JPH0783585B2 - 給電回路 - Google Patents
給電回路Info
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- JPH0783585B2 JPH0783585B2 JP62174021A JP17402187A JPH0783585B2 JP H0783585 B2 JPH0783585 B2 JP H0783585B2 JP 62174021 A JP62174021 A JP 62174021A JP 17402187 A JP17402187 A JP 17402187A JP H0783585 B2 JPH0783585 B2 JP H0783585B2
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- Japan
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- current
- input terminal
- series
- power supply
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/2176—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は平滑直流電流を負荷インピーダンスに供給する
給電回路であって、 −直流電圧成分と、この直流電圧成分に重畳され、特定
のリプル周期を有する周期性の交流電圧成分とから成る
電圧を受電する入力端子と； −前記負荷インピーダンスを接続する出力端子と； −制御入力端子を経て制御でき、かつ前記負荷インピー
ダンスと直列に接続される主電流通路を具えている直列
素子と； −出力端子を有しており、該出力端子に現れる電圧の直
流電圧成分が少なくとも１個のフィルタコンデンサによ
って決定される低域通過フィルタと； −前記直列素子の制御入力端子に接続される出力端子
と、前記負荷インピーダンスの両端間の電圧に比例する
電圧が供給される第１入力端子と、前記低域通過フィル
タの出力端子に接続される第２入力端子とを有している
差動増幅器と； を具えている給電回路に関するものである。
給電回路であって、 −直流電圧成分と、この直流電圧成分に重畳され、特定
のリプル周期を有する周期性の交流電圧成分とから成る
電圧を受電する入力端子と； −前記負荷インピーダンスを接続する出力端子と； −制御入力端子を経て制御でき、かつ前記負荷インピー
ダンスと直列に接続される主電流通路を具えている直列
素子と； −出力端子を有しており、該出力端子に現れる電圧の直
流電圧成分が少なくとも１個のフィルタコンデンサによ
って決定される低域通過フィルタと； −前記直列素子の制御入力端子に接続される出力端子
と、前記負荷インピーダンスの両端間の電圧に比例する
電圧が供給される第１入力端子と、前記低域通過フィル
タの出力端子に接続される第２入力端子とを有している
差動増幅器と； を具えている給電回路に関するものである。
斯種の給電回路は、1983年３月18日出願の特願昭58−44
442号（1984年９月27日公開の特開昭59−170915号公
報）から既知である。
442号（1984年９月27日公開の特開昭59−170915号公
報）から既知である。
前記公報に記載されている給電回路は、直列素子を形成
するバイポーラトランジスタのベースに出力端子が接続
される差動増幅器を具えている。この差動増幅器の第１
入力端子は、給電回路の出力端子間に接続される分圧器
のタップ点に接続され、斯かる差動増幅器の第２入力端
子は、給電回路の入力端子間に接続される他の分圧器の
タップ点に接続されている。斯かる他の分圧器を構成し
ている１つの抵抗には、入力電圧の交流電圧成分を短絡
させるコンデンサを並列に配置してある。従って、入力
側の分圧器は斯かるコンデンサと相俟って低域通過フィ
ルタを形成する。この低域通過フィルタがあるために、
交流電圧成分は差動増幅器の出力電圧、従ってバイポー
ラトランジスタのベース電圧には何等影響を及ぼさな
い。負荷インピーダンスの両端間に交流電圧成分が現わ
れないようにするためには、全交流電圧成分が直列トラ
ンジスタに供給されるようにする必要がある。このよう
