JPH0792577B2 - 導波型光スイッチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、ディジタル的に光の出力制御を行なえる導
波型光スイッチに関する。

（従来の技術） 近年、Ｙ分岐型光スイッチは作成条件が緩くまたディジ
タル的なON・OFF動作が行なえるので使用し易いという
利点を有するため、注目されている。この種の光スイッ
チとしては、例えば文献I:「Integrated and Guided−W
aveOptics（インテグレーテッド アンド ガイデッド
−ウエーブ オプティクス）」OSA 1989 Technical Dig
est Series（テクニカルダイジェスト シリーズ）,Vo
l.4 pp.225−228や、文献II:「IEEE Journal of Quantu
m Electronics（アイ イーイーイー ジャーナル オ
ブ エレクトロニクス」QE−16,446（1980）に開示され
ているものがある。これら光スイッチは、固有モードを
保存する導波路系を形成する２つの導波路を備え、駆動
電圧を一定以上の電圧にして導波路間の屈折率差或は伝
搬定数差を制御すると、２つの導波路の一方から光が出
力され他方からは光が出力されない状態、或は、２つの
導波路の他方から光が出力され一方からは光が出力され
ない状態を形成でき、従ってディジタル的なON・OFF動
作が行なえる。

第22図は文献Ｉに開示されている導波型光スイッチの構
成を概略的に示す平面図である。

文献Ｉの導波型光スイッチ１は、Ｙ分岐を形成する導波
路２、３及び４と、分岐する導波路３、４に対して設け
た電極部材5a、5b及び5cとを基板６に設けて成る。導波
路３及び４は直線状の形状を有し固有モードを保存する
導波路系を構成する。電極部材5a、5b及び5cによりこれ
ら導波路３、４に電界を及ぼして電気光学効果により導
波路３、４間の屈折率差又は伝搬定数差を制御する。動
作につき一例を挙げて簡単に説明する。ここで導波路
３、４が形成する導波路系の固有モード光を偶モード光
とする。このとき、導波路２に偶モード光L1を励起して
光L1を導波路３、４の分岐部に入力し、一方の導波路３
の屈折率が他方の導波路４の屈折率よりもある一定量以
上高くなるように導波路３、４間の伝搬定数差を制御す
る。すると、光L1の光パワーは導波路３の終端部に集中
し、この終端部から偶モード光L2が出力される。

一方文献IIの従来の導波型光スイッチでは、固有モード
を保存する導波路系を形成する２つの導波路を、特定の
駆動電圧でのみ実用に適したクロストーク特性が得られ
るように、設計しその導波路形状を特殊な形状としてい
る。尚、文献IIの光スイッチの実験報告については文献
III:European Conference on Optial Communication '8
9（ヨーロピアン コンファレンス オン オプティカ
ル コミュニケーション1989年）講演番号WeA13を参照
されたい。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、文献Ｉの従来の光スイッチでは上述の導
波路系を形成する２つの導波路が直線導波路であるの
で、低い動作電圧で実用上充分なクロストーク特性を得
るためには交差角を小さくしてデバイス長（電極長）を
非常に長くすることが必要であり、また短いデバイス長
で実用上充分なクロストーク特性を得るためには動作電
圧を非常に高くする必要があった。

また文献IIの従来の光スイッチでは、特定の駆動電圧の
み実用に適したクロストーク特性が得られるように導波
路を設計することによって駆動電圧を低減しているもの
の、駆動電圧がその特定電圧からはずれると実用に適し
たクロストーク特性が得られなくなり、従って実用に適
したクロストーク特性が得られる駆動電圧の範囲が非常
に狭いという問題点があった。

この発明の目的は上述した従来の問題点を解決し、駆動
電圧又はデバイス長を従来と同一として従来と比較した
場合に実用に適したクロストーク特性を従来よりも短い
デバイス長で又は低い駆動電圧で実現でき、しかも実用
に適したクロストーク特性を従来よりも広い駆動電圧の
範囲で実現することができる導波型光スイッチを提供す
ることにある。

（課題を解決するための手段） この目的を達成するため、この発明の導波型光スイッチ
は、 分岐する２つの導波路と、２つの導波路間の屈折率差又
は伝搬定数差を制御する電極とを備え、２つの導波路間
の間隔を導波路の分岐部から終端部へ向けて広げて成る
導波型光スイッチにおいて、 ２つの導波路それぞれの少なくとも一部に曲り部を設
け、 曲り部の始端の側での２つの導波路の開き角を大きく
し、曲り部の終端の側での２つの導波路の開き角を小さ
くしたことを特徴とする。

（作用） この出願の発明者が、導波路系を形成する２つの導波路
を直線導波路とし、これら２つの導波路に関してモード
変換の指標γの値の変化を数値解析により調べてみたと
ころ、この数値解析によれば指標γの値は２つの導波路
の分岐部及び終端部の間で山なりに分布することがわか
った。しかも駆動電圧の増加に伴ない、指標γの最大値
の位置が２つの導波路の終端部の側から分岐部の側へと
移行すると共に指標γの最大値が減少することを見い出
した。

指標γはモード変換の大きさの目安を表すもので指標γ
の値が大きい箇所ではモード変換が多くなりまた指標γ
の値が小さい箇所ではモード変換が小さくなると推定で
きる。従って指標γの最大値が減少することはクロスト
ーク特性が駆動電圧の増加と共に良くなっていくと考え
られるが、導波型光スイッチは、そのクロストーク特性
が一定の水準例えば−15〜−20dBに達していれば実用に
供することができるので、分岐部の側へと移行してきた
指標γの最大値の値をその一定の水準が得られる程度ま
で増加させても実用上問題はない。

そこでこの発明では、２つの導波路それぞれの一部に曲
り部を設け、曲り部の始端の側での２つの導波路の開き
角を大きくし、曲り部の終端の側での２つの導波路の開
き角を小さくする。開き角が大きくなれば、この開き角
が大きくなった箇所での指標γの最大値も大きくなる
が、上述した点からも理解できるように指標γの最大値
をある程度まで増加させても実用に適したクロストーク
特性を得ることができると考えられる。

しかも上述の曲り部を設けることによって、次のｉ）及
びii）を同時に達成することが可能であると考えらえ
る。

ｉ）駆動電圧を従来と同一として従来と比較した場合に
は、実用に適したクロストーク特性を従来よりも短いデ
バイス長で実現できる。或はデバイス長を従来と同一と
して従来と比較した場合には、実用に適したクロストー
ク特性を従来よりも低い駆動電圧で実現できる。

ii）実用に適したクロストーク特性を従来よりも広い駆
動電圧の範囲で実現することができる。

（実施例） 以下、図面を参照し、この発明の実施例につき説明す
る。尚、図面はこの発明が理解できる程度に概略的に示
されているにすぎず、従って各構成成分の形状、寸法及
び配設位置を図示例に限定するものではない。

