電話網ポートに
接続し、それ以外の時にはモデム６００のアナログポー
トに接続するように配置されている。接点６３０として
作用するリレーコイル（図示せず）は、単に、モデム６
００に電源供給するリードに応答することも可能であ
り、また、モデムの「状態ＯＫ」出力リードに応答する
ことも可能である。

【００７５】本発明の原理を使用したモデムによって達
成可能な機能のさまざまな組合せおよび置換に加えて、
実現可能な多くの新しいアプリケーションもある。以下
にほんのいくつかの例を述べる。

【００７６】［遠隔ソフトウェアサポート］ソフトウェ
アパッケージの購入者がソフトウェア提供者からの援助
を必要とすることは珍しくない。ソフトウェア提供者に
とって、ユーザのコンピュータ端末で起きていることを
正確に知ることは有益であることが多いが、現在では、
ソフトウェア提供者の施設のサポート者ができる最善の
ことは、ユーザのコンピュータの挙動を再現しようと試
みることである。これは必ずしもうまくいくとは限らな
い。本発明の原理を使用したモデムによれば、ソフトウ
ェア提供者が、ユーザとソフトウェア提供者のサポート
者が会話するのと同じ通信チャネルでユーザのコンピュ
ータからデータを直接受信することが可能となる。これ
を図１９に示す。

【００７７】［遠隔システムサポート］ソフトウェアサ
ポートに関する上記の機能に加えて、ハードウェアに対
するサポートを提供してほしい場合がある。電子ポート
を通じて診断を適用することができる多くのシステムが
既に市販されている。その例は、ＰＢＸ、コンピュー
タ、自動車などである。さらに多くのこのようなシステ
ムが近い将来開発されるであろう。本発明の原理を使用
したモデムによれば、メーカは、ユーザの宅内で不良装
置に接続され、その装置を遠隔で試験することが可能と
なる。コンピュータおよびコンピュータ周辺装置のよう
なある場合には、例えば新しいソフトウェアをダウンロ
ードすることによって、遠隔修理さえも可能となる。こ
れを図２０に示す。

【００７８】家庭環境では、遠隔診断する必要のある機
器は、ユーザがメーカのサポート者と話している最中に
ユーザによってアクセスされる必要もあることが多い。
このような機器は必ずしも電話機の近くにあるとは限ら
ないため、ユーザはコードレス電話機を使うことを望
む。このために、コードレス電話機のベースステーショ
ンに本発明の原理を使用したモデムを組み込むことが有
益である。これを図２１に示す。

【００７９】［在宅エージェント］通勤から生じる環境
汚染が問題となることが多くなり、より多くの人々が家
庭で仕事をするようになると予想される。例えば自動呼
分配器（ＡＣＤ）を通じて電話をかけてくる顧客とコン
ピュータとの間で対話するエージェントは、「在宅勤
務」状況の理想的な候補である。このようなエージェン
トの代表例は航空機予約エージェントである。図２２
に、上述のモデムを使用したこのような配置を示す。顧
客はコールセンタに電話をかけ、コールセンタを通じ
て、顧客は、アナログチャネルによって在宅エージェン
トと接続される。同時に、在宅エージェントはデータチ
ャネルを通じてコールセンタ内のコンピュータに接続さ
れる。在宅エージェントは、顧客とコールセンタのコン
ピュータの両方と同時に対話する。

【００８０】もちろん、コールセンタ外で音声チャネル
が顧客に接続される必要はない。音声およびデータの両
方について、在宅エージェントからホームベースロケー
ションへの（コールセンタまたはその他の事業所を通じ
ての）接続は本発明のモデムによって実現可能である。

【００８１】［ホームエンターテインメント］現在、電
子ゲームで遊びたい少年達は、一緒に１つの部屋で座っ
てゲーム装置と対話しなければならない。上述のモデム
によればもはやその必要はない。接続を２つの家庭の間
に形成し、データチャネルは２つのゲーム装置間の通信
専用とし、音声チャネルは２人のプレーヤ間の会話専用
とすることができる。データチャネルは、プレーヤによ
って発生されゲーム装置に送られる制御情報（例えばス
タート／ストップおよび移動情報）しか通信する必要が
ないため、必要な帯域幅はそれほど大きくはない。