にするためには、斯かる直列トランジスタのコレクタと
エミッタとの間の直流電圧を少なくとも交流電圧成分の
ピーク−ピーク値に等しくすべく選択する必要がある。
これは２つの分圧器の各抵抗値を正しく選定することに
よって達成することができる。
するバイポーラトランジスタのベースに出力端子が接続
される差動増幅器を具えている。この差動増幅器の第１
入力端子は、給電回路の出力端子間に接続される分圧器
のタップ点に接続され、斯かる差動増幅器の第２入力端
子は、給電回路の入力端子間に接続される他の分圧器の
タップ点に接続されている。斯かる他の分圧器を構成し
ている１つの抵抗には、入力電圧の交流電圧成分を短絡
させるコンデンサを並列に配置してある。従って、入力
側の分圧器は斯かるコンデンサと相俟って低域通過フィ
ルタを形成する。この低域通過フィルタがあるために、
交流電圧成分は差動増幅器の出力電圧、従ってバイポー
ラトランジスタのベース電圧には何等影響を及ぼさな
い。負荷インピーダンスの両端間に交流電圧成分が現わ
れないようにするためには、全交流電圧成分が直列トラ
ンジスタに供給されるようにする必要がある。このよう
にするためには、斯かる直列トランジスタのコレクタと
エミッタとの間の直流電圧を少なくとも交流電圧成分の
ピーク−ピーク値に等しくすべく選択する必要がある。
これは２つの分圧器の各抵抗値を正しく選定することに
よって達成することができる。
しかし、上述したような従来回路では、交流電圧成分の
実際の振幅値に無関係に、直列トランジスタにて著しい
電力消費が生ずることになる。従って、斯かる直列トラ
ンジスタは絶えず高い差動温度で作動するため、このト
ランジスタのエージングが早くなり、寿命が短くなる。
このことは、例えば電気通信交換機の如き作動信頼度に
高い要求が課せられるシステムにとっては特に不利益な
ことである。
実際の振幅値に無関係に、直列トランジスタにて著しい
電力消費が生ずることになる。従って、斯かる直列トラ
ンジスタは絶えず高い差動温度で作動するため、このト
ランジスタのエージングが早くなり、寿命が短くなる。
このことは、例えば電気通信交換機の如き作動信頼度に
高い要求が課せられるシステムにとっては特に不利益な
ことである。
本発明の目的は、直列素子の電力消費が交流電圧成分の
実際のピーク値に電子的に適合されるようにした冒頭に
て述べた種類の給電回路を提供することにある。
実際のピーク値に電子的に適合されるようにした冒頭に
て述べた種類の給電回路を提供することにある。
本発明は、冒頭にて述べた給電回路において、該給電回
路がさらに： −リプル周期の少なくとも一部分の期間中に前記フィル
タコンデンサから電流を流出して、このコンデンサを充
電させる流出手段と； −流出電流に対して大きな導入電流を前記フィルタコン
デンサに導入する電流導入手段と； −スレッショールド電圧を発生するスレッショールド電
圧回路と； −スレッショルード電圧が供給され、前記直列素子への
電圧が供給される入力端子と、前記電流導入手段に接続
される出力端子とを有しており、前記直列素子間の電圧
がスレッショールド電圧よりも小さい場合に、前記フィ
ルタコンデンサに導入電流を流す比較器と； を具えることを特徴とする。
路がさらに： −リプル周期の少なくとも一部分の期間中に前記フィル
タコンデンサから電流を流出して、このコンデンサを充
電させる流出手段と； −流出電流に対して大きな導入電流を前記フィルタコン
デンサに導入する電流導入手段と； −スレッショールド電圧を発生するスレッショールド電
圧回路と； −スレッショルード電圧が供給され、前記直列素子への
電圧が供給される入力端子と、前記電流導入手段に接続
される出力端子とを有しており、前記直列素子間の電圧
がスレッショールド電圧よりも小さい場合に、前記フィ
ルタコンデンサに導入電流を流す比較器と； を具えることを特徴とする。
直列素子間の電圧は一般に直流電圧成分と交流電圧成分
とで形成される。直列素子間の電圧がスレッショールド
電圧以上である限り、フィルタのコンデンサには大きな
導入電流が流れ、このコンデンサ間の電圧をその平均最
終値（直列素子間の電圧の定常状態における）に至らし
める。この最終値は、フィルタコンデンサに供給される
電荷量がリプル周期にわたって平均化した放電電荷量に