第一実施例 第１図はこの発明の実施例の構成を概略的に示す平面図
である。この実施例ではＹ分岐型の導波路を具える光ス
イッチにつき説明する。同図にも示すように、第一実施
例の導波型光スイッチ10は、基板20と、この基板20に設
けられた分岐する２つの導波路12、14と、基板20に設け
られた、２つの導波路12、14間の屈折率差又は伝搬定数
差を制御する電極16とを備え、２つの導波路12、14間の
間隔Ｄを導波路12、14の分岐部Ｉから終端部12b、14bへ
向けて広げて成る。尚、以下の説明において、導波路12
および14のそれぞれの中心線（導波路の幅方向の中心点
を結んだ線）が線対称となる軸Ｚを考え、Ｚ軸の＋方向
を光の入射側から出射側（図の左から右）へ向かう方向
とする。

そして２つの導波路12、14それぞれの少なくとも一部に
曲り部IIを設け、曲り部IIの始端（ｚ＝０）の側での導
波路12、14の開き角を大きくし、曲り部IIの終端（ｚ＝
Ｌ）の側での導波路12、14の開き角を小さくする。しか
し導波路12、14の曲り部IIでの開き角を、曲り部IIでの
導波路形状がスムースに曲る曲線状となるように、曲り
部IIの始端ｚ＝０から終端ｚ＝Ｌまで徐々に小さくす
る。尚、曲り部IIでの導波路形状を、多段に折れ曲る折
れ線状とすることも可能である。

より詳細に説明する。この実施例の導波型光スイッチ10
は、Ｙ分岐を構成する導波路18、12、14と、分岐する２
つの導波路12、14に対して設けた電極16とを備えて成
る。

そして導波路18の一方の端部18aを導波路12の一方の端
部12a及び導波路14の一方の端部14aとそれぞれ結合して
Ｙ分岐を構成し、これら導波路18、12、14を基板20に設
ける。従って導波路12、14の終端部12b、14bは導波路1
2、14の他方の端部となる。そして、終端部12b、14bの
先は、通常は直線的な導波路17および19につながって形
成されており、光ファイバ等の接続に用いられている
が、その部分の図示は省略する。

また電極16を電極部材16a、16b、16cから構成し、電極
部材16aを導波路12の導波路14とは反対側の側部に配置
し、電極部材16bを導波路12及び14の間に配置し、さら
に電極部材16cを導波路14の導波路12とは反対側の側部
に配置してこれら電極部材16a、16b、16cを基板20に設
ける。電極始端位置をｚ＝０及び電極終端位置をｚ＝Ｌ
とし、各電極部材16a、16b、16cをｚ＝０からｚ＝Ｌま
で延在させて設ける。

また２つの導波路12、14は、これら導波路12、14の分岐
部Ｉの終端部（ｚ＝０）及び曲り部IIの終端部（ｚ＝
Ｌ）の間において固有モードを保存する導波路系を形成
し、従ってこの導波路系は少なくとも２つの導波路12、
14の分岐部Ｉと曲り部IIとを備えて成る。

そして分岐部Ｉは、この導波路系の固有モードの光パワ
ーを２つの導波路12、14へ等分するための部分であり、
光パワーを等分するため後述するＺ軸に関し線対称な形
状を有する。

また２つの導波路12、14の曲り部を終端部（ｚ＝Ｌ及び
その近傍の導波路部分）は、導波路系の固有モードの光
パワーを２つの導波路12、14のいずれか一方へ集中させ
るための部分である。２つの導波路12、14の曲り部IIの
終端部は、電極16に電圧を印加した状態で固有モードの
界分布が導波路12、14の一方の曲り部IIの終端部に存在
できるが他方の曲り部IIの終端部に存在できないような
距離だけ、互いに離間しており、これと共に導波路12、
14の曲り部IIの終端部から終端部12b、14bまでの間（ｚ
＞Ｌでの導波路部分）における導波路間隔は、曲り部II
の終端部での導波路間隔と同等かそれよりも広くなって
いる。従って電極16に電圧を印加して一方の電極終端部
に光パワーを集中させれば、このときの導波路12、14の
電極終端部における光パワー比と同等の光パワー比で、
一方の導波路の終端部から光を出力させることができ
る。尚、導波路12、14のｚ＞Ｌの部分を省略するように
してもよい。

例えば、電極16に電圧を印加することによって導波路12
の電極終端部での光パワーと導波路14の電極終端部での
光パワーとの比を1:0又は0:1とすれば、導波路12、14の
終端部12b、14bから出力される光の光パワー比を1:0又
は0:1とすることができ従って理想的なディジタル的動
作が行なえる。

次に、数値解析により得られる曲り部の形状について説
明する。

第２図は第一実施例の導波型光スイッチの導波路形状を
概略的に示す平面図である。

同図においては、導波路12、14の分岐点Ｐを通るＺ軸を
基板20面上に設定し曲り部Ｉの開始位置ｚ＝０からのＺ
軸方向における光の伝搬距離ｚをＺ軸上に取って示し
た。またＤはＺ軸と直交しかつ基板20面に沿う方向にお
いて導波路12の側端縁a1と導波路14の側端縁b1とが離間
する距離（導波路間隔）を表す。側端縁a1は導波路12の
導波路14の側の側端縁及び側端縁b1は導波路14の導波路
12の側の側端縁である。

導波路12及び14は光パワー比ｆは次式（１）により定量
的に表せる（文献II参照）。

ｆ＝−Ｘ＋（X²＋１）^1/2 ……（１） 但し、Ｘ＝Δβ／（２・Ｋ）であり、ΔＢは導波路間の
伝搬定数差及びＫは導波路間の結合係数を表す。

導波路12、14のｚ＝０においてｆ→１となるとき光パワ
ーは等分されたこのとき（１）式よりＸ→０、または導
波路12、14のｚ＝Ｌにおいてｆ→０となるとき光パワー
が一方の導波路に集中して固有モードの界分布は一方の
導波路のみ存在しこのとき（１）式よりＸ→∞となる。

結合係数Ｋ及び伝搬定数差Δβのいずれを変化させても
Ｘ→∞又はＸ→０とすることができるが、伝搬定数差Δ
βは電極16に印加する電圧に応じて変化しまた結合係数
Ｋは導波路間隔Ｄに応じて変化するので、駆動電圧を低
減するためには、伝搬定数差Δβを大きくしてＸ→∞と
するよりも結合係数Ｋを小さくしてＸ→∞とするほうが
有利である。

従って結合係数Ｋを変化させることによって光パワーを
等分しまた集中させる場合を考えると、導波路12、14の
ｚ＝０においてはＫ→∞とすればＸ→０となりｆ→１が
得られ、及び導波路12、14のｚ＝ＬにおいてはＫ→０と
すればΔβ＞０のときＸ→∞となりｆ→1/（2X）→０が
得られる（尚、Δβ＜０のときはｆ→∞となる）。

