JPH0755056B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH0755056B2 JPH0755056B2 JP63127648A JP12764888A JPH0755056B2 JP H0755056 B2 JPH0755056 B2 JP H0755056B2 JP 63127648 A JP63127648 A JP 63127648A JP 12764888 A JP12764888 A JP 12764888A JP H0755056 B2 JPH0755056 B2 JP H0755056B2
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- JP
- Japan
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- voltage
- pwm
- semiconductor switch
- switching
- inverter circuit
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は直流電力を交流電力に変換するインバータ装置
の構成に関する。
の構成に関する。
（従来技術及び発明が解決しようとする課題） OA・FA機器の普及に伴い商用電源の停電，瞬断に備えて
信頼性の高い電源の必要性が高くなり、いわゆる無停電
電源（以下、UPSという。）の導入の気運が高まってい
る。
信頼性の高い電源の必要性が高くなり、いわゆる無停電
電源（以下、UPSという。）の導入の気運が高まってい
る。
UPSが事務所内にも設置されるように状況が変わってき
て、最近ではUPSの小形・軽量化の要求と共に装置の発
生する騒音の抑制が強く望まれるようになってきた。
て、最近ではUPSの小形・軽量化の要求と共に装置の発
生する騒音の抑制が強く望まれるようになってきた。
これらの要求を満足する技術として、スイッチング周波
数の高周波化、いわゆる高周波スイッチング技術であ
る。ところで、スイッチングに使う半導体スイッチの技
術をみると、現在UPS用に使われているのは主としてバ
イポーラトランジスタとパワーMOSFETである。
数の高周波化、いわゆる高周波スイッチング技術であ
る。ところで、スイッチングに使う半導体スイッチの技
術をみると、現在UPS用に使われているのは主としてバ
イポーラトランジスタとパワーMOSFETである。
バイポーラトランジスタは100k VA以上の大きなUPSにも
採用されているもので最も普及しているが、残念ながら
スイッチング速度が遅く、高々5k Hz程度しかスイッチ
ング周波数を高められない。これは通電時の電力損失に
くらべスイッチングに伴う電力損失の方が大きくなり熱
的に使用限界に達してしまうことが制約になっている。
採用されているもので最も普及しているが、残念ながら
スイッチング速度が遅く、高々5k Hz程度しかスイッチ
ング周波数を高められない。これは通電時の電力損失に
くらべスイッチングに伴う電力損失の方が大きくなり熱
的に使用限界に達してしまうことが制約になっている。
一方、パワーMOSFETはスイッチング損失が小さいため20
k Hz以上のスイッチングにも使われているが、素子の通
電容量が小さいため高々数k VAまでのUPSに使用されて
いるにすぎず、大容量のUPSに適用するには経済的に無
理がある。
k Hz以上のスイッチングにも使われているが、素子の通
電容量が小さいため高々数k VAまでのUPSに使用されて
いるにすぎず、大容量のUPSに適用するには経済的に無
理がある。
従って、現状の技術をもってしては大容量のUPSに非可
聴周波数帯である20k Hz以上のスイッチング周波数を適
用することは経済的でなく、結果として、騒音抑制や装
置の小形・軽量化の効果も充分に発揮できない。
聴周波数帯である20k Hz以上のスイッチング周波数を適
用することは経済的でなく、結果として、騒音抑制や装
置の小形・軽量化の効果も充分に発揮できない。
UPSの基本的な構成は、交流入力を直流に変換する整流
装置，バッテリ及び直流電力を交流電力に逆変換するイ
ンバータ装置である。この中でも支配的なのはインバー
タ装置である。