【００８５】コードレス電話機のベースステーションの
場合と同様に、本発明のモデムはゲーム装置にも組み込
むことができる。この配置を図２３に示す。

【００８６】［ＴＶインタフェース］現在、テレビジョ
ン装置はアンテナから、または同軸ケーブルからの入力
を受信する。ケーブル接続と同様に、テレビはファイバ
ケーブル（非常に広い帯域幅を有する）から、および、
通常の電話チップリングコード（非常に狭い帯域幅を有
する）からの入力を受信することができる。接続ケーブ
ルの性質がいかなるものであれ、ケーブルに接続される
テレビは対話的になりつつある。すなわち、ケーブルサ
ービス提供者は双方向チャネルパスを提供し、それを通
じてユーザはケーブルサービス提供者と積極的に対話す
ることができる。

【００８７】図２４は、通常の電話コードのテレビへの
接続に対して、電話、データ通信およびビデオ制御を統
合した実施例を示す。もちろん、電話コードの非常に狭
い帯域幅のため、静止画像の列しかテレビに送信するこ
とができない。図２４で、要素４３０は本発明のモデム
である。これはライン４３１を通じて電話網に接続され
ている。モデム４３０のアナログポートおよびモデム４
３０のデジタルポートはハイブリッド４３２および４３
３を通じてビデオカード４４０に接続されている。モデ
ム４３０はライン４３１から画像信号および音声信号を
受信し、カード４４０は受信した信号を結合して合成信
号を形成し、この合成信号をテレビ４５０に送る。

【００８８】コードレス電話機４６０はコードレスベー
スステーション電子機器４６５を通じてライン４３１と
通信する。図２４の配置では、音声信号はハイブリッド
４３２およびモデム４３０を通じて電話線に送られると
考えている。ケーブルサービス提供者へ送られる制御信
号であるタッチトーン信号は、ブロック４３４でデジタ
ル形式に変換され、ハイブリッド４３３およびモデム４
３０を通じて電話線に送られる。ハイブリッド４３２お
よび４３３は、単に、電話線に送られるデータがテレビ
に送られる情報と干渉しないことを保証するものであ
る。もちろん、制御信号を音声信号に埋め込んで遠端の
ケーブルサービス提供者によって復号されるようにする
ことができる場合、ブロック４６５とモデム４３０のデ
ジタルポートとの間の接続を切断し、要素４３３および
４３４を削除することも可能である。

【００８９】電話ケーブルの使用を考慮した上記の配置
は、広帯域ケーブル４３１に容易に拡張可能である。必
要なことは、周波数分割スプリッタをケーブルとモデム
４３０の間に挿入することのみである。テレビへ向けら
れた高い帯域の信号は直接テレビへ送られ、一方、低い
帯域の通信チャネルがモデム４３０へ送られる。

【００９１】上記の配置は、以下で詳細に説明するよう
に、ベースステーション４６５から到着する制御信号を
認識しそれに反応するために拡張することも可能であ
る。このような信号（例えば、「オンフック」および
「オフフック」の信号）はコントローラ４３４によって
認識することができる。コントローラ４３４は、モデム
４３０へ制御信号を送り、その制御信号に対してモデム
４３０が適当に反応するようにさせることができる。格
納プログラム制御マイクロプロセッサを含むようなモデ
ム４３０の実現では、コントローラ４３４は単に適当な
割り込み信号をモデムへ送るだけでよい。

【００９２】［セルラ］セルラ電話はデータに拡張され
つつある。いくつかの会社が現在、コンピュータがセル
ラネットワークを通じて離れたノードに接続されるよう
な装置を提供している。これらの新しいコンピュータの
うちのいくつかはさらに非常に小さいため、「ノート
型」コンピュータと呼ばれている。データは、このよう
なコンピュータによってモデムを通じて送信される。モ
デムは現在、ＰＣＭＣＩＡ標準カード内に完全に含まれ
るものが存在する。

【００９３】図２５に示すように、ノート型コンピュー
タ５００は、本発明に従って製造されたＰＣＭＣＩＡモ
デム５１０を受け入れるように適応しており、このモデ
ムは音声ポート５１１を有する。図２５のシステムによ
って、コンピュータのユーザは、これまで述べたシステ
ムのユーザが達成し得るのと同じ接続を達成することが
できる。オプションとして、ＰＣＭＣＩＡモデムは通常
の電話機を差し込むための通常のＲＪ−１１ソケット
（５１２、５１３）も有する。