等しくなる際に達成される。導入電流が流出電流に比べ
て大きいので、電流は極めて短時間しか供給されず、即
ち電流導入時間はリプル期間よりも遥かに短くなる。直
列素子間の電圧は極めて短い時間間隔の間だけしかスレ
ッショールド電圧よりも小さくならないので、これらの
時間間隔の期間中に直列素子間の電圧はスレッショール
ド電圧よりも僅かに低くなるだけである。このスレッシ
ョールド電圧を極めて低い値に選択することにより、直
列素子間の総電圧は斯かるスレッショールド電圧と、実
際の交流電圧成分のピーク−ピーク値との和に限定され
るため、不必要な電力消費が回避される。
とで形成される。直列素子間の電圧がスレッショールド
電圧以上である限り、フィルタのコンデンサには大きな
導入電流が流れ、このコンデンサ間の電圧をその平均最
終値（直列素子間の電圧の定常状態における）に至らし
める。この最終値は、フィルタコンデンサに供給される
電荷量がリプル周期にわたって平均化した放電電荷量に
等しくなる際に達成される。導入電流が流出電流に比べ
て大きいので、電流は極めて短時間しか供給されず、即
ち電流導入時間はリプル期間よりも遥かに短くなる。直
列素子間の電圧は極めて短い時間間隔の間だけしかスレ
ッショールド電圧よりも小さくならないので、これらの
時間間隔の期間中に直列素子間の電圧はスレッショール
ド電圧よりも僅かに低くなるだけである。このスレッシ
ョールド電圧を極めて低い値に選択することにより、直
列素子間の総電圧は斯かるスレッショールド電圧と、実
際の交流電圧成分のピーク−ピーク値との和に限定され
るため、不必要な電力消費が回避される。
国際特許出願WO83/01694には、直列素子、低域フィルタ
及び前記直列素子を制御する差動増幅器を具えている電
力制御用回路装置が記載されている。しかし、この回路
装置は直列素子をスイッチ・オン及びスイッチ・オフす
ることによって負荷に供給する電力を制御するように構
成したものである。従って、負荷に流れる電流は平滑化
されず、それどころかリプルが強化されてしまう。
及び前記直列素子を制御する差動増幅器を具えている電
力制御用回路装置が記載されている。しかし、この回路
装置は直列素子をスイッチ・オン及びスイッチ・オフす
ることによって負荷に供給する電力を制御するように構
成したものである。従って、負荷に流れる電流は平滑化
されず、それどころかリプルが強化されてしまう。
本発明の好適例では、直列素子を電界効果トランジスタ
により形成する。このようにすれば、直列素子を駆動さ
せるのに電流を少しも必要とせず、この直列素子のドレ
インとソースとの間の抵抗を低くすることができ、例え
ば2.5Aではドレイン−ソース抵抗を0.2Ωとすることが
でき、従って最少ドレイン−ソース電圧は約0.5Vとな
る。
により形成する。このようにすれば、直列素子を駆動さ
せるのに電流を少しも必要とせず、この直列素子のドレ
インとソースとの間の抵抗を低くすることができ、例え
ば2.5Aではドレイン−ソース抵抗を0.2Ωとすることが
でき、従って最少ドレイン−ソース電圧は約0.5Vとな
る。
以下図面を参照して本発明を実施例につき説明する。
第１図は本発明による給電回路を示し、この回路の入力
端子２−１及び２−２を直流電圧成分と、この直流成分
に重畳される周期性の交流電圧成分とから成る電圧に接
続する。給電回路の出力端子４−１と４−２との間には
負荷インピーダンス60を接続する。入力端子２−１は出
力端子４−１に直接接続し、入力端子２−２は電界効果
トランジスタ（FET）の形態に設計した直列素子10を介
して出力端子４−２に接続する。出力コンデンサ12及び
２個の抵抗６と８とから成る分圧器を負荷インピーダン
ス60に並列に接続する。上記分圧器のタップ点と入力端
子２−２との間に差動増幅器14を接続する。この差動増
幅器は、前記分圧器のタップ点に接続される第１入力端
子16と、第２入力端子18と、トランジスタ10の制御入力
端子に接続される出力端子20と具えている。差動増幅14
はトランジスタ22と、コレクタ抵抗24とで構成し、トラ
ンジスタ22のエミッタを入力端子16に接続し、ベースを
入力端子18に接続し、かつ上記コレクタ抵抗24の一方の
端子をトランジスタ22のコレクタに、他方の端子を入力