装置，バッテリ及び直流電力を交流電力に逆変換するイ
ンバータ装置である。この中でも支配的なのはインバー
タ装置である。
次に小形・軽量化及び騒音抑制の対象となるインバータ
装置について従来例と問題点について図を用いて説明す
る。
装置について従来例と問題点について図を用いて説明す
る。
第５図は従来のインバータ装置の構成例である。半導体
スイッチQ1〜Q4のオン・オフを制御する制御装置を省略
してある。第６図は動作波形例である。
スイッチQ1〜Q4のオン・オフを制御する制御装置を省略
してある。第６図は動作波形例である。
半導体スイッチQ1,Q4をオンさせると直流電源Ｅの電圧
が点a,b間に現れる。次にQ2,Q3をオンさせると点a,b間
に前と逆の極性の電圧が現れる。点a,b間の交流電圧
（第６図の実線）が交流フィルタのリアクタL,コンデン
サＣに加わり高周波電圧を減衰したコンデンサＣの電
圧、すなわち歪の小さい正弦波電圧（第６図の破線）が
負荷Loadに与えられる。
が点a,b間に現れる。次にQ2,Q3をオンさせると点a,b間
に前と逆の極性の電圧が現れる。点a,b間の交流電圧
（第６図の実線）が交流フィルタのリアクタL,コンデン
サＣに加わり高周波電圧を減衰したコンデンサＣの電
圧、すなわち歪の小さい正弦波電圧（第６図の破線）が
負荷Loadに与えられる。
第６図（Ａ）は第５図の半導体スイッチQ1〜Q4のスイッ
チングが１サイクルにつき１回の割合でオン・オフ動作
させた場合の電圧波形である。点a,b間の電圧、すなわ
ちインバータ回路の出力電圧には低次、例えば第3,第５
次の高調波等の電圧が多量に含まれているのでこれらを
減衰させる交流フィルタのインダクタンスL,コンデンサ
Ｃの定数は大きなものを必要とし、装置の小形・軽量化
の隘路となっている。
チングが１サイクルにつき１回の割合でオン・オフ動作
させた場合の電圧波形である。点a,b間の電圧、すなわ
ちインバータ回路の出力電圧には低次、例えば第3,第５
次の高調波等の電圧が多量に含まれているのでこれらを
減衰させる交流フィルタのインダクタンスL,コンデンサ
Ｃの定数は大きなものを必要とし、装置の小形・軽量化
の隘路となっている。
また、第６図（Ｂ）は第５図の半導体スイッチQ1〜Q4を
出力電圧の交流半波内で数多くスイッチング動作させ
る、いわゆるパルス幅変調（PWM）制御を行った場合の
波形である。PWM制御によってインバータ回路の出力電
圧から低次の高周波成分を消去することが可能になり、
交流フィルタのリアクタＬとコンデンサＣを小形・軽量
化することができる。スイッチング周波数を高くするほ
ど、より高次の高調波電圧まで消去することができ、リ
アクタL,コンデンサＣの小形・軽量化の効果は高くな
る。またスイッチング周波数を20k Hz以上に高くすれ
ば、最大の騒音発生源であるリアクタＬから生ずる騒音
も聴えなくなり、低騒音化の目的も達せられる。
出力電圧の交流半波内で数多くスイッチング動作させ
る、いわゆるパルス幅変調（PWM）制御を行った場合の
波形である。PWM制御によってインバータ回路の出力電
圧から低次の高周波成分を消去することが可能になり、
交流フィルタのリアクタＬとコンデンサＣを小形・軽量
化することができる。スイッチング周波数を高くするほ
ど、より高次の高調波電圧まで消去することができ、リ
アクタL,コンデンサＣの小形・軽量化の効果は高くな
る。またスイッチング周波数を20k Hz以上に高くすれ
ば、最大の騒音発生源であるリアクタＬから生ずる騒音
も聴えなくなり、低騒音化の目的も達せられる。
しかしながら、容量の大きいインバータ回路に使用され
ている半導体スイッチングは経済的な点から、バイポー
ラトランジスタが選ばれている。バイポーラトランジス
タのスイッチング速度は遅く、そのためスイッチング毎
に発生する損失が大きいので高周波スイッチングには適
していない。スイッチング周波数の上限は高々5k Hzで
ある。このため交流フィルタのリアクタL,コンデンサＣ
の小形・軽量化の効果も充分でなく、騒音も抑制するこ
とができない。
ている半導体スイッチングは経済的な点から、バイポー
ラトランジスタが選ばれている。バイポーラトランジス
タのスイッチング速度は遅く、そのためスイッチング毎
に発生する損失が大きいので高周波スイッチングには適
