JPH0771015B2 - 二重目的の可変ｑフイルタ装置 - Google Patents
二重目的の可変ｑフイルタ装置Info
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- JPH0771015B2 JPH0771015B2 JP61307583A JP30758386A JPH0771015B2 JP H0771015 B2 JPH0771015 B2 JP H0771015B2 JP 61307583 A JP61307583 A JP 61307583A JP 30758386 A JP30758386 A JP 30758386A JP H0771015 B2 JPH0771015 B2 JP H0771015B2
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- dual
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
- H04H20/46—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95
- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/49—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for AM stereophonic broadcast systems
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1291—Current or voltage controlled filters
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- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、フィルタの分野に関するものであり、特に、
AMステレオ受信機で使用される二重目的の可変Ｑフィル
タに関する。
AMステレオ受信機で使用される二重目的の可変Ｑフィル
タに関する。
本発明を利用することが可能なAMステレオ受信機では、
オーディオ出力に現われるトーンから隣接チャネル・キ
ャリア信号による干渉信号を除去するため、ノッチフィ
ルタ（notch filter）を包含することが知られている。
オーディオ出力に現われるトーンから隣接チャネル・キ
ャリア信号による干渉信号を除去するため、ノッチフィ
ルタ（notch filter）を包含することが知られている。
米国ではAM周波数帯域は、10kHzチャネル間隔を提供す
るので、この信号は10kHzトーンである。当然、異なっ
たチャネル間隔では、トーン周波数も異なる。たとえこ
のような信号が低レベル・トーンであったとしても、相
対的に一定（constant）のトーンであり、このような周
波数におけるプログラム信号成分はいずれも、通常非常
に低いレベルの信号である。先行技術のノッチフィルタ
は正確に同調されると、この“笛音（whistle）”を十
分に減少することができるが、その特性は非常に底部が
狭いので、僅かの同調不良でも、笛音排除の性能を非常
に減少する。そこで受信機の設計者は、低価格部品を使
用して10kHzにおける除去性能の低下の危険をおかす
か、より正確であるがより高価な部品を使用するか選択
しなければならない。
るので、この信号は10kHzトーンである。当然、異なっ
たチャネル間隔では、トーン周波数も異なる。たとえこ
のような信号が低レベル・トーンであったとしても、相
対的に一定（constant）のトーンであり、このような周
波数におけるプログラム信号成分はいずれも、通常非常
に低いレベルの信号である。先行技術のノッチフィルタ
は正確に同調されると、この“笛音（whistle）”を十
分に減少することができるが、その特性は非常に底部が
狭いので、僅かの同調不良でも、笛音排除の性能を非常
に減少する。そこで受信機の設計者は、低価格部品を使
用して10kHzにおける除去性能の低下の危険をおかす
か、より正確であるがより高価な部品を使用するか選択
しなければならない。
このような受信機ではまた、左及び右の各チャネルに使
用者制御の低域フィルタを挿入し、トーン制御を提供す
ることが知られている。受信機またはデコーダが、完全
にまたは実質的に集積回路チップに包含されるように設
計される時には、余分なパッド数及びピン数が、このよ
うな４個のフィルタのために必要となる。より高いオー
ディオ周波数において使用者が制御するための性能は、
通常２チャンネルの各々の可変抵抗器により提供され
る。受信機を集積回路により実施した例では、トーン制
御機能だけのために２個の出力ピンが必要となる。４個
のフィルタとポテンショメータの価格は、受信機の価格
のかなりの部分である。
用者制御の低域フィルタを挿入し、トーン制御を提供す
ることが知られている。受信機またはデコーダが、完全
にまたは実質的に集積回路チップに包含されるように設
計される時には、余分なパッド数及びピン数が、このよ
うな４個のフィルタのために必要となる。より高いオー
ディオ周波数において使用者が制御するための性能は、
通常２チャンネルの各々の可変抵抗器により提供され
る。受信機を集積回路により実施した例では、トーン制
御機能だけのために２個の出力ピンが必要となる。４個
のフィルタとポテンショメータの価格は、受信機の価格
のかなりの部分である。
AMモノホニックまたはステレオ受信において、復号処理
の前に10kHz差信号を除去し、それにより、包絡線検波
器またはステレオ・デコーダにおける10kHzによって起
こされるいかなるひずみも除去することが望ましい。
の前に10kHz差信号を除去し、それにより、包絡線検波
器またはステレオ・デコーダにおける10kHzによって起