【００９４】もちろん、装置５００は必ずしもコンピュ
ータである必要はない。この装置は、単に、モデム５１
０と対話し、必要な使用法に応じてデジタルポートを提
供する無線送受信回路を含んでいればよい。例えば、
「無線ｓｖｄモデム」を保守すべき自動車のダッシュボ
ード上に設置し、そのデジタルポートをその自動車の電
子システムの分析ポートに接続し、アナログポートを電
話機器に接続することにより、自動車整備士は、図１９
〜図２１に関して説明したのと同様にしてサービスセン
タと会話することが可能となる。

【００９５】［高度ハードウェア］現在ネットワークに
接続されるすべての種類のハードウェアは本発明のモデ
ムを組み込むことが可能である。このハードウェアに
は、ファックス装置、コンピュータ、単純電話機、高機
能電話機が含まれる。例として、図２６〜図２９に、本
発明のモデムを有するビデオ機能付電話機、本発明のモ
デムおよびデータインタフェース用ソケットを有する単
純電話機、本発明のモデムを有するファックス装置、な
らびに、本発明のモデムを有するコンピュータを示す。
現在利用可能なファックス装置にもあるように、コンピ
ュータは、ＲＪ−１１プラグに受話器が接続されること
を除いて、電話機能に必要なすべての回路を含むことが
可能である。ＡＴ＆Ｔの７３００ＰＣのように、ハンズ
フリーのスピーカーホン機能を組み込むこともできる。
図２８のモデムはボックスとして図示したが、プリント
回路板上に構成し、コンピュータ内の標準オープンスロ
ットのうちの１つに差し込むことのほうが多い。受話器
を差し込むための、図示したＲＪ１１コネクタは（上記
のように、設計に応じて）モデムのプリント回路板上に
あることも可能であり、また、ユーザによるアクセスが
容易になるようにＰＣの筺体内に配置することも可能で
ある。

【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、ア
ナログ信号とデジタル信号とを非多重化かつ同一周波数
帯に共存するように同時に伝送する方法が提供される。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来技術に係るモデムの基本的な構造を示す図
である。

【図２】図１のシステムに対する信号空間および信号コ
ンステレーションの一例を示す図である。

【図３】ＱＡＭアナログシステムの信号空間を示す図で
ある。

【図４】交互デジタル／アナログシステムの信号空間を
示す図である。

【図５】複合デジタル／アナログシステムの信号空間を
示す図である。

【図６】複合デジタル／アナログシステムのトランスミ
ッタ部の一実施例を示す図である。

【図７】図５に示された信号空間を形成するベクトル付
加を示す図である。

【図８】直交変調法の一アプローチを示す図である。

【図９】複数個のアナログ信号源からの信号が同時に送
出されることを許可する配置を示す図である。

【図１０】図５に信号空間に応答するレシーバ内の本発
明の原理に従う主要な素子を示す図である。

【図１１】適応等化を含むレシーバを示すブロック図で
ある。

【図１２】モデム全体を示すブロック図である。

【図１３】図１２に示されたモデムとわずかに異なった
実施例を示す図である。

【図１４】アナログサンプリング信号をスクランブルす
るための構造の一例を示す図である。

【図１５】アナログサンプルの擬似乱数乗算を使用した
プライバシスクランブラのブロック図である。

【図１６】モデムのアナログ入力とアナログポートの間
に挿入されているプロセッサ７５の図である。このプロ
セッサは、線形予測符号化のような信号前処理機能を実
行するように適応している。