このように導波路12、14のｚ＝０からｚ＝Ｌまでの間で
ＸがＸ＝０からＸ＝∞まで変化するように導波路12、14
を形成しなければならない。しかも導波路12、14のいず
れか一方から光を選択的に出力させるためには、導波路
12、14のｚ＝０の側においては導波路間隔Ｄを狭く、ま
た導波路12、14のｚ＝Ｌの側においては導波路間隔Ｄを
広くする必要がある。尚、ここではＤはＺに直交する方
向に測った導波路の対向する内側の端縁間の距離を表
す。従ってｚ＝０からｚ＝Ｌまでの間でＸ＝０からＸ＝
∞まで変化させながら導波路間隔Ｄを広げてゆかなけれ
ばならないが、この際実用に適したクロストーク特性を
得るためには固有モードの変換をできるだけ低く抑えて
導波路12、14の導波路系で固有モードを保存することが
必要である。尚、固有モードの変換率の指標をγで表す
とすると、指標γが大きくなれば固有モードの変換は多
くなり、また指標γが小さくなれば固有モードのモード
変換は少なくなると推定できる。

そこでこの固有モードの変換率の指標γにつき考える。

指標γは次式（２）で表せる（文献II参照）。

一方、（１）式で定義したようにＸ＝Δβ／（２・Ｋ）
であり、また結合係数Ｋは次式（３）により表せるの
で、規格化された導波路間隔ωをω＝ｓ・（Ｄ−D_o）と
置けば（４）式が得られる。

Ｋ＝K_o・ｅ×ｐ｛−ｓ・（Ｄ−D_o）｝ ……（３） 但し、K_oはｚ＝０における導波路間の結合係数及びｓは
結合係数の低下率を規定するための定数（導波路からの
光のしみ出し量を表すパラメータであって導波路の断面
形状が定まれば、自ら決まる値）であり、これらK_o及び
ｓは設計に応じて任意好適に設定される。またD_oはｚ＝
０での導波間隔である。

Ｘ＝｛Δβ／（２・K_o）｝・ｅ×ｐω ＝X_o・ｅ×ｐω ……（４） 但しX_oはｚ＝０のときのＸを表す。

従って（２）式は（４）式を用いて次式（５）に表すよ
うに変形できる。

但し、 である。またｄω/dzは導波路12、14の開き角dD/dzを低
下率ｓにより規格化した規格化された開き角（ラジア
ン）を表す。

ここでX²＝10^yと置き、Ｆをｙの関数で表せば、Ｆ及び
ｙにつき第３図に示すような関係が得られる。第３図の
横軸にｙ＝2log（X_o・ｅ^ω）を及び縦軸にＦを取って示
した。

第３図にも示すように、ほぼｙ＝0.14のきＦが最大とな
る。Ｆが最大となるとき、Ｘ1.2及びω＝l_n（1.2/
X_o）となり指標γが最大となる。導波路12、14のｚ＝０
からｚ＝Ｌまでの間においてモード変換を小さくして実
用に適したクロストーク特性を得るためには、近似的に
はこのωでの指標γを小さくすれば良い。

ここでωをω＝α・（Ｚ＋Z_o）^ｎと表せば、Ｘ1.2に
おいて、次式（７）が得られる。α、ｎは導波路の形状
（曲り具合）を指定するパラメータで正の値である。

但し、γ_max及びω_ｍは指標γが最大となるときのγ及
びωを表す。

ところで素子終端ｚ＝Ｌでは、Ｚ方向に沿って測った素
子長（電極長）をＬとすればω＝αLⁿとなり、次式
（８）が得られる。

Ｘ＝X_o・ｅ・ｐ（α・Lⁿ）≡X_e ……（８） 従ってαを次式（９）のように表せる。

よって（７）及び（９）式より、 ところでω_ｍは次式（11）のようにも表せる。

ｚ＝０でＸ＝X_o→０及びｚ＝ＬでＸ＝X_e→∞であると
き、 となる。

従って（10）及び（11）式より、次式（12）が得られ
る。

よってγ_maxを小さくするためにはｎは小さい方がよい
ことが理解できる。少なくとも、固有モードを保圧しか
つクロストークを低減するためには、ｎを０＜ｎ＜１と
するのがよい。

そこでこの実施例では、規格化された開き角ｄω/dzが ０＜ｎ＜１（α、z_oは設計上任意好適に設定される定
数）となるように導波路12、14の一方の側端縁a1、b1を
形成し、そして導波路12の他方の側端縁a2を側端縁a1と
平行に及び導波路14の他方の側縁b2を側端縁b1と平行に
形成する。但し、ｚ＝０のとき するのが好ましい。

ここでz_oは最大開き角（ｚ＝０でのｄω/dz）を指定す
るパラメータである。z_o０であり、上述の解析に影響
しないと考えられる。

尚、導波路12、14が固有モードを保存する導波路系を形
成するためには、ｚ＝０からｚ＝Ｌまでの間で次式を満
足させるのが好ましい。

但し、Ｋ（ｚ）は距離ｚの位置における結合係数を表
す。

第４図に、既に述べたＸ＝Δβ／（２・Ｋ）の値を、Ｘ
＝10^-4としたときの、ｎに対する指標γの変化の様子を
示す。第４図においては、縦軸に指標γ及び横軸にＸを
取り、ｎ＝0.5、１及び２としたときのγ及びＸの関係
を曲線、及びで示した。

これら曲線〜からも理解できるように、ｎの値が小
さいほど指標γが小さくなり、また指標γが最大となる
Ｘ（図中X_mで示した）の位置はほぼ1.2となりｎの変化
に対してあまり変化しない。従って上述の近似解析が許
されることが理解できる。

文献IIの従来素子では素子全体にわたりγ＝1/（２・Δ
β・Ｌ）の固有モード変換があった。しかしこの実施例
では、指標γがω_ｍ＝l_n（1.2/X_o）となる素子の部分で
γ_maxとなりこれ以外の素子の部分ではγ_maxよりも小さ
く、しかもγ_maxは式（12）で表せるので、０＜ｎ＜１
では、文献IIの従来素子よりもモード変換が少なくな
り、従ってクロストーク特性を改善することができる。

次に結合方程式を解くことにより、この実施例及び文献
Ｉの従来例のクロストーク特性につきシミュレートす
る。この実施例のクロストーク特性は最小、最大結合係
数比Ｒ＝X_o/X_eと、Δβ・Ｌと、素子長結合長比＝素子
長／結合長とを用いて一義的に表すことができる。

第５図（Ａ）及び（Ｂ）はＲ＝0.01及び10^-4としたとき
の文献Ｉの従来例のクロストーク特性を示す図であり、
これら図の縦軸はクロストーク及び横軸は素子長／結合
長を表す。

第５図（Ａ）の曲線、、及びはΔβ・L/π＝
３、２、1.5及び１としたときのクロストーク特性を表
し、第５図（Ｂ）の曲線、、及びはΔβ・L/π
＝４、３、２及び１としたときのクロストーク特性を表
す。