こされるいかなるひずみも除去することが望ましい。
従って、本発明の目的は、隣接チャネル干渉により起こ
されるいかなる10kHzトーンも消去し、満足なトーン制
御能力を供給する二重目的の可変Ｑフィルタ装置を提供
することである。
されるいかなる10kHzトーンも消去し、満足なトーン制
御能力を供給する二重目的の可変Ｑフィルタ装置を提供
することである。
本発明の他の目的は、少ない部品及び／または少ない端
子で、要求されるこれらの機能を満足する二重目的の可
変Ｑフィルタ装置を提供することである。
子で、要求されるこれらの機能を満足する二重目的の可
変Ｑフィルタ装置を提供することである。
これら目的は、レシーバの左及び右チャネル、または同
相及び直角位相チャネルのいずれかに挿入される可変Ｑ
ノッチフィルタを含むAMステレオ受信機において与えら
れる。フィルタのＱの変化は特性曲線を形を変化し、周
波数応答または“トーン”の望ましい制御を提供し、さ
らに重要な10kHz排除を提供する。フィルタのいかなる
設定においても、ノッチは、隣接チャネル・キャリアに
より起こされる10kHzトーンまたは“笛音（whistle）”
を減小する。しかも、ノッチの拡大は、部品の限界値が
変化しても消去能力を改善し、相互変調ひずみを減小ま
たは防止できる。
相及び直角位相チャネルのいずれかに挿入される可変Ｑ
ノッチフィルタを含むAMステレオ受信機において与えら
れる。フィルタのＱの変化は特性曲線を形を変化し、周
波数応答または“トーン”の望ましい制御を提供し、さ
らに重要な10kHz排除を提供する。フィルタのいかなる
設定においても、ノッチは、隣接チャネル・キャリアに
より起こされる10kHzトーンまたは“笛音（whistle）”
を減小する。しかも、ノッチの拡大は、部品の限界値が
変化しても消去能力を改善し、相互変調ひずみを減小ま
たは防止できる。
従って、本発明の構成は以下に示す通りである。即ち、
AMステレオ無線受信機に使用される二重目的の可変Ｑノ
ッチフィルタ装置であって、 受信ステレオ信号に関係する第１及び第２入力信号をそ
れぞれ供給する第１及び第２入力手段と、 前記第１及び第２入力信号を受信するように結合され、
一定の中心周波数を有する所定の狭帯域幅の周波数を除
去する第１及び第２ノッチフィルタ回路網手段（46,4
8）と、 前記中心周波数に影響を与えることなく前記第１及び第
２ノッチフィルタ回路網手段（46,48）のＱに影響を与
える信号を供給するように結合され、前記第１及び第２
ノッチフィルタ回路網手段（46,48）のそれぞれの出力
に応答する第１及び第２帰還回路（76,80）と、 前記第１及び第２帰還回路（76,80）のそれぞれによっ
て供給された信号を制御し、前記AMステレオ無線受信機
のトーン制御機能を供給する制御手段（82）とから構成
され、 前記一定の中心周波数を有する所定の狭帯域幅の周波数
以下の周波数に対する周波数応答が可変であることを特
徴とする二重目的の可変Ｑフィルタ装置としての構成を
有する。
AMステレオ無線受信機に使用される二重目的の可変Ｑノ
ッチフィルタ装置であって、 受信ステレオ信号に関係する第１及び第２入力信号をそ
れぞれ供給する第１及び第２入力手段と、 前記第１及び第２入力信号を受信するように結合され、
一定の中心周波数を有する所定の狭帯域幅の周波数を除
去する第１及び第２ノッチフィルタ回路網手段（46,4
8）と、 前記中心周波数に影響を与えることなく前記第１及び第
２ノッチフィルタ回路網手段（46,48）のＱに影響を与
える信号を供給するように結合され、前記第１及び第２
ノッチフィルタ回路網手段（46,48）のそれぞれの出力
に応答する第１及び第２帰還回路（76,80）と、 前記第１及び第２帰還回路（76,80）のそれぞれによっ
て供給された信号を制御し、前記AMステレオ無線受信機
のトーン制御機能を供給する制御手段（82）とから構成
され、 前記一定の中心周波数を有する所定の狭帯域幅の周波数
以下の周波数に対する周波数応答が可変であることを特
徴とする二重目的の可変Ｑフィルタ装置としての構成を
有する。
或いはまた、前記AMステレオ無線受信機は、第１及び第
２同期検波器（32,34）と、前記第１及び第２同期検波
器（32,34）の出力を有する入力手段とを具えることを
特徴とする二重目的の可変Ｑフィルタ装置としての構成
を有する。
２同期検波器（32,34）と、前記第１及び第２同期検波
器（32,34）の出力を有する入力手段とを具えることを
特徴とする二重目的の可変Ｑフィルタ装置としての構成
を有する。
或いはまた、前記AMステレオ無線受信機は、マトリクス
手段（30）及び前記マトリクス手段（30）の出力を有す
る入力手段を具えることを特徴とする二重目的の可変Ｑ
フィルタ装置としての構成を有する。
手段（30）及び前記マトリクス手段（30）の出力を有す
る入力手段を具えることを特徴とする二重目的の可変Ｑ
フィルタ装置としての構成を有する。
或いはまた、前記第１及び第２ノッチフィルタ回路網手
段（46,48）はそれぞれ二重Ｔ回路網を具えることを特
徴とする二重目的の可変Ｑフィルタ装置としての構成を
有する。
段（46,48）はそれぞれ二重Ｔ回路網を具えることを特
徴とする二重目的の可変Ｑフィルタ装置としての構成を
有する。
或いはまた、前記一定の中心周波数を有する所定の狭帯
域幅は干渉周波数を中心周波数とすることを特徴とする
二重目的の可変Ｑフィルタ装置としての構成を有する。
域幅は干渉周波数を中心周波数とすることを特徴とする
二重目的の可変Ｑフィルタ装置としての構成を有する。
或いはまた、前記制御手段（82）は手動操作手段を具え
ることを特徴とする二重目的の可変Ｑフィルタ制御装置
としての構成を有する。
ることを特徴とする二重目的の可変Ｑフィルタ制御装置
としての構成を有する。
或いはまた、前記制御手段（82）は自動操作手段を具え