端子２−２に接続し、トランジスタ22のコレクタを出力
端子20に接続する。
端子２−１及び２−２を直流電圧成分と、この直流成分
に重畳される周期性の交流電圧成分とから成る電圧に接
続する。給電回路の出力端子４−１と４−２との間には
負荷インピーダンス60を接続する。入力端子２−１は出
力端子４−１に直接接続し、入力端子２−２は電界効果
トランジスタ（FET）の形態に設計した直列素子10を介
して出力端子４−２に接続する。出力コンデンサ12及び
２個の抵抗６と８とから成る分圧器を負荷インピーダン
ス60に並列に接続する。上記分圧器のタップ点と入力端
子２−２との間に差動増幅器14を接続する。この差動増
幅器は、前記分圧器のタップ点に接続される第１入力端
子16と、第２入力端子18と、トランジスタ10の制御入力
端子に接続される出力端子20と具えている。差動増幅14
はトランジスタ22と、コレクタ抵抗24とで構成し、トラ
ンジスタ22のエミッタを入力端子16に接続し、ベースを
入力端子18に接続し、かつ上記コレクタ抵抗24の一方の
端子をトランジスタ22のコレクタに、他方の端子を入力
端子２−２に接続し、トランジスタ22のコレクタを出力
端子20に接続する。
給電回路は低域通過フィルタ28を具えており、このフィ
ルタの出力端子を抵抗26を介して差動増幅器14の入力端
子18に接続する。この低域通過フィルタは、片側が各々
入力端子２−１に接続され、他側が抵抗34を介して相互
接続される２つのコンデンサ30と32で構成する。コンデ
ンサ32と抵抗34との接続点は低域通過フィルタ28の出力
端子を成し、このフィルタの入力端子はコンデンサ30と
抵抗34との接続点により形成される。斯かる低域通過フ
ィルタを構成する各部品の値は、このフィルタの遮断周
波数が交流電圧成分のリプル周波数よりも遥かに低くな
るように選定する。
ルタの出力端子を抵抗26を介して差動増幅器14の入力端
子18に接続する。この低域通過フィルタは、片側が各々
入力端子２−１に接続され、他側が抵抗34を介して相互
接続される２つのコンデンサ30と32で構成する。コンデ
ンサ32と抵抗34との接続点は低域通過フィルタ28の出力
端子を成し、このフィルタの入力端子はコンデンサ30と
抵抗34との接続点により形成される。斯かる低域通過フ
ィルタを構成する各部品の値は、このフィルタの遮断周
波数が交流電圧成分のリプル周波数よりも遥かに低くな
るように選定する。
給電回路は、抵抗38とダイオード40との直列回路から成
る電流導入手段36を具えており、斯かる直列回路を入力
端子２−１と低域通過フィルタ28の入力端子との間に接
続する。
る電流導入手段36を具えており、斯かる直列回路を入力
端子２−１と低域通過フィルタ28の入力端子との間に接
続する。
給電回路はスレッショールド電圧回路としても構成され
る比較器42も具えており、この比較器はトランジスタ44
と、このトランジスタに接続されるベース抵抗46とで構
成する。抵抗46のトランジス44に接続されない側の一端
は比較器42の入力端子48を形成し、トランジスタ44のコ
レクタは比較器42の出力端子を形成し、トランジスタ44
のエミッタは入力端子２−２に接続する。比較器42の入
力端子48は給電回路の出力端子４−２に接続し、比較器
42の出力端子は抵抗50を介して低域通過フィルタ28の入
力端子に接続する。抵抗50はフィルタ28のコンデンサか
ら電流を流出させる電流流出手段として機能する。比較
器42の出力端子は抵抗38とダイオード40との接続点にも
接続する。
る比較器42も具えており、この比較器はトランジスタ44
と、このトランジスタに接続されるベース抵抗46とで構
成する。抵抗46のトランジス44に接続されない側の一端
は比較器42の入力端子48を形成し、トランジスタ44のコ
レクタは比較器42の出力端子を形成し、トランジスタ44
のエミッタは入力端子２−２に接続する。比較器42の入
力端子48は給電回路の出力端子４−２に接続し、比較器
42の出力端子は抵抗50を介して低域通過フィルタ28の入
力端子に接続する。抵抗50はフィルタ28のコンデンサか
ら電流を流出させる電流流出手段として機能する。比較
器42の出力端子は抵抗38とダイオード40との接続点にも
接続する。
給電回路の入力電圧は、エネルギーネットワークから幹