従来の場合、図には示していないがＲ＝0.1では素子長
／結合長によりクロストークが大きく変動し実用上充分
なクロストーク特性が得られない。

また第５図に示すように、最小・最大結合係数比ＲがＲ
＝0.01ではΔβ・Ｌ＝1.5でようやく平均約−15dBのク
ロストークが得られる。Ｒ＝10^-4では平均約−15dBのク
ロストークを得るためにはΔβ・L/πを３以上に増大さ
せる必要がある。

第６図（Ａ）及び（Ｂ）はＲ＝0.01とし、ｎ＝1/3及び1
/2としたときの第一実施例のクロストーク特性を示す図
であり、同図の縦軸はクロストーク及び横軸は素子長／
結合長を表す。但し、第６図（Ａ）及び（Ｂ）のいずれ
の場合も規格化された開き角ｄω/dzの最大角度（ｚ＝
０におけるｄω/dz）を とし、z_o＝0.1×Ｌとした。

第６図（Ａ）の曲線、、、及びは、Δβ・L/
π＝４、３、２、1.5及び１としたときのクロストーク
特性、同様に第６図（Ｂ）の曲線、、、及び
はΔβ・L/π＝４、３、２、1.5及び１としたときのク
ロストーク特性を表す。尚、図には示していないが、従
来及びこの実施例においてはＲ＝0.1では素子長／結合
長によりクロストークが大きく変動し実用上充分なクロ
ストーク特性が得られない。好ましくはこの最小・最大
結合係数比Ｒを0.003＜Ｒ＜0.03特に好ましくはＲ0.0
1とするのよい。

文献Ｉの従来の光スイッチ及びこの実施例の光スイッチ
を比較すれば、従来の場合には、第５図に示すように、
Ｒ＝0.01ではΔβ・Ｌ＝1.5でようやく平均約−15dBの
クロストークが得られる。Ｒ＝10^-4では平均約−15dBの
クロストークを得るためにはΔβ・L/πを３以上に増大
させる必要がある。

一方、この実施例においては、第６図（Ａ）及び（Ｂ）
からも理解できるように、ｎ＝1/3（このとき 及びｎ＝1/2（このとき のいずれの場合も、ほぼΔβ・L/π＝1.5で平均クロス
トーク−20dBを得ることができる。

従ってこの実施例ではほぼΔβ・Ｌ＝1.5において素子
長／結合長によらず−20dBのクロストークが得られ、文
献Ｉの従来例に比べ5dB以上のクロストークの改善が得
られる。

次に、この第一実施例に関し上述の解析とは別の解析を
行なう。尚、各パラメータの定義は特に断わりがない限
り、上述したの解析の場合と同様である。

規格化された導波路間隔ωを次式（13）のように表す。

但し、ｍは１より大きい実数であり前述のｎとはｎ＝1/
mの関係を有する。またτは距離ｚを素子長（電極長）
Ｌで規格化した規格化距離でありτ＝０は曲り部IIの始
端位置（ｚ＝０に対応する位置）及びτ＝１は曲り部II
の終端位置（ｚ＝Ｌに対応する位置）を表す。

（13）式のように表した場合、指標γは次式（14）のよ
うに表せる。

指標γの値は のときピークとなる。

X_pは次式（15）のようにも表せる。

（14）及び（15）式より、ピークでの指標γ（γ_ｐ）は
次式（16）のように表せる。

但し、K_oはτ＝０での結合係数（最小結合係数）及びK_e
はτ＝１での結合係数（最大結合係数）を表す。Ｒは最
小最大結合係数比を表し、Ｒ＝X_o/X_e＝K_e/K_o、X_o＝Δβ
／（２・K_o）及びX_e＝Δβ／（２・K_e）である。

ここで、K_o・Ｌ及びＲを最適化することを考える。

第７図はＲの最適化のための数値解析から得た解析結果
の一例を示す図である。第７図において縦軸はクロスト
ーク及び横軸は最小最大結合係数比Ｒを表し、曲線i1及
びi2は曲り部終端の導波路での固有モードの片寄り（光
パワー比）から計算されるクロストーク特性を、また曲
線ii1及びii2はγ_ｐから予想されるクロストーク特性
（このクロストーク特性はあくまで目安であって正確な
ものではない）を表す。第７図の数値解析では、ｍ＝２
及びK_o・Ｌ＝60とし、Δβ・L/π＝１としたときのクロ
ストーク特性を曲線i1及びii1でまたΔβ・L/π＝２と
したときのクロストーク特性を曲線i2及びii2で表し
た。

Ｒの増加とともに、γ_ｐは小さくなり従ってγ_ｐから予
想されるクロストークは第７図にも示すように良くな
る。一方、Ｒの増加とともに、導波路12、14の曲り部終
端における固有モードの光パワー比を1:0又は0:1とする
ことは難しくなり従ってこの曲り終端部における光パワ
ー比から求められるクロストークは第７図にも示すよう
に悪くなる。従ってＲには最適値が存在することが理解
できるが、数値解析によれば、0.003＜Ｒ＜0.03より好
ましくはＲ0.01とするのがよいことがわかった。

第８図はK_o・Ｌの最適化のための数値解析から得た解析
結果の一例を示す図である。第８図において、縦軸はΔ
β_max/Δβ_min及び横軸は最小最大結合係数比Ｒを表
す。第８図の数値解析では、ｍ＝２とし、K_o・Ｌ＝30と
したときのΔβ_max/Δβ_minとＲとの関係を曲線ivでま
たK_o・Ｌ＝60としたときのΔβ_max/Δβ_minとＲとの関
係を曲線ｖで表した。

駆動電圧「０」から駆動電圧を印加して駆動電圧を増加
させるとクロストークは良くなってゆくが、Δβ_minは
この良くなってゆく過程においてクロストークが最初に
−15dBとなったときのΔβを表す。そしてΔβ_minから
さらに駆動電圧を増加させてゆくとΔβの増加に伴なう
電解の分岐側境界でのモード変換が大きくなりクロスト
ークは悪くなってゆくが、Δβ_maxはこの悪くなってゆ
く過程において最初に−15dBとなったときのΔβを表
す。従ってΔβ_max/Δβ_minが大きくなるほど、実用に
適したクロストーク特性が得られる駆動電圧の範囲が広
くなる。数値解析によれば、0.003＜Ｒ＜0.03より好ま
しくはＲ0.01としかつK_o・Ｌ＞40とするのがよいこと
がわかった。しかし導波路幅ωを（13）式のように表し
た場合、K_o・Ｌの特性変化に与える影響は弱いので必ず
しもK_o・Ｌ＞40としなくともよい。

第９図は指標γのピークγ_ｐのｍに対する依存性の説明
に供する図であり、第９図の縦軸にピークγ_ｐの値を及
び横軸にX_p/X_eを取って示した。第９図の解析では、Ｒ
＝0.01とし、ｍ＝１、２及び３とした場合のピークγ_ｐ
の変化の様子を曲線vi、vii及びviiiで表した。尚、X_p/
X_eは駆動電圧の逆数に比例する量である。