ることを特徴とする二重目的の可変Ｑフィルタ装置とし
ての構成を有する。
ることを特徴とする二重目的の可変Ｑフィルタ装置とし
ての構成を有する。
或いはまた、前記AMステレオ無線受信機はAGC回路（4
9）を含み、前記自動操作手段は前記AGC回路（49）への
接続を具える二重目的の可変Ｑフィルタ装置としての構
成を有する。
9）を含み、前記自動操作手段は前記AGC回路（49）への
接続を具える二重目的の可変Ｑフィルタ装置としての構
成を有する。
或いはまた、前記AMステレオ無線受信機はステレオ混合
回路を含み、前記自動操作手段は前記ステレオ混合回路
への接続を具える二重目的の可変Ｑフィルタ装置として
の構成を有する。
回路を含み、前記自動操作手段は前記ステレオ混合回路
への接続を具える二重目的の可変Ｑフィルタ装置として
の構成を有する。
或いはまた、前記AMステレオ無線受信機は干渉信号の量
を測定する測定手段を含み、前記自動操作手段は前記測
定手段への接続を具える二重目的の可変Ｑフィルタ装置
としての構成を有する。
を測定する測定手段を含み、前記自動操作手段は前記測
定手段への接続を具える二重目的の可変Ｑフィルタ装置
としての構成を有する。
AMステレオ受信機の可変Ｑフィルタ回路は、いかなる隣
接チャネルキャリア干渉の除去をも与え、他方、自動ま
たは手動制御のいずれでもトーン制御機能を提供する。
部品総数及び価格、ICピンアウト数及び相互変調の可能
性は全部減小される。
接チャネルキャリア干渉の除去をも与え、他方、自動ま
たは手動制御のいずれでもトーン制御機能を提供する。
部品総数及び価格、ICピンアウト数及び相互変調の可能
性は全部減小される。
第１図は先行技術のトーン制御の周波数応答曲線を示
す。第１図の周波数応答曲線は、先行技術で使用される
３つのトーン制御の可能な設定を表わす。このような制
御は既知であり、ラジオ受信機のような１つのオーディ
オ装置のオーディオ出力に存在する高周波数情報の量に
おいて、聴取者選択のある方法を提供する。この例の曲
線は３つの異なる周波数において降下（fall-offs）特
性を図示するが、本質的には無限の設定ができることが
明らかである。応答曲線の形の変化もまた可能であり、
図示するものは代表的なものである。
す。第１図の周波数応答曲線は、先行技術で使用される
３つのトーン制御の可能な設定を表わす。このような制
御は既知であり、ラジオ受信機のような１つのオーディ
オ装置のオーディオ出力に存在する高周波数情報の量に
おいて、聴取者選択のある方法を提供する。この例の曲
線は３つの異なる周波数において降下（fall-offs）特
性を図示するが、本質的には無限の設定ができることが
明らかである。応答曲線の形の変化もまた可能であり、
図示するものは代表的なものである。
第２図は先行技術のノッチフィルタの周波数応答曲線を
示す。第２図は、高Ｑノッチフィルタまたは帯域消去フ
ィルタの周波数応答曲線である。望ましい信号の周波数
範囲内に固定周波数の望ましくないトーンが存在する
か、または、存在する可能性があることが知られている
時に、このようなフィルタは一般に使用され、これは典
型的に非常に狭い“無限大”消去帯域を持ち、望ましい
信号の不必要な消去を避ける。コーナーの形はフィルタ
回路網中の極の数に依存する。もしも、このフィルタが
少しでも同調不良であれば、望ましい中心周波数の除去
はかなりの量だけ減少されるのは明白である。精度の良
い部品の価格が比較的高いため、同調不良は、事実上は
例外というよりむしろ通例である。
示す。第２図は、高Ｑノッチフィルタまたは帯域消去フ
ィルタの周波数応答曲線である。望ましい信号の周波数
範囲内に固定周波数の望ましくないトーンが存在する
か、または、存在する可能性があることが知られている
時に、このようなフィルタは一般に使用され、これは典
型的に非常に狭い“無限大”消去帯域を持ち、望ましい
信号の不必要な消去を避ける。コーナーの形はフィルタ
回路網中の極の数に依存する。もしも、このフィルタが
少しでも同調不良であれば、望ましい中心周波数の除去
はかなりの量だけ減少されるのは明白である。精度の良
い部品の価格が比較的高いため、同調不良は、事実上は
例外というよりむしろ通例である。
第３図は、本発明の二重目的の可変Ｑフィルタ装置の複
数の応答曲線を示す。曲線10は第２図の曲線に類似する
が、しかし、すこし広く、10kHz笛音の強力除去、及
び、ノッチ中心周波数に比較的近い周波数におけるトー
ン制御に対するカットオフを与える。曲線12はいくらか
平坦になった応答曲線を示し、10kHz及びその近傍では
強い除去性能を与え、その周波数の以上及び以下の周波
数のより低いカットオフ及び漸進的なカットオフを保有
する。曲線14は、また10kHzで強い除去性能を示すが、
カットオフはより低くまた非常に漸進的カットオフであ
る。また曲線10−14上に図示されるスケール及び実際の
周波数は、ただ説明として示すものである。もしもフィ
ルタ部品がすこし限界値からはずれ、または、使用中に
変化したとしても、10kHzではなお十分な除去性能が存
在することは明らかである。当然のことながら、これは
より安価な部品の使用を可能にする。ノッチフィルタの
中心周波数の選択はこの応用では、チャネル間隔により
決定される。米国ではこれは、10kHzである。第３図の
曲線は、第１図及び第２図の曲線の組合せと同一の機能
を、一定の利点と少ない部品により与えることが、さら
に説明されるように理解されるであろう。
数の応答曲線を示す。曲線10は第２図の曲線に類似する
が、しかし、すこし広く、10kHz笛音の強力除去、及
び、ノッチ中心周波数に比較的近い周波数におけるトー
ン制御に対するカットオフを与える。曲線12はいくらか
平坦になった応答曲線を示し、10kHz及びその近傍では
強い除去性能を与え、その周波数の以上及び以下の周波
数のより低いカットオフ及び漸進的なカットオフを保有