【図１７】線形予測符号化を説明するブロック図であ
る。

【図１８】異なる信号空間の交互使用を説明するブロッ
ク図である。

【図１９】本発明のモデムをソフトウェアサポートとと
もに使用する図である。

【図２０】本発明のモデムを装置診断および保守ととも
に使用する図である。

【図２１】本発明のモデムを、無線基地局に接続された
モデムの装置診断および保守とともに使用する図であ
る。

【図２２】本発明のモデムをコールセンタとともに使用
する図である。

【図２３】本発明のモデムを対話型ゲーム環境で使用す
る図である。

【図２４】本発明のモデムをテレビ画面の対話モードで
使用するブロック図である。

【図２５】本発明のモデムを無線コンピュータのような
無線装置を含むのに適応したＰＣＭＣＩＡ構成で使用す
る図である。

【図２６】本発明のモデムをビデオ機能を含む電話装置
で使用する図である。

【図２７】本発明のモデムをファックス機器で使用する
図である。

【図２８】本発明のモデムをパーソナルコンピュータで
使用する図である。

【図２９】本発明のモデムを「通常旧型」電話機で使用
する図である。

【図３０】本発明のモデムと、非動作時にこのモデムを
迂回する手段とを有するブロック図である。

【符号の説明】

２０ プリエンファシス回路 ３０ Ａ／Ｄコンバータ ３１ エネルギー検出器 ３２ スイッチ ４０ マルチプレクサ ５０ １−ｔｏ−２マッパ ５５ レジスタ ５６ スクランブリングネットワーク ５７ レジスタ ５８ レジスタ ６０ １−ｔｏ−２マッパ ６５ 線形予測係数発生器 ６６ 分析フィルタ ６９ 合成フィルタ ７１ 擬似乱数発生器 ７２ レジスタ ７５ 信号プロセッサ ９０ 直交変調器 １００ トランスミッタ １１０ １−ｔｏ−２マッパ １２０ 変調器 １３０ 変調器 １４０ 加算器 １５０ ローパスフィルタ １６０ ローパスフィルタ ２００ レシーバ ２１０ 復調器 ２２０ スライサ ２３０ デマッパ ２４０ マッパ ２７０ デマッパ ２７５ デマルチプレクサ ２７６ デマッパ ２８０ 適応フィルタ ２９０ タップ更新ブロック ２９５ コントローラ ３００ ハイブリッド ３２０ エコーキャンセラ ３００ トランスフォーマ ３０２ ルックアップテーブル ３２０ 反転トランスフォーマ ３４０ ルックアップテーブル ４１０ トランスミッタ信号空間セレクタスイッチ ４１１ データのみ信号空間符号器 ４１２ アナログのみ信号空間符号器 ４１３ アナログ＆デジタル信号空間符号器 ４１４ 二重使用信号空間符号器 ４１５ ＴＸシンボルカウンタ ４１６ ＴＸ信号空間セレクタ ４２０ レシーバ信号空間セレクタスイッチ ４２１ データのみ信号空間復号器 ４２２ アナログのみ信号空間復号器 ４２３ アナログ＆デジタル信号空間復号器 ４２４ 二重使用信号空間復号器 ４２５ ＲＸシンボルカウンタ ４２６ ＲＸ信号空間セレクタ ４３０ モデム ４３２ ハイブリッド ４３３ ハイブリッド ４３４ コントローラ ４４０ ビデオカード ４５０ テレビ ４６５ ベースステーション ５００ ノート型コンピュータ ５０２ ＳＶＤシステム ５０３ ネットワーク ５０４ ＳＶＤシステム ５０５ テキスト出力装置 ５０６ 音声認識器 ５０９ テキスト音声変換器 ５１０ ＰＣＭＣＩＡモデム ５１１ 音声ポート ５１２ ＲＪ−１１ソケット ５１３ ＲＪ−１１ソケット ５１５ コンピュータ ５２０ リング検出回路 ５３２ ＳＶＤシステム ５３３ 留守番電話機 ５３４ コントローラ ５３５ Ａ／Ｄコンバータ ５３６ メモリ ６００ モデム ６１０ コントローラ ６２０ 電話機

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ケンネス デビッド コー アメリカ合衆国、34619 フロリダ、クレ アーウォーター、セイバー ドライブ 2956 (72)発明者 ルーク ジェイ． スミスウィック アメリカ合衆国、34655 フロリダ、ニュ ー ポート リッチェイ グリムズビィ レイン 7907

Claims (29)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 Ｎを整数として、デジタル信号をＮ個の
   成分を含むシンボルのシーケンスにマッピングすること
   により、Ｎ個の同時成分シーケンスを形成するデジタル
   信号マッピングステップと、 Ｍを整数として、アナログ信号を、このアナログ信号を
   表すＭ個の成分信号にマッピングするアナログ信号マッ
   ピングステップと、 前記同時成分シーケンスを前記成分信号と組み合わせる
   ことにより複数のソース信号を形成する組合せステップ
   とからなることを特徴とする、デジタル信号を帯域制限
   されたアナログ信号とともに通信する方法。
2. 【請求項２】 前記ソース信号を直交変調信号で変調す
   るステップをさらに有することを特徴とする請求項１の
   方法。
3. 【請求項３】 前記アナログ信号の信号パワーを測定す
   るステップをさらに有することを特徴とする請求項１の
   方法。
4. 【請求項４】 前記アナログ信号にプリエンファシスを
   施すステップをさらに有することを特徴とする請求項１
   の方法。
5. 【請求項５】 前記アナログ信号の周波数スペクトルを
   修正するステップをさらに有することを特徴とする請求
   項１の方法。
6. 【請求項６】 前記アナログ信号が複数の要素アナログ
   入力信号からなり、前記アナログ信号マッピングステッ
   プが、前記要素アナログ入力信号の異なるものを、前記
   成分信号の異なるものに割り当てるステップからなるこ
   とを特徴とする請求項１の方法。
7. 【請求項７】 入力アナログ信号をサンプリングし、前
   記アナログ信号マッピングステップで使用するアナログ
   信号を形成するサンプリングステップをさらに有するこ
   とを特徴とする請求項１の方法。
8. 【請求項８】 前記アナログ信号マッピングステップ
   が、前記サンプリングステップから得られるサンプルを
   マッピングすることを特徴とする請求項７の方法。
9. 【請求項９】 前記アナログ信号マッピングステップ
   が、前記サンプリングステップから得られるサンプル
   を、その順序をスクランブルすることによってマッピン
   グすることを特徴とする請求項７の方法。
10. 【請求項１０】 前記サンプリングステップから得られ
    るアナログサンプルを量子化するステップをさらに有す
    ることを特徴とする請求項７の方法。
11. 【請求項１１】 前記デジタル信号マッピングステッ
    プ、前記アナログ信号マッピングステップ、および前記
    組合せステップが、デジタル的に実行されることを特徴
    とする請求項１の方法。
12. 【請求項１２】 前記アナログ信号マッピングステップ
    が、前記アナログ信号をサンプリングするステップと、
    連続するサンプルを前記成分信号の異なるものに割り当
    てるステップとからなることを特徴とする請求項１の方
    法。
13. 【請求項１３】 デジタルデータ信号のいくつかのビッ
    トを表すシンボルを生成するステップと、 前記シンボルを第１成分信号および第２成分信号にマッ
    ピングするステップと、 帯域制限されたアナログ信号の第１サンプルおよび第２
    サンプルを取得するステップと、 前記第１サンプルを前記第１成分信号に加えて第１和信
    号を形成するステップと、 前記第１和信号を第１キャリア信号で変調するステップ
    と、 前記第２サンプルを前記第２成分信号に加えて第２和信
    号を形成するステップと、 前記第２和信号を、前記第１キャリア信号と直交する第
    ２キャリア信号で変調するステップとからなることを特
    徴とする、デジタルデータ信号および帯域制限されたア
    ナログ信号を送信する方法。
14. 【請求項１４】 受信信号を復調して複数の組合せ成分
    信号を形成する復調ステップと、 前記組合せ成分信号内に含まれるデジタル信号成分を検
    出するステップと、 前記デジタル信号成分のうちの少なくともいくつかをデ
    マッピングしてデジタル信号のストリームを形成するス
    テップと、 前記デジタル信号成分のうちの少なくともいくつかを、
    前記組合せ成分信号から減算して、成分アナログ信号を
    生成するステップとからなることを特徴とする、デジタ
    ル信号およびアナログ信号を両方同時に含む信号を受信
    する方法。
15. 【請求項１５】 前記復調ステップによって生成される
    信号を適応フィルタリングするフィルタリングステップ
    をさらに有することを特徴とする請求項１４の方法。
16. 【請求項１６】 前記フィルタリングステップが、制御
    信号の指令下で修正可能なフィルタ係数の関数であるこ
    とを特徴とする請求項１５の方法。
17. 【請求項１７】 信号空間マッパと、それに続く変調器
    とを有するシステムにおいて、前記マッパに送られるデ
    ジタル入力シンボルはＮ次元空間のコンステレーション
    ポイントに割り当てられており、前記変調器はＮ個の相