ｍ＝１の場合導波路12、14のτ＝０からτ＝１までの部
分を直線導波路とした場合に相当し、ｍ＝２及び３の場
合導波路12、14のτ＝０からτ＝１までの部分を曲線導
波路とした場合に相当する。曲線vi、vii及びviiiから
も理解できるように、導波路12、14のτ＝０からτ＝１
の部分を曲線導波路としたほうが、低い動作電圧でもピ
ークγ_ｐを小さくでき全体的にピークγ_ｐを小さくでき
るので、クロストーク特性の向上を期待できる。

ｍ＝２、３とした場合X_p/X_e＝Ｒ近傍で開き角が大きく
なりこれによりγ_ｐが大きくなるので、 とするのが好ましい。

とした場合に関して上述の解析が近似的に許されいると
考えられる。

この解析では、導波路間隔ωを （但し、ｍは１より大きな実数）とすればよいことがわ
かった。α、τ_ｏは設計に応じて任意好適に設定される
定数であり、τ_ｏ＝z_o/Lとも表せる。好ましくは0.003
＜Ｒ＜0.03より好ましくはＲ0.01とするのがよい。ま
た好ましくは次式を満足するように、固有モードを保存
する導波路系の導波路を形成するのがよい。

導波路12、14の形成では、導波路12の側縁a1及び導波路
14の側縁b1をＺ軸に関して対称な位置に配置すればよ
く、従って導波路12の側縁a1の位置及び導波路14の側縁
b1の位置をそれぞれＺ軸からＺ軸に垂直な方向にD/2離
れた位置とすればよい。

第10図はｍ＝１として導波路のτ＝０からτ＝１までの
部分を直線導波路とした場合のクロストーク特性の一例
を示す図である。第10図は第７図と同様の図であり、曲
線ｉ×１及びｉ×２は電極終端の導波路での固有モード
の片寄りから計算されるクロストーク特性を、また曲線
×１及び×２はγ_ｐから予想されるクロストーク特性を
表す。第10図の数値解析では、ｍ＝１及びK_o・Ｌ＝60と
し、Δβ・L/π＝１としたときのクロストーク特性を曲
線ｉ×１及び×１でまたΔβ・L/π＝２としたときのク
ロストーク特性を曲線ｉ×２及び×２で表した。

第７図及び第10図からも理解できるように、τ＝０から
τ＝１までの導波路形状を直線状とするよりも曲線状と
したほうがクロストーク特性を向上できると考えられ
る。

第二実施例 第11図はこの発明の第二実施例の構成を概略的に示す平
面図である。尚、第一実施例の構成成分に対応する構成
成分については同一の符号を付して示す。

以下、第一実施例と相違する点につき説明し、第一実施
例と同様の点についてはその詳細な説明を省略する。

第一実施例ではＹ分岐構造の光スイッチにこの発明を適
用した例を示したが、この第二実施例ではＸ分岐構造の
光スイッチにこの発明を適用した例を示す。

第11図にも示すように、第二実施例の導波型光スイッチ
64ではＸ分岐の一方の直進導波路22を一方の端部同志を
結合した導波路12及び導波路26から、及びＸ分岐の他方
の直進導波路24を一方の端部同志を結合した導波路14及
び導波路28から構成する。これら直進導波路22及び24が
交差してＸ分岐を構成する。

この実施例では、導波路26幅より細くし、構造的にΔβ
を生じさせる。導波路１の導波路幅を導波路28の導波路
２及び14の導波路幅は等しくする。導波路28の導波路26
の側の側縁c1及び導波路26の導波路28の側の側縁d1は、
導波路12及び14の側縁a1及びb1と同様にして配置されて
おり、導波路28の導波路２とは反対側の側縁c2及び導波
路26の導波路28とは反対側の側縁d2はそれぞれ、側縁c1
及びd1と平行に配置されている。

第三実施例 第12図はこの発明の第三実施例の構成を概略的に示す平
面図である。尚、上述した実施例の構成成分に対応する
構成成分については同一の符号を付して示す。

第三実施例の導波型光スイッチ66は、導波路26及び28を
直線導波路としている他は、第二実施例と同様の構成を
有する。

第四実施例 第13図はこの発明の第四実施例の構成を概略的に示す平
面図である。

第四実施例の導波型光スイッチ60は、Ｙ分岐する２つの
導波路40、42と、２つの導波路40、42間の屈折率差又は
伝搬定数差を制御する電極46とを備え、２つの導波路4
0、42間の間隔Ｄを導波路40、42の分岐部Ｉから終端部4
0b、42bへ向けて広げて成る。

そして２つの導波路40、42それぞれの少なくとも一部に
曲り部IIを設け、曲り部IIの始端（τ＝０）の側での導
波路40、42の開き角を大きくし、曲り部IIの終端（τ＝
１）の側での導波路40、42の開き角を小さくする。そし
て、この実施例の場合、導波路40、42の曲り部IIでの開
き角を、曲り部IIでの導波路形状がスムースに曲る曲線
状となるように、曲り部の始端（τ＝０）から終端（τ
＝１）まで徐々に小さくすることもできるが、この実施
例ではτ＝γまでの開き角を徐々に小さくし、τ＝γか
らτ＝１まではτ＝０またはその近傍での開き角よりは
小さいが、τ＝γまでの領域での開き角よりも大とする
例を示している。

より詳細に説明する。この実施例の導波型光スイッチ60
は、Ｙ分岐を構成する導波路44、40、42と、分岐する２
つの導波路40、42に対して設けた電極46とを備えて成
る。

そして導波路44の一方の端部を導波路40及び42の一方の
端部とそれぞれ結合してＹ分岐を構成し、これら導波路
44、40、42を基板48に設ける。基板48は電気的に屈折率
を変化させることができる基板例えばＺカットLiNbO₃基
板である。

また電極46を電極部材46a、46b、46c、46dから構成し、
電極部材46aを導波路40の導波路42とは反対側の側部に
配置し、電極部材46bを導波路40上に配置し、電極部材4
6cを導波路42上に配置し、さらに電極部材46dを導波路4
2の導波路40とは反対側の側部に配置し、これら電極部
材46a〜46dを基板48に設ける。電極始端位置をτ＝０及
び電極終端位置をτ＝１とし、各電極部材46a〜46dをτ
＝０からτ＝１まで延在させて設ける。

また２つの導波路40、42は、これら導波路40、42の分岐
部Ｉの終端部（τ＝０）及び曲り部IIの終端部（τ＝
１）の間において固有モードを保存する導波路系を形成
し、従ってこの導波路系は少なくとも２つの導波路40、
42の分岐部Ｉ及び曲り部IIを備えて成る。

そして分岐部Ｉは、この導波路系の固有モードの光パワ
ーを２つの導波路40、42へ等分するための部分であり、
光パワーを等分するため後述するτ軸に関し分岐部Ｉの
それぞれの導波路部分の中心線が線対称な形状を有す
る。