する。曲線14は、また10kHzで強い除去性能を示すが、
カットオフはより低くまた非常に漸進的カットオフであ
る。また曲線10−14上に図示されるスケール及び実際の
周波数は、ただ説明として示すものである。もしもフィ
ルタ部品がすこし限界値からはずれ、または、使用中に
変化したとしても、10kHzではなお十分な除去性能が存
在することは明らかである。当然のことながら、これは
より安価な部品の使用を可能にする。ノッチフィルタの
中心周波数の選択はこの応用では、チャネル間隔により
決定される。米国ではこれは、10kHzである。第３図の
曲線は、第１図及び第２図の曲線の組合せと同一の機能
を、一定の利点と少ない部品により与えることが、さら
に説明されるように理解されるであろう。
第４図は、米国特許第4,371,747号明細書に開示されたA
Mステレオ受信機の構成図である。アンテナ20により、
（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（Wct＋φ）の形のステレオ信号が受
信される。ただし、Ｌ及びＲはプログラム信号、φはta
n-1〔（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）〕である。受信信号
は検波され、RF/IF/ミクサ段22の局部発振器周波数と混
合される。合成IF信号は包絡線検波器28に結合され、こ
こで包絡線信号１＋Ｌ＋Ｒが検波され、マトリクス30に
接続される。２つの同期検波器またはマルチプライヤ
（乗算器）32,34は、また、IF信号を受信し、その信号
に、局部発振器36からの信号及びπ/2位相偏移器（シフ
タ）38からの位相偏移発振器信号を乗算し、（１＋Ｌ＋
Ｒ）cosφ及び（Ｌ−Ｒ）cosφの出力信号をそれぞれ供
給する。この２出力信号は、そこで２個の別のマルチプ
ライヤ40,42に結合され、ここで、それらは信号1/cosφ
により補正される。補正信号は比較器44より発生し、こ
こで、包絡線検波器28からの検波包絡線信号は、マルチ
プライヤ40の出力信号と比較される。比較器44の出力
は、そこで、マルチプライヤ40出力を包絡線と等しくす
るために必要とされる信号である。この信号は、勿論、
マルチプライヤ42の出力を補正するのに必要な信号でも
ある。マルチプライヤ42の補正出力（Ｌ−Ｒ）は、また
マトリクス30に結合され、そこでマトリクスされた出力
信号は、本質的に左及び右のプログラム信号Ｌ及びＲと
なる。
Mステレオ受信機の構成図である。アンテナ20により、
（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（Wct＋φ）の形のステレオ信号が受
信される。ただし、Ｌ及びＲはプログラム信号、φはta
n-1〔（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）〕である。受信信号
は検波され、RF/IF/ミクサ段22の局部発振器周波数と混
合される。合成IF信号は包絡線検波器28に結合され、こ
こで包絡線信号１＋Ｌ＋Ｒが検波され、マトリクス30に
接続される。２つの同期検波器またはマルチプライヤ
（乗算器）32,34は、また、IF信号を受信し、その信号
に、局部発振器36からの信号及びπ/2位相偏移器（シフ
タ）38からの位相偏移発振器信号を乗算し、（１＋Ｌ＋
Ｒ）cosφ及び（Ｌ−Ｒ）cosφの出力信号をそれぞれ供
給する。この２出力信号は、そこで２個の別のマルチプ
ライヤ40,42に結合され、ここで、それらは信号1/cosφ
により補正される。補正信号は比較器44より発生し、こ
こで、包絡線検波器28からの検波包絡線信号は、マルチ
プライヤ40の出力信号と比較される。比較器44の出力
は、そこで、マルチプライヤ40出力を包絡線と等しくす
るために必要とされる信号である。この信号は、勿論、
マルチプライヤ42の出力を補正するのに必要な信号でも
ある。マルチプライヤ42の補正出力（Ｌ−Ｒ）は、また
マトリクス30に結合され、そこでマトリクスされた出力
信号は、本質的に左及び右のプログラム信号Ｌ及びＲと
なる。
10kHz信号の干渉を起こすかなりの量の隣接チャネルキ
ャリア干渉が存在しないかぎり、マトリクス30からのプ
ログラム信号は、オーディオ増幅器及び拡声器（図示せ
ず）に接続されるのに十分満足すべきものである。標準
AM放送周波数帯域は非常に稠密な周波数帯域である故
に、干渉隣接チャネル信号の存在する可能性は微々たる
ものである。そのために、Ｌ及びＲ出力ラインの各々
に、10kHzノッチフィルタ46,48を挿入することが望まし
い。典形的に使用者が操作するトーン制御を具えること
もまた望ましい。従って、ノッチフィルタ46,48は、可
変Ｑを有し、使用者の裁量で第３図の曲線に基づき10kH
z干渉の除去とともにトーン制御機能を提供するように
設計される。ノッチフィルタ46,48のＱの変化は、制御
回路49の信号により達成される。制御回路49は、いくつ
かの方法で実施できるが、最もよく行なわれる実施例
は、後に詳細に説明する通り、第６図に見られる１個の
使用者制御ポテンショメータからのD.C.信号を使用する
例である。もしも高オーディオ周波数レベルを自動的に
制御することが望ましい場合には、AGC回路（図示せ
ず）または、“混合回路”（図示せず）から制御信号が
抽出可能である。制御信号は、また、望ましい場合に
は、受信信号に存在する10kHzの量に応動して誘導され
ることもできる。
ャリア干渉が存在しないかぎり、マトリクス30からのプ
ログラム信号は、オーディオ増幅器及び拡声器（図示せ
ず）に接続されるのに十分満足すべきものである。標準
AM放送周波数帯域は非常に稠密な周波数帯域である故
に、干渉隣接チャネル信号の存在する可能性は微々たる
ものである。そのために、Ｌ及びＲ出力ラインの各々
に、10kHzノッチフィルタ46,48を挿入することが望まし