線58を介して受電される。斯かる幹線は変成器の一次側
に接続し、この変成器の二次側は整流ブリッジ回路54に
接続する。斯かる整流ブリッジ回路の出力端子及び給電
回路の入力端子２−１及び２−２には、整流ブリッジ回
路54によって供給される脈動直流電圧を平滑化するため
に給電コンデンサ52を接続する。
線58を介して受電される。斯かる幹線は変成器の一次側
に接続し、この変成器の二次側は整流ブリッジ回路54に
接続する。斯かる整流ブリッジ回路の出力端子及び給電
回路の入力端子２−１及び２−２には、整流ブリッジ回
路54によって供給される脈動直流電圧を平滑化するため
に給電コンデンサ52を接続する。
給電コンデンサ52は、幹線電圧が変成器56を介してスイ
ッチ・オンされた後に充電される。トランジスタ44は負
荷インピーダンス60及びベース抵抗46を介して導通し、
従ってフィルタコンデンサ30及び32が抵抗50を介して充
電されるため、トランジスタ22が導通する。これにより
トランジスタ10は正のゲート−ソース電圧を受信して導
通するため、このトランジスタ10間の電圧は低下する。
この過程は、トランジスタ10間の電圧が比較器42のスレ
ッショールド電圧に近付くまで続行する。斯かるスレッ
ショールド電圧はトランジスタ44のベース−エミッタダ
イオードのダイオード順方向電圧によって規定される。
本発明による給電回路は、トランジスタ10間における斯
かる電圧にて定常状態をとり、これについては第２図を
参照してさらに詳細に説明する。
ッチ・オンされた後に充電される。トランジスタ44は負
荷インピーダンス60及びベース抵抗46を介して導通し、
従ってフィルタコンデンサ30及び32が抵抗50を介して充
電されるため、トランジスタ22が導通する。これにより
トランジスタ10は正のゲート−ソース電圧を受信して導
通するため、このトランジスタ10間の電圧は低下する。
この過程は、トランジスタ10間の電圧が比較器42のスレ
ッショールド電圧に近付くまで続行する。斯かるスレッ
ショールド電圧はトランジスタ44のベース−エミッタダ
イオードのダイオード順方向電圧によって規定される。
本発明による給電回路は、トランジスタ10間における斯
かる電圧にて定常状態をとり、これについては第２図を
参照してさらに詳細に説明する。
第２図の上側の波形は、フィルタ28への導入電流I1と、
フィルタ28からの流出電流I2の推移を示したものであ
り、導入電流I1は抵抗38及びダイオード40を介してフィ
ルタ28に供給され、フィルタ28からの流出電流I2は抵抗
50を介して流出される。
フィルタ28からの流出電流I2の推移を示したものであ
り、導入電流I1は抵抗38及びダイオード40を介してフィ
ルタ28に供給され、フィルタ28からの流出電流I2は抵抗
50を介して流出される。
第２図の下側の波形はトランジスタ10のドレインにおけ
る電圧VDの推移と、比較器42のスレッショールド電圧V
TRを示したものであり、ここにリプル周期をＴで、電流
導入間隔をt1で、電流流出間隔をt2にてそれぞれ示して
ある。
る電圧VDの推移と、比較器42のスレッショールド電圧V
TRを示したものであり、ここにリプル周期をＴで、電流
導入間隔をt1で、電流流出間隔をt2にてそれぞれ示して
ある。
トランジスタ10のドレイン電圧VDが比較器42のスレッシ
ョールド電圧VTR以上となる場合には、トランジスタ44
が飽和状態になる。従って、トランジスタ44のコレクタ
電圧が入力端子２−２の電圧にほぼ等しくなる。従っ
て、ダイオード40が非導通状態になるため、フィルタ28
への導入電流I1がゼロになる。この場合には第２図に示
すような流出電流I2だけが流れることにより、コンデン
サ30及び32が充電されることになる。この流出電流の値
はコンデンサ30及び32における電圧と抵抗50の抵抗値と
によって決定される。前記両コンデンサにおける電圧
は、抵抗６と８とによって形成される分圧器のタップ点
の電圧と、トランジスタ22のダイオード順方向電圧との
和にほぼ等しい。従って、これらのコンデンサ間の電圧
レベルは抵抗８に対する抵抗６の分圧比によって決定さ
れる。
ョールド電圧VTR以上となる場合には、トランジスタ44
が飽和状態になる。従って、トランジスタ44のコレクタ
電圧が入力端子２−２の電圧にほぼ等しくなる。従っ
て、ダイオード40が非導通状態になるため、フィルタ28
への導入電流I1がゼロになる。この場合には第２図に示
すような流出電流I2だけが流れることにより、コンデン
サ30及び32が充電されることになる。この流出電流の値
はコンデンサ30及び32における電圧と抵抗50の抵抗値と
によって決定される。前記両コンデンサにおける電圧
は、抵抗６と８とによって形成される分圧器のタップ点
の電圧と、トランジスタ22のダイオード順方向電圧との
和にほぼ等しい。従って、これらのコンデンサ間の電圧
レベルは抵抗８に対する抵抗６の分圧比によって決定さ
れる。
給電回路はさらに、トランジスタ22のエミッタと入力端
子２−２との間に挿入されるツェナーダイオード62も具
えている。幹線電圧をスイッチ・オンさせると、トラン
ジスタ22のコレクタ−エミッタ電圧がかなり大きくなる
も、斯かるシェナーダイオードはトランジスタ10のゲー
ト電圧を制限し、このゲート電圧が例えば20Vのような
所定値を越えないようにする。
子２−２との間に挿入されるツェナーダイオード62も具
えている。幹線電圧をスイッチ・オンさせると、トラン
ジスタ22のコレクタ−エミッタ電圧がかなり大きくなる
も、斯かるシェナーダイオードはトランジスタ10のゲー
ト電圧を制限し、このゲート電圧が例えば20Vのような
所定値を越えないようにする。
トランジスタ10のドレイン電圧が比較器42のスレッショ
ールド電圧VTR以下となる瞬時には、トランジスタ44が
非導通状態になる。従って、導入電流が抵抗38及びダイ
オード40を経て低域通過フィルタ28のコンデンサ30及び
32に流れることができる。この導入電流は、トランジス
タ10のドレイン電圧が再び比較器42のスレッショールド
電圧以上となるまで流れる。この際、抵抗38としては、
その抵抗値が抵抗50の抵抗値よりも遥かに小さい（例え
ば1/10）ものを選択するため、導入電流I1は流出電流I2
よりも遥かに大きい。
ールド電圧VTR以下となる瞬時には、トランジスタ44が
非導通状態になる。従って、導入電流が抵抗38及びダイ
オード40を経て低域通過フィルタ28のコンデンサ30及び
32に流れることができる。この導入電流は、トランジス
タ10のドレイン電圧が再び比較器42のスレッショールド
電圧以上となるまで流れる。この際、抵抗38としては、
その抵抗値が抵抗50の抵抗値よりも遥かに小さい（例え
ば1/10）ものを選択するため、導入電流I1は流出電流I2
よりも遥かに大きい。
給電回路が定常状態にある場合には、リプル周期Ｔにわ
たって平均化したフィルタコンデンサに供給される電荷
量の大きさが、これらフィルタコンデンサからの流出電
荷量と同じ大きさとなるようにする必要がある。従っ
て、導入電流I1が流出電流I2よりも遥かに大きい場合に
は、フィルタ28への電流導入間隔t1が、このフィルタ28
からの電流流出間隔t2よりも遥かに短くなるようにす
る。これは、トランジスタ10のドレイン電圧VDの負ピー
ク値がスレッショールド電圧VTRよりもごく僅かだけ低
くなるようにする場合だけ達成される。従って、定常状
態ではトランジスタ10間の電圧がスレッショールド電圧
と、リプル電圧のピーク−ピーク値との和以上には決し
てなり得ないため、不必要な電力消費が回避される。
たって平均化したフィルタコンデンサに供給される電荷
量の大きさが、これらフィルタコンデンサからの流出電
荷量と同じ大きさとなるようにする必要がある。従っ
て、導入電流I1が流出電流I2よりも遥かに大きい場合に
は、フィルタ28への電流導入間隔t1が、このフィルタ28
からの電流流出間隔t2よりも遥かに短くなるようにす
る。これは、トランジスタ10のドレイン電圧VDの負ピー
ク値がスレッショールド電圧VTRよりもごく僅かだけ低
くなるようにする場合だけ達成される。従って、定常状
態ではトランジスタ10間の電圧がスレッショールド電圧
と、リプル電圧のピーク−ピーク値との和以上には決し
てなり得ないため、不必要な電力消費が回避される。
本発明による給電回路の実施例は下記に示すような部品
で構成する。
で構成する。
部番 種類 値又は形式 ６ 抵抗 10kΩ ８ 抵抗 2.7kΩ 10 電界効果トランジスタ フィリップスBUS31 12 コンデンサ 22μＦ 22 PNPトランジスタ フィリップス2N2907 24 抵抗 100kΩ 26 抵抗 2.7kΩ 30 コンデンサ 22μＦ 32 コンデンサ 22μＦ 34 抵抗 2.7kΩ 38 抵抗 10kΩ 40 ダイオード フィリップスBAV10 44 NPNトランジスタ フィリップスBSX20 46 抵抗 1kΩ 50 抵抗 100kΩ 52 コンデンサ 10mF 62 ツェナータイオード フィリップスBZX79
第１図は本発明による給電回路の一例を示す回路図； 第２図は本発明給電回路における電流及び電圧の推移を
時間の関数として示す波形図である。 ２−1,2−２……給電回路の入力端子 ４−1,4−２……給電回路の出力端子 （6,8）……分圧器 10……直列素子（FET） 12……出力コンデンサ 14……差動増幅器 22……トランジスタ 24……コレクタ抵抗 26……抵抗 28……低域通過フィルタ 30,32……フィルタコンデンサ 34……抵抗 36……給電手段 38……抵抗 40……ダイオード 42……比較器（スレッショールド電圧回路） 44……トランジスタ 46……ベース抵抗 50……抵抗（放電手段） 52……給電コンデンサ 54……整流ブリッジ回路 56……変成器 58……幹線 60……負荷インピーダンス 62……ツェナーダイオード
時間の関数として示す波形図である。 ２−1,2−２……給電回路の入力端子 ４−1,4−２……給電回路の出力端子 （6,8）……分圧器 10……直列素子（FET） 12……出力コンデンサ 14……差動増幅器 22……トランジスタ 24……コレクタ抵抗 26……抵抗 28……低域通過フィルタ 30,32……フィルタコンデンサ 34……抵抗 36……給電手段 38……抵抗 40……ダイオード 42……比較器（スレッショールド電圧回路） 44……トランジスタ 46……ベース抵抗 50……抵抗（放電手段） 52……給電コンデンサ 54……整流ブリッジ回路 56……変成器 58……幹線 60……負荷インピーダンス 62……ツェナーダイオード
Claims (5)
- 【請求項１】平滑直流電流を負荷インピーダンス（60）
に供給する給電回路であって、 −直流電圧成分と、この直流電圧成分に重畳され、特定
のリプル周期を有する周期性の交流電圧成分とから成る
電圧を受電する入力端子（２−1,2−２）と； −前記負荷インピーダンス（60）を接続する出力端子
（４−1,4−２）と； −制御入力端子（20）を経て制御でき、かつ前記負荷イ
ンピーダンス（60）と直列に接続される主電流通路を具
えている直列素子（10）と； −出力端子を有しており、該出力端子に現れる電圧の直
流電圧成分が少なくとも１個のフィルタコンデンサ（3
0）によって決定される低域通過フィルタ（28）と； −前記直列素子（10）の制御入力端子（20）に接続され
る出力端子と、前記負荷インピーダンス（60）の両端間
の電圧に比例する電圧が供給される第１入力端子（16）
と、前記低域通過フィルタの出力端子に接続される第２
入力端子（18）とを有している差動増幅器（14）と； を具えている給電回路において、 該給電回路がさらに： −リプル周期の少なくとも一部分の期間中に前記フィル
タコンデンサ（30）から電流を流出して、このコンデン
サを充電させる電流流出手段（44,50）と； −流出電流に対して大きな導入電流を前記フィルタコン
デンサ（30）に導入する電流導入手段（36）と； −スレッショールド電圧を発生するスレッショールド電
圧回路（42）と； −スレッショルード電圧が供給され、前記直列素子（1
0）への電圧が供給される入力端子と、前記電流導入手
段（36）に接続される出力端子とを有しており、前記直
列素子間の電圧がスレッショールド電圧よりも小さい場
合に、前記フィルタコンデンサに導入電流を流す比較器
（42）と； を具えていることを特徴とする給電回路。 - 【請求項２】前記スレッショールド電圧回路及び比較器
を１個のトランジスタ（44）で一緒に形成し、該トラン
ジスタのベース−エミッタ接合を前記直列素子（10）の
主電流通路に並列に接続し、ベース−エミッタ接合の順
方向電圧が前記スレッショールド電圧を成し、かつ前記
トランジスタのコレクタが比較器の出力端子を形成する
ようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記
載の給電回路。 - 【請求項３】前記電流導入手段を抵抗（38）とダイオー
ド（40）との直列回路で形成し、該直列回路を給電回路
の一方の入力端子（２−１）と、前記抵域フィルタの入
力端子との間に接続し、かつ前記抵抗（38）とダイオー
ド（40）との接続点を前記比較器（42）の出力端子に接
続したことを特徴とする特許請求の範囲第１又は２項の
いずれか一項に記載の給電回路。 - 【請求項４】前記直列素子（10）を電界効果トランジス
タで形成したことを特徴とする特許請求の範囲第１〜３
項のいずれか一項に記載の給電回路。 - 【請求項５】前記低域通過フィルタ（28）を、第１フィ
ルタコンデンサ（30）に抵抗（34）と第２フィルタコン
デンサ（32）との直列回路を並列に接続した回路で形成
し、第１フィルタコンデンサ（30）と前記抵抗（34）と
の接続点が前記フィルタの入力端子を形成し、かつ前記
第２フィルタコンデンサ（32）と前記抵抗（34）との接
続点が前記フィルタの出力端子を形成するようにしたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１〜４項のいずれか一
項に記載の給電回路。
Applications Claiming Priority (2)
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| NL8601854A NL8601854A (nl) | 1986-07-16 | 1986-07-16 | Voedingsschakeling voor het toevoeren van een afgevlakte gelijkstroom aan een belastingsimpedantie. |
| NL8601854 | 1986-07-16 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6331469A JPS6331469A (ja) | 1988-02-10 |
| JPH0783585B2 true JPH0783585B2 (ja) | 1995-09-06 |
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Family Applications (1)
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| US5469046A (en) * | 1993-04-30 | 1995-11-21 | North American Philips Corporation | Transformerless low voltage switching power supply |
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| US3354380A (en) * | 1965-12-28 | 1967-11-21 | Bell Telephone Labor Inc | Transistor switching rectifier with controlled conduction |
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-
1987
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- 1987-06-25 EP EP87201224A patent/EP0256569B1/en not_active Expired
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- 1987-07-09 CA CA000541736A patent/CA1272757A/en not_active Expired
- 1987-07-13 CN CN87104868.XA patent/CN1009695B/zh not_active Expired
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