また２つの導波路40、42の曲り部IIの終端部（τ＝１及
びその近傍の導波路部分）は、導波路系の固有モードの
光パワーを２つの導波路40、42のいずれか一方へ集中さ
せるための部分である。２つの導波路40、42の曲り部II
の終端部は、電極46に電圧を印加した状態で固有モード
の界分布が導波路40、42の一方の電極終端部に存在でき
るが他方の電極終端部に存在できないような距離だけ、
互いに離間しており、これと共に導波路40、42の電極終
端部から終端部40b、42bまでの間（τ＞１となる導波路
部分）における導波路間隔は、曲り部IIの終端部での導
波路間隔と同等かそれよりも広くなっている。尚、τ＞
１となる導波路部分を省略するようにしてもよい。

次に数値解析により、この実施例の曲り部IIの形状につ
いて説明する。

導波路間隔Ｄを規格化距離τの関数と考える。規格化距
離τは距離ｚを素子長（電極長）Ｌで規格化した距離で
ありτ＝０は曲り部IIの始端位置（ｚ＝０に対応する位
置）及びτ＝１は曲り部IIの終端位置（ｚ＝Ｌに対応す
る位置）を表す。以下の解析では０≦τ≦１の範囲につ
いて考える。τ軸は分岐点Ｐを通り基板面上に設定した
軸であり、このτ軸に関して導波路の中心線が対称とな
る。

クロストーク特性を良くするためには、偶モード及び奇
モード間の変換を小さく抑える必要がある。そこで、導
波路間隔Ｄを規格化距離τの関数と考えた場合の指標γ
を次式（17）のように表す。

ここでｓ・（Ｄ−D_o）＝ωであり、D_oはτ＝０での導波
路間隔を表す。

Δβは曲り部IIにおいて導波路40、42間で電気的に生じ
させる伝搬定数差、Ｌは曲り部IIの始端から終端まで
（τ＝０からτ＝１まで）の距離、Ｘ＝Δβ／（２・Ｋ
（τ））、及びＫ（τ）は規格化距離τにおける導波路
40、42間の結合係数を表す。Ｋ（τ）を次式（18）のよ
うに表現する。

Ｋ（τ）＝K_o・ｅ×ｐ｛−ｓ・（Ｄ（τ）−D_o）｝……
（18） （17）式からも理解できるように指標γは開き角ｄω/d
τ、位相差の逆数 及び で表される。

ＦはＫ（τ）を含みτの関数であるが にピークを有する。X_pの位置τ_ｐは電圧に比例して変化
する。

と表せるので位置τ_ｐはΔβの変化とともに で表されるように変化する。尚K^-1はＫの逆関数であ
る。

ここで、２つの直線導波路の一方の端部同士を結合して
分岐と成すと共に分岐から遠ざかるにつれて導波路間隔
Ｄを開くし、これら直線導波路により固有モードを保存
する導波路系を形成した場合（例えば第22図に示す導波
路３及び４の場合）のモード変換の指標γの変化の様子
について説明する。

第14図は指標γの変化の様子の説明に供する図である。
第14図の作成に当っては、例えば第22図に示す導波路３
及び４の場合のモード変換の指標γの分布状態が、駆動
電圧の増加と共にどのように変化するかを数値解析によ
り調べた。そしてその解析結果を縦軸に指標γ及び横軸
にこれら直線導波路の導波路間隔Ｄを取って第14図に示
した。但し、数値解析では固有モードの波長1.3μｍ、
導波路と基板の相対的な屈折率差：Δ＝0.1％及び導波
路幅７μｍとし、駆動電圧の印加により２つの導波路間
に生じる屈折率差ΔｎをΔｎ＝５×10^-5、１×10^-4、２
×10^-4及び５×10^-4とした場合の導波路間隔Ｄの位置に
おける導波路での指標γの値をプロットして示した曲線
をそれぞれ符号×ｉ、×ii、×iii及び×ivを付して示
した。尚、Δβ＝（２・π／固有モードの波長）・Δｎ
である。

第14図にも示すように、指標γの値は２つの導波路の分
岐部及び終端部の間で山なりに分布し、指標γは特定の
導波路間隔Ｄでピークγ_ｐを有する。しかも駆動電圧の
増加とともにΔｎが増加すると、ピークγ_ｐの位置が導
波路間隔Ｄの広い側から導波路間隔Ｄの狭い側へと移行
すると共にピークγ_ｐの値が減少する。

一方、指標γは開き角ｄω/dτに比例するので（式（1
7）参照）、導波路間隔Ｄの小さいところ、すなわち２
つの導波路の分岐部で開き角を大とするようにすればピ
ークγ_ｐの値をΔβが増加しても一定とすることができ
る。

であるので（18）式より、ピークγ_ｐが生じる位置での
導波路間隔D_pは次式（19）で表せる。

そこで、この実施例ではピークγ_ｐをΔβによらずに一
定とすることを考える。

ピークγ_ｐとなる位置（ピーク位置）では、Δβ＝X_p・
２・Ｋ（τ）となるので、（17）式より次式（19）を得
る。

（18）式を用いて（191）式を変形して次式（20）を得
る。

（20）式の左辺＝const.と考えれば、（20）式の両辺を
積分して次式（21）を得る。

ここでτ＝０でＫ＝K_oとして、C_o＝１である。

従ってωをτの対数関数で表せば、Δβの大きさにかか
わらず、従って駆動電圧の大きさにかかわらず、γ_ｐの
値を一定することができ、モード変換の量を一定とする
ことができると考えられる。

光スイッチ作成上、γ_ｐ以外に重要なパラメータとし
て、τ＝０及びτ＝１における結合係数の比（最小最大
結合係数比）Ｒがある。τ＝０で固有モードの界分布を
一方の導波路に集中させる度合を大きくして導波路40、
42のτ＝１での、固有モードの光パワー比を1:0又は0:1
に近づけ、しかも、電圧印加により生じるΔβの影響に
よりτ＝０で生じるモード変換を小さくするためにはＲ
を小さくする必要がある。τ＝０ではモード変換を小さ
くするため、X_o＝Δβ/K_o（X_oはτ＝０でのＸ）を小さ
くする必要がありτ＝１ではモードの集中を大きくする
ためX_e＝Δβ/K_e（Xeはτ＝１でのＸ）を大きくする必
要があり、従ってX_o/X_e＝K_e/K_o＝Ｒを小さくする必要が
ある。

しかし光がτ＝０からτ＝１まで伝搬するときモード変
換はＲが小さくなるにつれて増大しゆくため、Ｒを最適
化する必要がある。Ｒの好適範囲は導波路の形状を表す
関数型によらず0.003＜Ｒ＜0.03より好ましくはＲ＝0.0
01である。