い。典形的に使用者が操作するトーン制御を具えること
もまた望ましい。従って、ノッチフィルタ46,48は、可
変Ｑを有し、使用者の裁量で第３図の曲線に基づき10kH
z干渉の除去とともにトーン制御機能を提供するように
設計される。ノッチフィルタ46,48のＱの変化は、制御
回路49の信号により達成される。制御回路49は、いくつ
かの方法で実施できるが、最もよく行なわれる実施例
は、後に詳細に説明する通り、第６図に見られる１個の
使用者制御ポテンショメータからのD.C.信号を使用する
例である。もしも高オーディオ周波数レベルを自動的に
制御することが望ましい場合には、AGC回路（図示せ
ず）または、“混合回路”（図示せず）から制御信号が
抽出可能である。制御信号は、また、望ましい場合に
は、受信信号に存在する10kHzの量に応動して誘導され
ることもできる。
第５図は、第４図の受信機と同じ信号を使用するAMステ
レオ受信機の他の型式の構成図である。この受信機は、
実質的に、米国出願第761,730号に開示された受信機で
ある。この受信機ではアンテナ20は、またRF/IF/ミクサ
段22に結合される。局部発振器36及び位相偏移器（シフ
タ）38は、また、直角位相キャリア周波数対をマルチプ
ライヤ即ち同期検波器32,34にそれぞれ結合させる。前
と同様に、検波器出力信号は、（１＋Ｌ＋Ｒ）cosφ及
び（Ｌ−Ｒ）cosφまたは、Icosφ及びQcosφである。
しばらく可変ノッチフィルタ46,48を無視して説明す
る。同期検波器32,34の出力信号は遅延回路50,52を介
し、要求されるように、デイバイダ（分周）回路54,56
の対に接続され、ここで各信号は補正信号cosφにより
除算される。補正されたデイバイダ（分周）回路54,56
の出力信号１＋Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒは、それからマトリク
ス30に接続される。この受信機では補正信号は、第４図
に図示される方法とは異なる方法で導出される。遅延回
路50の出力信号及び同期検波器34で発生した出力信号
は、２乗／平方根（square/square root）回路58に結合
される。該２乗／平方根回路58において、各入力信号は
別々に２乗され、２つの２乗された信号が加算され、そ
の合計された信号の平方根がとられる。この出力信号
は、実質的に、包絡線信号であることを示すのは可能で
あるから、この信号が比較器60でデイバイダ（分周）回
路54の出力と比較されるとき、比較器60の出力信号は、
同期検波器32,34の出力を補正するのに必要な補正信号
となる。図示される特定の受信機においては、補正信号
は、また利得制御回路62に接続され、ここで信号は電圧
制御増幅器64の制御に使用される。この電圧制御増幅器
64の入力信号は同期検波器34で発生され、電圧制御増幅
器64の出力は過剰に大きい補正信号に応答して減衰され
る。“K"は増幅器の利得を表わし、１に等しいか、また
は１以下である。低域通過フィルタ66は、電圧制御増幅
器64と２乗／平方根回路58との間に結合される。
レオ受信機の他の型式の構成図である。この受信機は、
実質的に、米国出願第761,730号に開示された受信機で
ある。この受信機ではアンテナ20は、またRF/IF/ミクサ
段22に結合される。局部発振器36及び位相偏移器（シフ
タ）38は、また、直角位相キャリア周波数対をマルチプ
ライヤ即ち同期検波器32,34にそれぞれ結合させる。前
と同様に、検波器出力信号は、（１＋Ｌ＋Ｒ）cosφ及
び（Ｌ−Ｒ）cosφまたは、Icosφ及びQcosφである。
しばらく可変ノッチフィルタ46,48を無視して説明す
る。同期検波器32,34の出力信号は遅延回路50,52を介
し、要求されるように、デイバイダ（分周）回路54,56
の対に接続され、ここで各信号は補正信号cosφにより
除算される。補正されたデイバイダ（分周）回路54,56
の出力信号１＋Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒは、それからマトリク
ス30に接続される。この受信機では補正信号は、第４図
に図示される方法とは異なる方法で導出される。遅延回
路50の出力信号及び同期検波器34で発生した出力信号
は、２乗／平方根（square/square root）回路58に結合
される。該２乗／平方根回路58において、各入力信号は
別々に２乗され、２つの２乗された信号が加算され、そ
の合計された信号の平方根がとられる。この出力信号
は、実質的に、包絡線信号であることを示すのは可能で
あるから、この信号が比較器60でデイバイダ（分周）回
路54の出力と比較されるとき、比較器60の出力信号は、
同期検波器32,34の出力を補正するのに必要な補正信号
となる。図示される特定の受信機においては、補正信号
は、また利得制御回路62に接続され、ここで信号は電圧
制御増幅器64の制御に使用される。この電圧制御増幅器
64の入力信号は同期検波器34で発生され、電圧制御増幅
器64の出力は過剰に大きい補正信号に応答して減衰され
る。“K"は増幅器の利得を表わし、１に等しいか、また
は１以下である。低域通過フィルタ66は、電圧制御増幅
器64と２乗／平方根回路58との間に結合される。
さて同期検波器32,34の出力信号を考慮して説明する。
可変ノッチフィルタ46,48は、存在する可能性のある10k
Hz信号をすべて除去する。この回路の位置は好ましいも
のである。前に述べたように、正常プログラム信号は、
そのような周波数でかなりのレベルの信号を含みそうも
ないから、存在する10kHz信号はすべて、隣接チャネル
干渉により起こされるのが普通である。復号処理におい
てこの時点における10kHz信号“笛音（whistle）”の消
去は、いらだたしさを防止するのみならず、次に段階で
ひずみ成分を引き続き発生するのも防止する。同時に可
