JPH0770922B2 - 変調信号発生用整形回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電圧同調型発振器（VCO）に対する変調信号を
発生する回路に関する。

〔従来技術とその問題点〕

VCOの変調においては、その出力信号の歪が欠点として
よく知られている。VCOの出力信号の周波数変調（FM）
成分中の歪を減少するために、しばしば非線形整形回路
を使用してVCOの変調信号を整形することが行なわれ
る。

従来の整形回路は第１図に示すようにダイオードー抵抗
器回路網を使用している。この回路網においては、VCO
の出力信号の歪を減少するために抵抗値を選択してい
る。しかしながその選択に時間がかかりまた高価とな
る。VCOの出力信号における歪は約−29dB〜−54dBであ
る。

第２図は他の従来技術の整形回路を示している。VCOの
変調信号を作るために電界効果トランジスタ（FET）のV
_GS−I_D特性を使用し、歪を減少させている。しかしなが
ら、FETはその特性の飽和領域で動作するので、基本的
にVCOの変調に有効な非線形特性に制御することはでき
ない。VCOの出力信号の歪は約−30dBより悪い。

〔発明の概要〕

抵抗分圧回路の一辺にFETの非線型抵抗が使用される。
そして分圧回路の出力信号はVCOの変調信号を整形する
ために使用される。この分圧回路は、直線領域で動作す
るようにバイアスされたFETのV_DS−I_D特性を使用してい
る。したがって、変調信号を幅広く制御できる。

本発明による整形回路は二次の電圧伝達関数を有し、独
立に選択可能な一次、二次係数を有する。この電圧伝達
関数の非線形特性は、VCOの周波数変調伝達関数の非線
形特性の逆特性にほぼ等しい。

本発明による整形回路を用いれば、VCOのFM信号の歪を
少なくとも30dB改良でき、歪は約−90dBとなる。

〔実施例〕

一般的なVCOにおいて、実質的に歪のないFM出力信号を
発生させるために、VCOによって要求される非線型整形
回路の伝達関数は方程式（Ａ）で表わされ、二次の関数
となる。この式の誘導は付表Ａに示す。

本発明によるFET整形回路の動作を理解するためには、
上記式の誘導過程の詳細は不必要であるが、変形したVC
Oに対する整形回路の設計に必要であるので付表Ａに示
した。

一方、本発明による一実施例の図3A、図3CにおけるFET
整形回路30の伝達関数は方程式（Ｂ）で表わされる（V
_GSが０のとき）。

この式の誘導は付表Ｂに示す。

ここで、R_oNは電圧源34で与えられるゲート・ソース間
電圧V_GSが０のときのFET32のドレイン・ソース間抵抗の
値であり、Ｒは抵抗31の値、V_PはFET32のピンチオフ電
圧、V_INとV_OUTはそれぞれ（以下の別の実施例も含め）
整形回路への入力電圧と出力電圧である。

まだ、同じく付表Ｂに示すように、図3Bと図3DのFET整
形回路33の伝達関数は方程式（Ｃ）で表わされる。（V
_GS＝０のとき） 方程式（Ａ）と（Ｂ）とは非常に近似していることより
明らかなように、本発明による整形回路はVCOの出力FM
信号を直線化するために要求される整形回路に非常に近
い。

方程式（Ａ）と（Ｂ）との比較あるいは方程式（Ａ）と
（Ｃ）との比較によって、本発明による整形回路は従来
のダイオード抵抗整形回路を改良していることがわか
る。従来のダイオード抵抗整形回路は、所望の曲線を近
似するように、複数の折点をもつ直線要素で構成された
伝達関数をもつ。折点の数が多くなればなるほどより良
い近似となる。そして伝達関数のより高次項（それは又
整形回路からも発生される）を抑圧するには多数の折点
部分が必要とされる。一方本発明によるFET整形回路は
折点部分のない伝達関数を提供し、そして高次項が本質
的に少ないものである。

第3A〜第3D図は本発明による整形回路の実施例で、抵抗
分圧器である。但し、特記する場合は別として、増幅器
35A、35B、36A、36Bの利得は１と考えて説明をおこな
う。半導体素子、特にFETが分圧器の２個の抵抗器の一
方として使用される。基本的に２個の構成があり、一方
は第3A、第3C図に示す分圧器30であり、他方は、第3B
図、第3D図に示す分圧器33である。この整形回路は、VC
Oの変調信号を整形し、VCOの出力FM成分中の歪を減少す
るために使用される。