していない。スイッチング周波数の上限は高々5k Hzで
ある。このため交流フィルタのリアクタL,コンデンサＣ
の小形・軽量化の効果も充分でなく、騒音も抑制するこ
とができない。
（発明の目的） 本発明は上記課題を解決するため、インバータ回路にバ
イポーラトランジスタのようにスイッチング損失の大き
い半導体スイッチを使いながら高周波のPWM制御が行え
るインバータ装置を提供することにある。
イポーラトランジスタのようにスイッチング損失の大き
い半導体スイッチを使いながら高周波のPWM制御が行え
るインバータ装置を提供することにある。
（課題を解決するための手段） 本発明は上記の目的を達成するために、複数の第１の半
導体スイッチで構成され、直流電源電圧を交流PWM電圧
に変換するインバータ回路と、変換された交流PWM電圧
に含まれる高調波電圧を減衰させる交流フィルタと、イ
ンバータ回路の動作を制御する制御装置を有するインバ
ータ装置と、直流電源と前記インバータ回路との間に第
２の半導体スイッチを介在させてなる装置において、前
記第２の半導体スイッチをPWM制御を行うと共に、その
オフ期間中に、前記インバータ回路を構成する第１の半
導体スイッチの少なくとも一部は第２の半導体スイッチ
と同じ周波数でオン・オフを行うことを特徴とするイン
バータ装置を発明の要旨とする。
導体スイッチで構成され、直流電源電圧を交流PWM電圧
に変換するインバータ回路と、変換された交流PWM電圧
に含まれる高調波電圧を減衰させる交流フィルタと、イ
ンバータ回路の動作を制御する制御装置を有するインバ
ータ装置と、直流電源と前記インバータ回路との間に第
２の半導体スイッチを介在させてなる装置において、前
記第２の半導体スイッチをPWM制御を行うと共に、その
オフ期間中に、前記インバータ回路を構成する第１の半
導体スイッチの少なくとも一部は第２の半導体スイッチ
と同じ周波数でオン・オフを行うことを特徴とするイン
バータ装置を発明の要旨とする。
（実施例） 以下に図を用いて本発明の実施例を説明する。なお、実
施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しない
範囲で種々の変更あるいは改良を行い得ることは言うま
でもない。
施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しない
範囲で種々の変更あるいは改良を行い得ることは言うま
でもない。
第１図は本発明のインバータ装置の構成例、また第２図
は本発明の制御法の原理を説明するための図である。
は本発明の制御法の原理を説明するための図である。
第１図の構成は第５図の従来のインバータ装置にPWM半
導体スイッチQ5とダイオードD5の逆並列回路を付加した
ものである。ダイオードD5は交流フィルタのリアクタL,
コンデンサＣ及び負荷Loadの無効電力を直流電源Ｅに帰
還させるために必要なものである。PWM半導体スイッチQ
5にパワーMOSFETのように逆並列ダイオードが内蔵され
ている場合には外づけのダイオードD5は省略することも
可能である。
導体スイッチQ5とダイオードD5の逆並列回路を付加した
ものである。ダイオードD5は交流フィルタのリアクタL,
コンデンサＣ及び負荷Loadの無効電力を直流電源Ｅに帰
還させるために必要なものである。PWM半導体スイッチQ
5にパワーMOSFETのように逆並列ダイオードが内蔵され
ている場合には外づけのダイオードD5は省略することも
可能である。
制御装置Contから第２図（ｉ）の信号をPWM半導体スイ
ッチQ5に与えると第２図（ii）の断続した直流PWM電圧
がインバータ回路に与えられる。Q5がオフしている期間
にインバータ回路の半導体スイッチQ1〜Q4のスイッチ切
替を行う。半導体スイッチQ1〜Q4に第２図（iii）及び
（iv）の制御信号を与えると、点a,b間に、第２図（i
i）のPWM電圧が交互に極性を反転して現れる（第２図
（Ｖ））。この第２図（ｖ）の電圧がインバータ回路の
交流PWM出力電圧で交流フィルタのリアクタL,コンデン
サＣと負荷Loadの回路に与えられる。
ッチQ5に与えると第２図（ii）の断続した直流PWM電圧
がインバータ回路に与えられる。Q5がオフしている期間
にインバータ回路の半導体スイッチQ1〜Q4のスイッチ切