変ノッチフィルタ46,48のＱを変化する能力は、受信機
のオーディオ出力の高周波数内容の使用者制御を与える
が、第４図のように、Ｑ制御信号は、手動でも自動でも
望ましいソースから誘導することが可能である。
可変ノッチフィルタ46,48は、存在する可能性のある10k
Hz信号をすべて除去する。この回路の位置は好ましいも
のである。前に述べたように、正常プログラム信号は、
そのような周波数でかなりのレベルの信号を含みそうも
ないから、存在する10kHz信号はすべて、隣接チャネル
干渉により起こされるのが普通である。復号処理におい
てこの時点における10kHz信号“笛音（whistle）”の消
去は、いらだたしさを防止するのみならず、次に段階で
ひずみ成分を引き続き発生するのも防止する。同時に可
変ノッチフィルタ46,48のＱを変化する能力は、受信機
のオーディオ出力の高周波数内容の使用者制御を与える
が、第４図のように、Ｑ制御信号は、手動でも自動でも
望ましいソースから誘導することが可能である。
第６図は、制御回路49を具えた可変ノッチフィルタ46,4
8の１つの好ましい実施例の概略図であり、このような
ものは、第４図または、第５図のいずれの受信機にも使
用可能である。入力端子70は、第４図におけるマトリク
ス30の出力であるかまたは、第５図における同期検波器
32または34の１つの出力でもよい。端子72は、制御信号
となるD.C.電圧を供給する。破線の中の部品は２重“T"
回路網を含む。このようなフィルタ回路のＱは、フィル
タ出力の１部分を端子74に帰還させることにより高める
ことができることが知られている。さもなければ接地点
に接続される。帰還量は通常、出力から帰還されるポテ
ンショメータのタップを介し制御される。この実施例で
は、フィルタ回路出力は４象限マルチプライヤ回路76を
介し出力端子78に結合され、バッファ段80を介し帰還さ
れる。両方のノッチフィルタ用の２つの４象限マルチプ
ライヤ回路76は、１つの可変抵抗器82により制御され、
１個のポテンショメータの経費を節約する。帰還は非常
に低インピーダンス出力の回路を介し結合されるので、
ノッチの深さ及び中心周波数は、Ｑが変化しても同一の
まま維持するであろう。この実施例では帰還は、正から
負の値に連続的に変化できるので、Ｑは１以下の値から
50までも高くすることができる。第３図の曲線14は、負
の帰還値を用いるトーン制御の一例である。４象限マル
チプライヤ回路76に加えられるD.C.電圧は、AGC回路ま
たは混合回路（共に図示せず）のような他の回路から供
給してもよい。
8の１つの好ましい実施例の概略図であり、このような
ものは、第４図または、第５図のいずれの受信機にも使
用可能である。入力端子70は、第４図におけるマトリク
ス30の出力であるかまたは、第５図における同期検波器
32または34の１つの出力でもよい。端子72は、制御信号
となるD.C.電圧を供給する。破線の中の部品は２重“T"
回路網を含む。このようなフィルタ回路のＱは、フィル
タ出力の１部分を端子74に帰還させることにより高める
ことができることが知られている。さもなければ接地点
に接続される。帰還量は通常、出力から帰還されるポテ
ンショメータのタップを介し制御される。この実施例で
は、フィルタ回路出力は４象限マルチプライヤ回路76を
介し出力端子78に結合され、バッファ段80を介し帰還さ
れる。両方のノッチフィルタ用の２つの４象限マルチプ
ライヤ回路76は、１つの可変抵抗器82により制御され、
１個のポテンショメータの経費を節約する。帰還は非常
に低インピーダンス出力の回路を介し結合されるので、
ノッチの深さ及び中心周波数は、Ｑが変化しても同一の
まま維持するであろう。この実施例では帰還は、正から
負の値に連続的に変化できるので、Ｑは１以下の値から
50までも高くすることができる。第３図の曲線14は、負
の帰還値を用いるトーン制御の一例である。４象限マル
チプライヤ回路76に加えられるD.C.電圧は、AGC回路ま
たは混合回路（共に図示せず）のような他の回路から供
給してもよい。
本発明の二重目的の可変Ｑフィルタ装置により、隣接チ
ャネル干渉による10kHz笛音（whistle）をすべて除去す
ることができる。しかも使用者或いは自動手段によって
要求される広範囲のトーン制御機能を提供するためにＱ
を制御する可変Ｑの10kHzノッチフィルタを使用するこ
とができる。従って、AMステレオ受信機における部品点
数及び経費を削減することができる。相互変調ひずみも
また本発明によって減小される。
ャネル干渉による10kHz笛音（whistle）をすべて除去す
ることができる。しかも使用者或いは自動手段によって
要求される広範囲のトーン制御機能を提供するためにＱ
を制御する可変Ｑの10kHzノッチフィルタを使用するこ
とができる。従って、AMステレオ受信機における部品点
数及び経費を削減することができる。相互変調ひずみも
また本発明によって減小される。
第１図は、先行技術のトーン制御の周波数応答曲線を図
示する。 第２図は、先行技術のノッチフィルタの周波数応答曲線
である。 第３図は、本発明の二重目的の可変Ｑフィルタ装置の周
波数応答曲線を図示する。 第４図は、本発明の実施例としての二重目的の可変Ｑフ
ィルタ装置を使用する受信機のブロック構成図である。 第５図は、本発明の実施例としての二重目的の可変Ｑフ
ィルタ装置を使用する他の受信機のブロック構成図であ
る。 第６図は、本発明の二重目的の可変Ｑフィルタ装置の実
施例の概略図である。 10,12,14……曲線 20……アンテナ 22……RF/IF/ミクサ（段） 28……包絡線検波器 30……マトリクス 32,34……同期検波器（マルチプライヤ） 36……局部発信器 38……π/2位相偏移器（シフタ） 40,42……マルチプライヤ 44,60……比較器 46,48……可変ノッチフィルタ 49……制御回路 50,52……遅延回路 54,56……デイバイダ（分周回路） 58……２乗／平方根回路 62……利得制御回路 64……電圧制御増幅器 66……低域通過フィルタ 70……入力端子 72,74……端子 76……４象限マルチプライヤ回路 78……出力端子 80……バッファ段 82……可変抵抗器