整形回路は分圧器であるので、入力電圧を減衰する。し
かしながら、一般に利得が１の整形回路であることが望
ましい。利得＝１は第3A図、第3B図に示す増幅器35A、3
5Bの増幅度をＡ（＞１）とすることにより分圧器の出力
信号を増幅することにより、また第3C図、第3D図に示す
増幅器36A、36Bの増幅度をＡ（＞１）とすることによっ
て達成できる。

第3A〜第3D図に示した整形回路は、電圧伝達回数におい
て、一次線型成分を打消す方向の制御できる量の二次非
線形成分を発生する。

なお、所望ならば、ソースとドレインの接続を逆にする
か、またはＰチャネルFETを使用することによって二次
成分の極性を変えることができることは勿論である。

第3A〜第3D図において、分圧器30、33の伝達関数をｇ
（ｖ）、増幅器35、36の利得をＡとすると、 増幅器35A、36Aに対し ここで 増幅器35B、36Bに対し ここで ｇ（ｖ）＝μ（Ｖ＋βV²） そして一般的に 本発明の整形回路においては、いくつかの制限条件があ
る。

第１は この条件は付表Ａの級数展開の基礎をなす仮定を満足す
るために必要である。次に V_DS＜|V_P| この条件は不飽和領域におけるFETのドレイン電流を計
算するために必要な条件である。もしV_DS＞|V_PならばFE
Tは飽和してしまう。

V_DS＞−0.5VならばV_{DS PK}＜0.5Vとなる。もしV_DS＞−0.
5Vならば、ゲート・ドレイン接合は順方向にバイアスさ
れ、ゲート電流が流れる。その結果としての電流はFET
の伝達関数を大きく変化させる。したがって、一般に|V
_P|は0.5Vより大きいので、上記条件は守るべき最も重要
な条件である。

〔発明の効果〕

以上の説明より明らかなように、本発明による整形回路
は理想的な伝達関数を有し、本回路を変調信号の整形回
路に使用すれば、歪のないFM信号は発生させることがで
きる。

付表Ａ 第４図において、バラクタ44の要領C_Vは ここで、 Co:V_R＝0Vにおける接合容量、 φ：接合部の接触電位差、 σ：ダイオードのべき指数、 V_R:ダイオード逆バイアス電圧 で、一般φ0.6V、σ0.44である。

タンク回路の共振周波数ｆとその電圧V_Rによる微分は、 となる。

V_R＝V₀のときに得られる発振周波数ｆをf₀と定義する
と、 従って、 となる。

例えば、 Ｌ＝50mH C_P＝9.77pf C₄＝47pf V₀＝40V とすると、C₄はV_R＝4VでのC_Vの値であり， ここで、φ＝0.6、σ＝0.44、従って とすると、Co＝115.17pf、 となる。

つぎに、第５図において、変調信号Ｖ（ｔ）は整形回路
ｇ（ ）を通り、ｇ（Ｖ）として出力され同調電圧V₀に
加算されると仮定できる。従って共振周波数ｆは次式と
なる。

上式において、 とおけば、 が得られる。

目標はdf/dVの電圧依存性の除去であるから、定数K_V、
βを与えてその条件を求めれば、 即わち 従って、 よって、 即わち 書き換えて、 が得られる。

一方、 であるから、 即わち、 が得られ、変形して が得られる。

上式より、ｇ（Ｖ）は下式となる。

Ｖ（ｔ）＝０のときｇ（Ｖ）＝０が好もしく、この条件
を上式に課せば、 となる。

上式（２）を変形すれば、 が得られる。

ここで、上式右辺第１項が平均同調電圧におけるバラク
タ容量であるから、 と定義して代入すれば、 が得られ、 であることが導びき出される。

式（４）と式（１）から次式が得られる。

K_VVは変調された発振器の最大偏移Δｆをとるが、Δｆ
＜＜f₀である、そこで式（５）の右辺第１項分母におい
て、べき級数展開し次の近似式を採用することができ
る。

式（６）を式（５）に代入し、式（３）を用いれば、式
（５）は順次変換されて式（７）を得ることができる。

式（７）第１項の［ ］つきの部分を取り出して次式
（８）のように書きかえる。

ｆ（ｖ）＝（１＋av＋bv²）^−1/σ ……（８） ここに、 である。

式（８）の右辺をマクローリン展開すれば、 を得、最初の三項によりｆ（Ｖ）を近似して、それを式
（７）に代入すれば、 定義により、 であるから、結局 が得られる。

式（９）において、ｇ（０）＝１、即わち とおけば、方程式（Ａ）が式（10）として得られる。

付 表 Ｂ 第６図を参照するに、対称接合形FET（Ｎチャンネル）
において、最も正の接合部が電流I_Dを制御する。不飽和
ドレイン電流の二次近似は第７図に示すように放物線特
性曲線70を仮定することにより得られる。

したがって、 が得られ、ここに、 I_D:ドレイン電流、 I_DSS:飽和ドレイン電流、 V_P:ピンチオフ電圧、 V_DS:ドレイン・ソース間電圧、 V_GS:ゲート・ソース間電圧 である。

式（11）の関係は、第１、第３象限において有効であ
り、 を定義すれば、式（11）は となり、さらに、 Ｖ＝V_GS−V_P と定義すれば、式（11）は と表わされる。

図3A及び図3Cに示すように、分圧器30において、抵抗器
の抵抗値をＲ、分圧器の入力電圧をC_IN、出力電圧をV
_OUTとすれば、式（12）の特性を有するFETを仮定して式
（13）が得られる。

まず、 上式の両辺にR_ONV_P/Rを乗じ、 さらに両辺に２を乗じて、右辺と左辺を交換すれば， 右辺を左辺に移項して ここで、V_P≦V_GS≦０であり、従って ０＝V_P−V_P≦V_GS−V_P＝Ｖ≦０−V_P＝−V_P である。Ｖ＝−αV_Pとおくと０≦α≦１で、V_GS＝V_Pの
ときα＝０、V_GS＝０のときα＝１となる。

式（13）を書き換えて、 とし、V_DSについて解けば、 の二根を得る。

V_IN＝０のときV_DS＝０、またV_P＜０かつ（R_oN/R＋α）
＞０であるから、 となり、式（14）の複号は負を選択すべきであり、 となる。

もしＲ≫R_oNであるとすれば、式（15）の右辺の平行根
は、 と変形した後、級数展開し、最初の３項をとって近似
し、結局式（16）が得られる。

V_OUT＝−V_DSであるので、 α＝１即わちV_GS＝０のときは、方程式（Ｂ）である下
式 が成り立つ。

上記の近似式が成り立つためには、 なる条件が満されている必要がある。分圧器30は入力電
圧を分圧するので、入力レベルを保つための後置増幅の
ない場合、入力電圧を約（R_oN＋Ｒ）/R_oN倍に前置増幅
器で増幅しておく必要があろう。

図3B、図3Dにおける分圧器33については、前記と同様に
して（ただし、増幅器36A、36Bの増幅度Ａを１として） v_IN＝I_DR＋V_DS ……（20） v_OUT＝v_IN−v_DS ……（21） より、 式（15）から式（16）を得ると同様に、式（19）の条件
のもと、 が得られる。

従って、 となる。

前と同様α＝１、即わちV_GS＝０のばあいは式（24）は
次式となる。次式（25）を方程式（Ｃ）とする。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は従来の整形回路の回路図、第3A図
乃至第3D図は本発明による整形回路の回路図、第４図は
発振器のタンク回路の回路図、第５図は伝達関数ｇ
（ｖ）発生回路を含む整形回路の概念図、第６図は直線
領域で動作するようにバイアスされたFETの回路図、第
７図は不飽和領域で動作するFETのV_DS−I_D特性曲線図で
ある。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電圧同調型発振器に対する変調信号を整形
   するための整形回路であって、入力電圧V_IN印加され
   る，抵抗器と所定のゲート・ソース間電圧V_GSを印加し
   た電界効果半導体素子のソースあるいはドレインの一方
   を接続して構成された分圧器で成り， （２） V_DS＜|V_P|, の２条件を満たすように駆動される変調信号発生用整形
   回路。 但し、V_P,V_DS,R_oNはそれぞれ前記電界効果半導体素子の
   ピンチオフ電圧，ソース，ドレイン間電圧及びV_GS＝V_PS
   ＝０におけるソース・ドレイン間抵抗であり、α＝（V_P
   −V_GS）/V_Pであり、Ｒは前記抵抗器の抵抗値である。
2. 【請求項２】前記所定のゲート・ソース間電圧V_GSを０
   としたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の変
   調信号発生用整形回路。
3. 【請求項３】前記整形回路の伝達関数が次式で表わされ
   る特許請求の範囲第２項記載の変調信号発生用整形回
   路。 ここで,V_OUTは前記分圧器の出力電圧である。
4. 【請求項４】前記整形回路の伝達関数が次式で表わされ
   る特許請求の範囲第２項記載の変調信号発生用整形回
   路。 ここで,V_OUTは前記分圧器の出力電圧である。