    互に直交するキャリア信号でコンステレーションポイン
    トを変調し、 前記システムが、前記マッパに含まれた、Ｎ個のアナロ
    グ信号サンプルのグループを受信するアナログポートを
    さらに有し、 前記マッパが、前記Ｎ個のアナログ信号サンプルのグル
    ープに応答して、デジタル入力サンプルに対するコンス
    テレーションポイントの割当てを変更する手段を有する
    ことを特徴とする通信システム。
18. 【請求項１８】 前記アナログポートに接続され、アナ
    ログ信号を受信し、前記Ｎ個のアナログ信号サンプルの
    グループを生成するプロセッサをさらに有することを特
    徴とする請求項１７のシステム。
19. 【請求項１９】 前記プロセッサが前記アナログ信号に
    プリエンファシスを施すことを特徴とする請求項１８の
    システム。
20. 【請求項２０】 前記プロセッサが前記アナログ信号を
    符号化し、前記アナログ信号のダイナミックレンジより
    小さいダイナミックレンジを有する符号化信号を生成す
    ることを特徴とする請求項１８のシステム。
21. 【請求項２１】 前記プロセッサが前記アナログ信号に
    対して自動利得制御を実行することを特徴とする請求項
    １８のシステム。
22. 【請求項２２】 前記アナログ信号サンプルがパルス符
    号変調されることを特徴とする請求項１７のシステム。
23. 【請求項２３】 デジタルポートでデジタル信号を受信
    しアナログポートでアナログ信号を受信する信号マッパ
    と、 前記信号マッパに応答して、複数のＮ次元体積からなる
    Ｎ次元信号空間によって表現され各体積内の所定の点は
    デジタル信号によって前記信号マッパに入力されたデジ
    タルシンボルに対応し各体積の他の点は前記信号マッパ
    に入力されたアナログ信号に対応する変調出力信号を、
    出力ポートから出力する変調器と、 前記変調器の変調出力ポートをモデムの出力ポートに接
    続する手段とからなるモデム。
24. 【請求項２４】 前記アナログ信号が、サンプリングさ
    れたアナログ信号であることを特徴とする請求項２３の
    モデム。
25. 【請求項２５】 前記サンプリングされたアナログ信号
    が振幅量子化されたサンプルからなることを特徴とする
    請求項２４のモデム。
26. 【請求項２６】 前記マッパおよび前記変調器がデジタ
    ル回路であることを特徴とする請求項２５のモデム。
27. 【請求項２７】 前記マッパおよび前記変調器が格納プ
    ログラム制御下で動作するデジタル回路であることを特
    徴とする請求項２５のモデム。
28. 【請求項２８】 入力ＡおよびＢならびに出力Ａおよび
    Ｂを有し、出力Ａは前記アナログポートに接続されたア
    ナログ出力であり、出力Ｂは前記デジタルポートに接続
    されたデジタル出力であり、入力Ａのアナログ入力信号
    および入力Ｂのデジタル入力信号に応答して、入力Ａお
    よび入力Ｂの信号を前記アナログポートおよび前記デジ
    タルポートへ選択的に送り、モデムの出力ポートにおい
    て、入力Ａのアナログ信号であって入力Ｂのデジタル信
    号ではない信号を表す出力信号、入力Ｂのデジタル信号
    であって入力Ａのアナログ信号ではない信号を表す出力
    信号、または、入力Ａのアナログ信号および入力Ｂのデ
    ジタル信号を表す出力信号を形成する選択手段をさらに
    有することを特徴とする請求項２３のモデム。
29. 【請求項２９】 トランスミッタキャリア周波数ロテー
    タと、このトランスミッタキャリア周波数ロテータに応
    答してその出力が加算されてハイブリッド回路へ送られ
    る２つのヒルベルトパスバンドトランスミッタフィルタ
    と、前記トランスミッタキャリア周波数ロテータにおよ
    び前記ハイブリッド回路の出力に応答してエコーキャン
    セルした受信信号を生成するエコーキャンセラと、この
    エコーキャンセルした受信信号に応答する２つのヒルベ
    ルトパスバンドレシーバフィルタと、この２つのヒルベ
    ルトパスバンドレシーバフィルタに応答するレシーバキ
    ャリア周波数ロテータ、このレシーバキャリア周波数ロ
    テータに応答する等化器と、この等化器に応答するキャ
    リア位相コレクタとを有するモデムにおいて、 入力されたアナログ信号に応答して、第１入力信号を前
    記トランスミッタキャリア周波数ロテータへ送るアナロ
    グ信号マッパと、 入力されたデジタル信号に応答して、第２入力信号を前
    記トランスミッタキャリア周波数ロテータへ送るデジタ
    ル信号マッパと、 前記キャリア位相コレクタの出力信号に応答してデジタ
    ル出力信号および減算信号を生成するデジタル信号検出
    器と、 前記減算信号を前記キャリア位相コレクタの出力信号と
    組み合わせる組合せ手段と、 前記組合せ手段に応答してアナログ出力信号を生成する
    デマッパとからなることを特徴とするモデム。