示する。 第２図は、先行技術のノッチフィルタの周波数応答曲線
である。 第３図は、本発明の二重目的の可変Ｑフィルタ装置の周
波数応答曲線を図示する。 第４図は、本発明の実施例としての二重目的の可変Ｑフ
ィルタ装置を使用する受信機のブロック構成図である。 第５図は、本発明の実施例としての二重目的の可変Ｑフ
ィルタ装置を使用する他の受信機のブロック構成図であ
る。 第６図は、本発明の二重目的の可変Ｑフィルタ装置の実
施例の概略図である。 10,12,14……曲線 20……アンテナ 22……RF/IF/ミクサ（段） 28……包絡線検波器 30……マトリクス 32,34……同期検波器（マルチプライヤ） 36……局部発信器 38……π/2位相偏移器（シフタ） 40,42……マルチプライヤ 44,60……比較器 46,48……可変ノッチフィルタ 49……制御回路 50,52……遅延回路 54,56……デイバイダ（分周回路） 58……２乗／平方根回路 62……利得制御回路 64……電圧制御増幅器 66……低域通過フィルタ 70……入力端子 72,74……端子 76……４象限マルチプライヤ回路 78……出力端子 80……バッファ段 82……可変抵抗器
Claims (10)
- 【請求項１】AMステレオ無線受信機に使用される二重目
的の可変Ｑノッチフィルタ装置であって、 受信ステレオ信号に関係する第１及び第２入力信号をそ
れぞれ供給する第１及び第２入力手段と、 前記第１及び第２入力信号を受信するように結合され、
一定の中心周波数を有する所定の狭帯域幅の周波数を除
去する第１及び第２ノッチフィルタ回路網手段と、 前記中心周波数に影響を与えることなく前記第１及び第
２ノッチフィルタ回路網手段のＱに影響を与える信号を
供給するように結合され、前記第１及び第２ノッチフィ
ルタ回路網手段のそれぞれの出力に応答する第１及び第
２帰還回路と、 前記第１及び第２帰還回路のそれぞれによって供給され
た信号を制御し、前記AMステレオ無線受信機のトーン制
御機能を供給する制御手段とから構成され、 前記一定の中心周波数を有する所定の狭帯域幅の周波数
以下の周波数に対する周波数応答が可変であることを特
徴とする二重目的の可変Ｑフィルタ装置。 - 【請求項２】前記AMステレオ無線受信機は、第１及び第
２同期検波器と、前記第１及び第２同期検波器の出力を
有する入力手段とを具えることを特徴とする前記特許請
求の範囲第１項記載の二重目的の可変Ｑフィルタ装置。 - 【請求項３】前記AMステレオ無線受信機は、マトリクス
手段及び前記マトリクス手段の出力を有する入力手段を
具えることを特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載
の二重目的の可変Ｑフィルタ装置。 - 【請求項４】前記第１及び第２ノッチフィルタ回路網手
段はそれぞれ二重Ｔ回路網を具えることを特徴とする前
記特許請求の範囲第１項記載の二重目的の可変Ｑフィル
タ装置。 - 【請求項５】前記一定の中心周波数を有する所定の狭帯
域幅は干渉周波数を中心周波数とすることを特徴とする
前記特許請求の範囲第１項記載の二重目的の可変Ｑフィ
ルタ装置。 - 【請求項６】前記制御手段は手動操作手段を具えること
を特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載の二重目的
の可変Ｑフィルタ制御装置。 - 【請求項７】前記制御手段は自動操作手段を具えること
を特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載の二重目的
の可変Ｑフィルタ装置。 - 【請求項８】前記AMステレオ無線受信機はAGC回路を含
み、前記自動操作手段は前記AGC回路への接続を具える
特許請求の範囲第７項記載の二重目的の可変Ｑフィルタ
装置。 - 【請求項９】前記AMステレオ無線受信機はステレオ混合
回路を含み、前記自動操作手段は前記混合回路への接続
を具える前記特許請求の範囲第７項記載の二重目的の可
変Ｑフィルタ装置。 - 【請求項１０】前記AMステレオ無線受信機は干渉信号の
量を測定する測定手段を含み、前記自動操作手段は前記
測定手段への接続を具える前記特許請求の範囲第７項記
載の二重目的の可変Ｑフィルタ装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/812,687 US4680795A (en) | 1985-12-23 | 1985-12-23 | Dual purpose variable Q filter |
| US812687 | 1985-12-23 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6323408A JPS6323408A (ja) | 1988-01-30 |
| JPH0771015B2 true JPH0771015B2 (ja) | 1995-07-31 |
Family
ID=25210344
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61307583A Expired - Fee Related JPH0771015B2 (ja) | 1985-12-23 | 1986-12-22 | 二重目的の可変ｑフイルタ装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4680795A (ja) |
| JP (1) | JPH0771015B2 (ja) |