替を行う。半導体スイッチQ1〜Q4に第２図（iii）及び
（iv）の制御信号を与えると、点a,b間に、第２図（i
i）のPWM電圧が交互に極性を反転して現れる（第２図
（Ｖ））。この第２図（ｖ）の電圧がインバータ回路の
交流PWM出力電圧で交流フィルタのリアクタL,コンデン
サＣと負荷Loadの回路に与えられる。
半導体スイッチはスイッチングに多少の時間を必要とす
る。このスイッチングの過渡期間に電圧と電流とが半導
体スイッチにかかることによって、（電圧）×（電流）
をスイッチング時間で積分しただけの損失を生ずる。こ
れがスイッチング損失で、高周波スイッチングした場合
の半導体スイッチと温度上昇の大きな原因となる。
る。このスイッチングの過渡期間に電圧と電流とが半導
体スイッチにかかることによって、（電圧）×（電流）
をスイッチング時間で積分しただけの損失を生ずる。こ
れがスイッチング損失で、高周波スイッチングした場合
の半導体スイッチと温度上昇の大きな原因となる。
第１図のインバータ回路を構成する半導体スイッチQ1〜
Q4は電圧がゼロの状態でスイッチングするのでスイッチ
ング損失が小さく無視することができる。従ってスイッ
チング速度の遅い、例えばバイポーラトランジスタでも
20k Hzのスイッチング動作に耐えられる。一方、電圧，
電流をスイッチングするPWM半導体スイッチQ5には高速
スイッチング特性を有する、例えばパワーMOSFETを使
う。この場合スイッチング時間が短いのでスイッチング
損失は小さく高周波スイッチングに使える。
Q4は電圧がゼロの状態でスイッチングするのでスイッチ
ング損失が小さく無視することができる。従ってスイッ
チング速度の遅い、例えばバイポーラトランジスタでも
20k Hzのスイッチング動作に耐えられる。一方、電圧，
電流をスイッチングするPWM半導体スイッチQ5には高速
スイッチング特性を有する、例えばパワーMOSFETを使
う。この場合スイッチング時間が短いのでスイッチング
損失は小さく高周波スイッチングに使える。
第３図は本発明の高周波PWM第１の制御方法を説明する
ための図である。制御装置ContからPWM半導体スイッチQ
5に信号（ｉ）を送り、（ii）の直流PWM電圧を得る。イ
ンバータ回路の半導体スイッチQ1〜Q4にそれぞれ制御装
置Contからの信号（iii）〜（vi）を送ると、Q1とQ4が
オンしている期間に一方の極性のパルス列が、またQ2と
Q3がオンしている期間に他方の極性のパルス列の電圧
（vii）が点a,b間に現れる。これがインバータ回路出力
の交流PWM電圧である。半導体スイッチQ1〜Q4はいずれ
もPWM半導体スイッチQ5のスイッチオフの期間、つまり
直流PWM電圧（電圧（ii））がゼロレベルにある期間に
スイッチングさせる。半導体スイッチQ1とQ4及びQ2とQ3
はそれぞれ相補的にオン・オフスイッチング動作をす
る。第３図（vii）における一点鎖線α，βはインバー
タ回路の出力電流、つまり交流フィルタのリアクタL,コ
ンデンサＣと負荷Loadの合成電流である。αが力率1,β
が遅れ力率になっている場合である。
ための図である。制御装置ContからPWM半導体スイッチQ
5に信号（ｉ）を送り、（ii）の直流PWM電圧を得る。イ
ンバータ回路の半導体スイッチQ1〜Q4にそれぞれ制御装
置Contからの信号（iii）〜（vi）を送ると、Q1とQ4が
オンしている期間に一方の極性のパルス列が、またQ2と
Q3がオンしている期間に他方の極性のパルス列の電圧
（vii）が点a,b間に現れる。これがインバータ回路出力
の交流PWM電圧である。半導体スイッチQ1〜Q4はいずれ
もPWM半導体スイッチQ5のスイッチオフの期間、つまり
直流PWM電圧（電圧（ii））がゼロレベルにある期間に
スイッチングさせる。半導体スイッチQ1とQ4及びQ2とQ3
はそれぞれ相補的にオン・オフスイッチング動作をす
る。第３図（vii）における一点鎖線α，βはインバー
タ回路の出力電流、つまり交流フィルタのリアクタL,コ
ンデンサＣと負荷Loadの合成電流である。αが力率1,β
が遅れ力率になっている場合である。
力率が１の場合には交流PWM電圧と電流αの位相が一致
しているため、インバータ回路の半導体スイッチQ1には
Q4と同じ信号（ｖ）を、また半導体スイッチQ2にはQ3と
同じ信号（vi）をそれぞれ与えても（vii）の交流PWM電
圧を得ることが可能である。一方、力率が低い場合、例
えばβのように遅れ力率になっている場合には、交流PW
M電圧の極性と電流の位相に差があり、電圧と電流の極
性が異なっている期間（（vii）のＩ〜II及びIII〜IVの
期間）が存在するようになる。この場合、半導体スイッ
チQ1とQ2のスイッチングは（iii），（iv）のように相
補的になっていると電圧波形の制御に都合がよい。これ
を第１図の回路図について説明する。Ｉ〜IIの期間には
電流ｉが図のような方向に流れているので、半導体スイ
ッチQ2をオフにしたままにしておくとPWM半導体スイッ
チQ5及び半導体スイッチQ1,Q4がスイッチオフとなって
いる期間にも、ダイオードD5,D1,D4を通って電源Ｅに電
流ｉが流れることになり、本来ゼロ電圧に保つべき点ｃ
の電圧が電源電圧Ｅまで高くなってしまう。この結果、
低次の高調波電圧を消去するように構成したPWMのパタ
ーンがくずれて消去すべき電圧が出力に現れてしまう。
しているため、インバータ回路の半導体スイッチQ1には
Q4と同じ信号（ｖ）を、また半導体スイッチQ2にはQ3と
同じ信号（vi）をそれぞれ与えても（vii）の交流PWM電
圧を得ることが可能である。一方、力率が低い場合、例
えばβのように遅れ力率になっている場合には、交流PW
M電圧の極性と電流の位相に差があり、電圧と電流の極
性が異なっている期間（（vii）のＩ〜II及びIII〜IVの
期間）が存在するようになる。この場合、半導体スイッ
チQ1とQ2のスイッチングは（iii），（iv）のように相
補的になっていると電圧波形の制御に都合がよい。これ
を第１図の回路図について説明する。Ｉ〜IIの期間には
電流ｉが図のような方向に流れているので、半導体スイ
ッチQ2をオフにしたままにしておくとPWM半導体スイッ
チQ5及び半導体スイッチQ1,Q4がスイッチオフとなって
いる期間にも、ダイオードD5,D1,D4を通って電源Ｅに電
流ｉが流れることになり、本来ゼロ電圧に保つべき点ｃ
の電圧が電源電圧Ｅまで高くなってしまう。この結果、
低次の高調波電圧を消去するように構成したPWMのパタ
ーンがくずれて消去すべき電圧が出力に現れてしまう。
電圧をゼロレベルに保つべき期間には半導体スイッチQ2
をオンさせて、電流ｉを半導体スイッチQ2,ダイオードD
4のループで流すようにすれば点a,b間の電圧差はゼロと
なりPWMとパターンは制御回路Contからの信号どおりに
維持される。同じく、次の半サイクルのIII〜IVの期間
には半導体スイッチQ1をオンさせて電圧ゼロの期間を確
実につくることが肝要になる。
をオンさせて、電流ｉを半導体スイッチQ2,ダイオードD
4のループで流すようにすれば点a,b間の電圧差はゼロと
なりPWMとパターンは制御回路Contからの信号どおりに
維持される。同じく、次の半サイクルのIII〜IVの期間
には半導体スイッチQ1をオンさせて電圧ゼロの期間を確
実につくることが肝要になる。
第４図は第２の制御方法を説明する図である。第３図と
異なるのは（iii）と（iv）の信号のパターンである。
前の方法で述べたように、力率が低いときにはPWMパタ
ーンのゼロレベル期間を確実につくるため、直流PWM電
圧が印加されない半導体スイッチQ1又はQ2をオンさせる
必要がある。しかし、この場合、PWM半導体スイッチQ5
がオフになっている限り半導体スイッチQ2がオンしてい
る期間には半導体スイッチQ1をオフさせること、あるい
は半導体スイッチQ1がオンしている期間に半導体スイッ
チQ2をオフさせることは必ずしも必要でない。半導体ス
イッチQ1〜Q4のすべてがオン状態にあっても差し支えな
い。肝要なのはPWM半導体スイッチQ5がオンしている期
間には半導体スイッチQ1とQ2とのいずれか一方が、また
半導体スイッチQ3とQ4とのいずれか一方がオフになって
いることである。第４図はQ1とQ2とに同時にオン状態と
なる期間を設けた例である。力率の低い場合でも第３図
の制御方法と同じ効果が得られる。
異なるのは（iii）と（iv）の信号のパターンである。
前の方法で述べたように、力率が低いときにはPWMパタ
ーンのゼロレベル期間を確実につくるため、直流PWM電
圧が印加されない半導体スイッチQ1又はQ2をオンさせる
必要がある。しかし、この場合、PWM半導体スイッチQ5
がオフになっている限り半導体スイッチQ2がオンしてい
る期間には半導体スイッチQ1をオフさせること、あるい
は半導体スイッチQ1がオンしている期間に半導体スイッ
チQ2をオフさせることは必ずしも必要でない。半導体ス
イッチQ1〜Q4のすべてがオン状態にあっても差し支えな
い。肝要なのはPWM半導体スイッチQ5がオンしている期
間には半導体スイッチQ1とQ2とのいずれか一方が、また
半導体スイッチQ3とQ4とのいずれか一方がオフになって
いることである。第４図はQ1とQ2とに同時にオン状態と
なる期間を設けた例である。力率の低い場合でも第３図
の制御方法と同じ効果が得られる。
第３図，第４図の制御方法ともインバータ装置出力電圧
の半サイクル中に数多くのスイッチング動作を行い交流
PWM電圧を発生させているが、インバータ回路の半導体
スイッチQ1〜Q4は電圧がゼロの期間にスイッチングを行
わせているのでスイッチング損失の発生は無視できるほ
ど小さい。一方、PWM半導体スイッチQ5には高速スイッ
チング特性を有するパワーMOSFETを使っているので直流
PWM電圧を発生させてもスイッチングに伴う損失は小さ
い。従ってスイッチング周波数を20k Hz以上に高めるこ
とも可能になり、交流フィルタのリアクタL,コンデンサ
Ｃを小形・軽量化するとともに騒音も可聴周波数帯域外
に出すことができ実質的な騒音抑制が可能になる。
の半サイクル中に数多くのスイッチング動作を行い交流
PWM電圧を発生させているが、インバータ回路の半導体
スイッチQ1〜Q4は電圧がゼロの期間にスイッチングを行
わせているのでスイッチング損失の発生は無視できるほ
ど小さい。一方、PWM半導体スイッチQ5には高速スイッ
チング特性を有するパワーMOSFETを使っているので直流
PWM電圧を発生させてもスイッチングに伴う損失は小さ
い。従ってスイッチング周波数を20k Hz以上に高めるこ
とも可能になり、交流フィルタのリアクタL,コンデンサ
Ｃを小形・軽量化するとともに騒音も可聴周波数帯域外
に出すことができ実質的な騒音抑制が可能になる。
（発明の効果） 以上説明したように、直流電源とインバータ回路内に高
速スイッチング特性をもつPWM半導体スイッチを挿入
し、かつこの半導体スイッチのオフ期間に、インバータ
回路を構成する半導体スイッチを対にして、オン・オフ
動作させることによって、数多く使用するインバータ回
路の半導体スイッチに比較的スイッチング速度の遅い半
導体スイッチを適用しても高周波スイッチングの交流PW
M電圧を発生させることができるので交流フィルタのリ
アクタL,コンデンサＣの小形・軽量化が図れ、また装置
の騒音も小さく抑えられて、インバータ装置及びこの応
用であるUPS等の小形・軽量化，低騒音化が図れる。
速スイッチング特性をもつPWM半導体スイッチを挿入
し、かつこの半導体スイッチのオフ期間に、インバータ
回路を構成する半導体スイッチを対にして、オン・オフ
動作させることによって、数多く使用するインバータ回
路の半導体スイッチに比較的スイッチング速度の遅い半
導体スイッチを適用しても高周波スイッチングの交流PW
M電圧を発生させることができるので交流フィルタのリ
アクタL,コンデンサＣの小形・軽量化が図れ、また装置
の騒音も小さく抑えられて、インバータ装置及びこの応
用であるUPS等の小形・軽量化，低騒音化が図れる。
また、交流PWM電圧の正・負極性のパルス列パターンを
１つのPWM半導体スイッチQ5によって発生させるので正
・逆極性の電圧の対称性が保たれることになり、負荷Lo
ad側にある変圧器等に偏磁を引き起こすようなトラブル
も発生しにくくなり電源としての信頼性も高まる。
１つのPWM半導体スイッチQ5によって発生させるので正
・逆極性の電圧の対称性が保たれることになり、負荷Lo
ad側にある変圧器等に偏磁を引き起こすようなトラブル
も発生しにくくなり電源としての信頼性も高まる。
第１図は本発明の一実施例であるインバータ装置の構成
例、第２図は本発明の制御法の原理を説明する図、第３
図は本発明の高周波PWM第１の制御方法を説明するため
の図、第４図は第２の制御方法を説明する図、第５図は
従来のインバータ装置の構成を示した図、第６図は従来
のインバータ装置の動作を説明する図である。 Ｅ……直流電源 Q1,Q2,Q3,Q4……半導体スイッチ Q5……PWM半導体スイッチ D1,D2,D3,D4,D5……ダイオード Ｌ……交流フィルタのリアクタ Ｃ……交流フィルタのコンデンサ Load……負荷 Cont……制御装置
例、第２図は本発明の制御法の原理を説明する図、第３
図は本発明の高周波PWM第１の制御方法を説明するため
の図、第４図は第２の制御方法を説明する図、第５図は
従来のインバータ装置の構成を示した図、第６図は従来
のインバータ装置の動作を説明する図である。 Ｅ……直流電源 Q1,Q2,Q3,Q4……半導体スイッチ Q5……PWM半導体スイッチ D1,D2,D3,D4,D5……ダイオード Ｌ……交流フィルタのリアクタ Ｃ……交流フィルタのコンデンサ Load……負荷 Cont……制御装置
Claims (1)
- 【請求項１】複数の第１の半導体スイッチで構成され、
直流電源電圧を交流PWM電圧に変換するインバータ回路
と、変換された交流PWM電圧に含まれる高調波電圧を減
衰させる交流フィルタと、インバータ回路の動作を制御
する制御装置を有するインバータ装置と、直流電源と前
記インバータ回路との間に第２の半導体スイッチを介在
させてなる装置において、前記第２の半導体スイッチを
PWM制御を行うと共に、そのオフ期間中に、前記インバ
ータ回路を構成する第１の半導体スイッチの少なくとも
一部は第２の半導体スイッチと同じ周波数でオン・オフ
を行うことを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63127648A JPH0755056B2 (ja) | 1988-05-25 | 1988-05-25 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63127648A JPH0755056B2 (ja) | 1988-05-25 | 1988-05-25 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01298961A JPH01298961A (ja) | 1989-12-01 |
| JPH0755056B2 true JPH0755056B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=14965292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63127648A Expired - Lifetime JPH0755056B2 (ja) | 1988-05-25 | 1988-05-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0755056B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0799941B2 (ja) * | 1988-06-03 | 1995-10-25 | 山洋電気株式会社 | インバータ装置 |
| JP2539538B2 (ja) * | 1990-09-10 | 1996-10-02 | 三菱電機株式会社 | 直流交流電力変換装置 |
| JP4754866B2 (ja) * | 2005-04-27 | 2011-08-24 | 株式会社ダイヘン | インバータ電源装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5728575A (en) * | 1980-07-26 | 1982-02-16 | Sanken Electric Co Ltd | Control system of inverter |
-
1988
- 1988-05-25 JP JP63127648A patent/JPH0755056B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01298961A (ja) | 1989-12-01 |
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