またK_e/K_o＝ｅ×ｐ［−｛ｓ・Ｄ（１）−ｓ・D_o｝］＝
Ｒであるので、（21式より、 従って次式（22）が得られる。

この（22）式と、上述した（21）とから、ωはω＝l
_n［（R^-1＋１）・τ＋１］となる。

τ＝０からτ＝１までを直線導波路とした場合にはγ_ｐ
を次式（23）のように表せる。

第15図はX_p/X_eに対するγ_ｐの変化の様子を示す図であ
って、縦軸にγ_ｐ及び横軸にX_p/X_eを取って示す。曲線x
v及びxviは（22）式及び（23）式から求められるγ_ｐの
変化を表す曲線である。

X_p/X_e＝（２・K_e・X_p）／Δβであり駆動電圧の逆数に
比例する。X_p/X_e＝１のときピークγ_ｐの位置はτ＝１
の位置にあり、X_p/X_e＝Ｒのときピークγ_ｐの位置は、 となるのでγ_ｐの位置はτ＝０の位置にある。

曲線xv及びxviからも理解できるように、τ＝０からτ
＝１までの間を直線導波路とするよりも導波路幅をτの
対数関数で表した導波路（対数型の導波路）とするほう
が、γ_ｐが で小さくなり、従ってより低い駆動電圧でモード変換を
小さくでき実用に適したクロストーク特性を得ることが
できると考えられる。

ピークγ_ｐを 以下としないとモータ変換を十分小さくしたとは言えな
い。ここで 以下となるピークγ_ｐをγ_needと表す。

導波路作成では、通常K_o・Ｌが30〜60程度になるがこの
場合には、（22）式によれば、τ＝０からτ＝１までの
間を対数型の導波路のみから構成したものでは十分小さ
いγ_ｐを得るのは若干無理がある。

そこでτ＝０の側で対数型の導波路を及びτ＝１の側で
直線導波路を用い、開き角を大きくしてもγ_ｐを小さく
できるτ＝０の側、特にτ＝０の近傍で開き角を大きく
することによって、所望のＲ＝K_e/K_oが得られる間隔ま
で導波路間隔Ｄを開き、τ＝１の側では直線導波路によ
って所望のＲ＝K_e/K_oが得られる間隔まで導波路間隔Ｄ
を開くことを考える。

デバイス長（電極長）を短くするには対数型の導波路を
用いるのが非常に効率が良い。γ_ｐγ_needとするよう
な対数型の導波路で導波路間隔Ｄを開げてから、残りの
τ＝１までの間で直線導波路を用いて所望の間隔まで導
波路間隔Ｄを広げる。このようにτ＝０からτ１までの
間の導波路形状をした場合の、γ_ｐの変化の様子を、第
15図中に曲線xviiで表す。曲線xviiの、 がＲからＴまで変化する間及びＴから１まで変化する間
がそれぞれ、対数型の導波路及び直線導波路でのγ_ｐの
変化の様子を表す。

デバイス長を短くするには対数型の導波路を用いるのが
有利であることの説明を行なう。

例えば、K/K_o＝R_iとなるまで導波路間隔を開くに要する
距離L_iを考えれば、対数型の導波路では（22）式から、 また直線導波路では（23）式から、 であるが、X_p/X_iは最大で１となるため、直線導波路で
は、 となり、従って対数型の導波路の場合の距離L_iを直線導
波路の場合の距離L_iの約（−l_nR_i）^-1倍とすることがで
きる。

次にτ＝０からτ＝１までの間のどこまでを対数型の導
波路としどこまでを直線導波路とするかについて考え
る。

ひとつの考えは、直線導波路の傾きを最小にするもので
ある。この場合、対数型の導波路の素子内での長さの割
合ｒは、近似的に、 と表せる。第13図にも示すように、τ＝０からτ＝ｒま
でを対数型の導波路及びτ＝ｒからτ＝１までを直線導
波路とすればよい。

第16図にこの場合のクロストーク特性について解析した
結果の一例を示す。第16図においては縦軸にクロストー
ク及び横軸にΔβ・L/πを取り、第16図（Ａ）の解析で
はＲ＝0.01、 として、K_o・Ｌ＝30及び60とした場合のクロストーク特
性を曲線xviii及びxixで、また第16図（Ｂ）の解析では
Ｒ＝0.01、 として、K_o・Ｌ＝30及び60とした場合のクロストーク特
性を曲線xx及びxxiで表した。

またもうひとつの考えは、固有モードの界分布を一方の
導波路へ集中させるのに、理想的にはτ＝１において導
波路40、42の光パワー比を0:1又は1:0とするのに最低限
必要な値のX_eを求め（このときのX_eをX_efと表す）、X_e
をX_efとしたときのピークγ_ｐの位置を求め、τ＝０か
らこのときのピーク位置までを対数型導波路としこのと
きのピーク位置からτ＝１までを直線導波路とするとい
うものである。X_eをX_efとしたときのピークγ_ｐの位置
での結合係数K_pは、 R_i・K_e＝K_pとすれば、 となる。

第17図にこの場合のクロストーク特性について解析した
結果の一例を示す。第17図の解析では、Ｒ＝0.01、 として、K_o・Ｌ＝30及び60とした場合のクロストーク特
性を曲線xxii及びxxiiiで表した。

第18図はτ＝０からτ＝１までを直線導波路とした場合
のクロストーク特性について解析した結果の一例を示す
図である。第18の解析ではＲ＝0.01として、K_o・Ｌ＝30
及び60とした場合のクロストーク特性を曲線xxiv及びxx
vで表した。

第16図〜第18図において、τ＝０からτ＝１までを直線
導波路とした場合に実用に適したクロストーク特性を得
るためのΔβ・L/πは、τ＝０からτ＝ｒまでを対数型
の導波路及びτ＝ｒからτ＝１までを直線導波路とした
場合のほぼ1.5倍となり、従ってこの実施例によれば駆
動電圧を従来に比して70％以上低減することができると
考えられる。

この実施例では、10dB以上の消光比となる場合のΔβ・
L/πは、１以下であり従来の場合の60〜70％程度とな
る。従ってその分駆動電圧を低減できる。また第16図及
び第17図にも示すように、−20dB以下のスロクトークを
得られる駆動電圧の範囲を広くできる。

尚、上述した実施例の説明において、第13図に示した実
施例では、直線導波路の開き角をτ＝ｒにおける対数型
の導波路の開き角よりも広くしているが、より好ましく
は直線導波路の開き角をτ＝ｒにおける対数型の導波路
の開き角と等しくするのがよい。

（第四実施例の変形例） 第19図は第四実施例の変形例の構成を概略的に示す平面
図である。この変形例の導波型光スイッチ62では、基板
48として例えばＸカットLiNbO₃基板を用い、電極46を電
極部材46e、46f及び46gから構成する。電極部材46eを導
波路40の導波路42とは反対側の側部に配置し、電極部材
46fを導波路40、42の間に配置し、電極部材46gを導波路
42の導波路40とは反対側の側部に配置する。このように
電極構造は基板材料に応じて任意好適に変更することが
できる。

第五実施例 第20図はこの発明の第五実施例の構成を概略的に示す平
面図である。尚、上述した構成成分に対応する構成成分
については同一の符号を付して示す。

第五実施例の光スイッチ68は、Ｘ分岐型導波路を構成す
る導波路40および42とそれぞれの入力側導波路50及び52
と、電極部材46h、46i、46jから成る電極46とを備えて
成る。

導波路40及び42の全体を上述の（22）式で表される対数
型の、分岐する導波路とし、同様に導波路50、52の全体
を上述の（22）式で表される対数型の、分岐する導波路
とする。

また導波路40、42の導波路幅を等しくし、導波路40及び
この導波路40よりも導波路幅の広い導波路50の一方を端
部同士を結合し、導波路42及びこの導波路42よりも導波
路幅の狭い導波路52の一方の端部同士を結合する。導波
路40、50の結合部分に符号ｐ及び導波路42、42の結合部
分に符号ｑを付して示す。

そして結合部分ｐ及びｑを互いに離間させる。

さらに電極部分46hを導波路40の、導波路42とは反対側
の側部に、電極部材46iを導波路40、42の間に、及び電
極部材46jを導波路42の導波路40とは反対側の側部に配
置し、これら電極部材46h〜46jを曲り部の始端から終端
まで延在させて設ける。

次にこの実施例の光スイッチの動作につき簡単に説明す
る。

導波路50に光が入力されると導波路50に偶モード光が励
起され、この偶モード光は結合部分ｐ、ｑの部分でパワ
ーを等分され分岐部Ｉの導波路40、42にそれぞれ等しい
パワーの偶モード光が入力する。この場合には、電極46
に電圧を印加して導波路40、42の曲り部IIにおいて屈折
率差を生じさせると、偶モード光を、屈折率の高い方の
導波路から出力させ屈折率の低い方の導波路からは出力
させないようにすることができる。

また導波路52に光が入力されると奇モード光が励起さ
れ、この奇モード光は結合部分ｐ、ｑの部分でパワーを
等分され導波路40、42の分岐部Ｉに等しいパワーの奇モ
ード光が入力する。この場合には電極46に電圧を印加し
て導波路40、42の曲り部IIにおいて屈折率差を生じさせ
ると、奇モード光を、屈折率の低い方の導波路から出力
され屈折率の高い方の導波路からは出力させないことで
きる。

導波路50或は52に光を入力すると、Ｙ分岐の逆過程が生
じ、結合部分ｐ、ｑにおいてパワーが等分された界分布
をもつ偶モード或は奇モードを励起することができる。

第21図にこの実施例のクロストーク特性について解析し
た結果の一例を示す。

尚、曲り部IIでの導波路40、42の導波路幅を曲り部II以
外での導波路40、42の導波路幅よりも広くしたり狭くし
たりしてもよい。

この発明は上述した実施例にのみ限定されるものではな
く、従って各構成成分の形状、寸法、配設位置、数値的
条件そのほかの条件を任意好適に変更できる。

（発明の効果） 上述した説明からも明らかなように、この発明の導波型
光スイッチによれば、分岐する２つの導波路それぞれの
一部に曲り部を設け、曲り部の始端の側での２つの導波
路の開き角を大きくし、曲り部の終端の側での２つの導
波路の開き角を小さくするので、次のｉ）及びii）を同
時に達成することが可能になると考えられる。

ｉ）駆動電圧を従来と同一として従来と比較した場合に
は、実用に適したクロストーク特性を従来よりも短いデ
バイス長で実現できる。或はデバイス長を従来と同一と
して従来と比較した場合には、実用に適したクロストー
ク特性を従来よりも低い駆動電圧で実現できる。

ii）実用に適したクロストーク特性を従来よりも広い駆
動電圧の範囲で実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第一実施例の構成を概略的に示す部
分的平面図、 第２図は第一実施例の導波路形状の説明に供する図、 第３図はパラメータＦ及びｙの関係を示す図、 第４図はパラメータｎに対するモード変換率の指標γの
変化の様子を示す図、 第５図（Ａ）〜（Ｂ）は従来素子のクロストーク特性を
示す図、 第６図（Ａ）〜（Ｂ）は第一実施例のクロストーク特性
を示す図、 第７図は最小最大結合係数比Ｒの最適化のための解析結
果の一例を示す図、 第８はK_oLの最適化のための解析結果の一例を示す図、 第９図はピークγ_ｐのｍ依存性の説明に供する図、 第10図は導波路のτ＝０からτ＝１までの部分を直線導
波路とした場合のクロストーク特性の一例を示す図、 第11図はこの発明の第二実施例の構成を概略的に示す部
分的平面図、 第12図はこの発明の第三実施例の構成を概略的に示す部
分的平面図、 第13図はこの発明の第四実施例の構成を概略的に示す部
分的平面図、 第14図はモード変換の指標γの変化の様子の説明に供す
る図、 第15図はX_p/X_eに対するピークγ_ｐの変化の様子を示す
図、 第16図（Ａ）〜（Ｂ）及び第17図は第四実施例のクロス
トーク特性を示す図、 第18図は導波路のτ＝０からτ＝１までの部分を直線導
波路とした場合のクロストーク特性の一例を示す図、 第19図はこの発明の第四実施例の変形例の構成を概略的
に示す部分的平面図、 第20図はこの発明の第五実施例の構成を概略的に示す部
分的平面図、 第21図はこの発明の第五実施例のクロストーク特性の一
例を示す図、 第22図は従来の導波型光スイッチの構成を概略的に示す
平面図である。 10……導波型光スイッチ 12、14、18、26、28、40、42、44、50、52……導波路 16、46……電極、20……基板 22、24……直進導波路。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】分岐する２つの導波路と、２つの導波路間
   の屈折率差又は伝搬定数差を制御する電極とを備え、２
   つの導波路間の間隔を導波路の分岐部から終端部へ向け
   て広げて成る導波型光スイッチにおいて、 前記２つの導波路それぞれの少なくとも一部に曲り部を
   設け、 該曲り部の始端の側での２つの導波路の開き角を大きく
   し、曲り部の終端の側での２つの導波路の開き角を小さ
   くしたことを特徴とする導波型光スイッチ。
2. 【請求項２】前記曲り部の開き角を、曲り部の始端から
   終端へ向けて徐々に小さくしてゆくことを特徴とする請
   求項１に記載の導波型光スイッチ。
3. 【請求項３】前記２つの導波路は、これら導波路の分岐
   部の終端及び曲り部の終端の間において固有モードを保
   存する導波路系を形成することを特徴とする請求項１に
   記載の導波型光スイッチ。
4. 【請求項４】前記２つの導波路の分岐部を、固有モード
   の光パワーを２つの導波路へ等分するための部分とし、 前記２つの導波路の曲り部の終端部を、固有モードの光
   パワーを２つの導波路のいずれか一方へ集中させるため
   の部分としたことを特徴とする請求項１に記載の導波型
   光スイッチ。