| KR (1) | KR950003462B1 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4995084A (en) * | 1987-03-23 | 1991-02-19 | Pritchard Eric K | Semiconductor emulation of tube amplifiers |
| US4809336A (en) * | 1987-03-23 | 1989-02-28 | Pritchard Eric K | Semiconductor amplifier with tube amplifier characteristics |
| US5050237A (en) * | 1988-01-19 | 1991-09-17 | Motorola, Inc. | Radio receiver having automatic bandwidth control during tuning |
| US4866779A (en) * | 1988-07-13 | 1989-09-12 | Delco Electronics Corporation | Adaptive AM audio processor |
| US5008939A (en) * | 1989-07-28 | 1991-04-16 | Bose Corporation | AM noise reducing |
| US5151939A (en) * | 1990-03-21 | 1992-09-29 | Delco Electronics Corporation | Adaptive audio processor for am stereo signals |
| US5253298A (en) * | 1991-04-18 | 1993-10-12 | Bose Corporation | Reducing audible noise in stereo receiving |
| US5222144A (en) * | 1991-10-28 | 1993-06-22 | Ford Motor Company | Digital quadrature radio receiver with two-step processing |
| US7391875B2 (en) * | 2004-06-21 | 2008-06-24 | Waves Audio Ltd. | Peak-limiting mixer for multiple audio tracks |
| US20090058633A1 (en) * | 2007-08-31 | 2009-03-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Anc notch filter adaptation system and method for handling road noise peak shifts in a motor vehicle |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4206317A (en) * | 1977-01-31 | 1980-06-03 | Kahn Leonard R | Reduction of adjacent channel interference |
| US4388494A (en) * | 1980-01-12 | 1983-06-14 | Schoene Peter | Process and apparatus for improved dummy head stereophonic reproduction |
| US4430747A (en) * | 1981-07-27 | 1984-02-07 | Magnavox Consumer Electronics Company | Receiving apparatus for stereophonic broadcast having amplitude and angle modulated signal components |
| JPS5846738A (ja) * | 1981-09-11 | 1983-03-18 | Sony Corp | 振幅制限器 |
| US4504966A (en) * | 1983-05-31 | 1985-03-12 | Harris Corporation | Stereo inhibitor for AM stereo receiver |
| US4574389A (en) * | 1983-07-15 | 1986-03-04 | Larry Schotz | Stereophonic receiver having a noise reduction control circuit |
-
1985
- 1985-12-23 US US06/812,687 patent/US4680795A/en not_active Expired - Lifetime
-
1986
- 1986-12-22 JP JP61307583A patent/JPH0771015B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1986-12-23 KR KR1019860011118A patent/KR950003462B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4680795A (en) | 1987-07-14 |
| KR870006735A (ko) | 1987-07-14 |
| KR950003462B1 (ko) | 1995-04-13 |
| JPS6323408A (ja) | 1988-01-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |