JPH0799941B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH0799941B2 JPH0799941B2 JP63136866A JP13686688A JPH0799941B2 JP H0799941 B2 JPH0799941 B2 JP H0799941B2 JP 63136866 A JP63136866 A JP 63136866A JP 13686688 A JP13686688 A JP 13686688A JP H0799941 B2 JPH0799941 B2 JP H0799941B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は直流電力を交流電力に変換するインバータ装置
に関する。
に関する。
（従来技術及び発明が解決しようとする課題） OA・FA機器の普及に伴い商用電源の停電，瞬断に備えて
信頼性の高い電源の必要性が高くなり、いわゆる無停電
電源（UPS）の導入の気運が高まっている。
信頼性の高い電源の必要性が高くなり、いわゆる無停電
電源（UPS）の導入の気運が高まっている。
UPSが事務所内にも設置されるように状況が変わってき
て、最近ではUPSの小形・軽量化の要求と共に装置の発
生する騒音の抑制及び効率の向上が強く望まれている。
て、最近ではUPSの小形・軽量化の要求と共に装置の発
生する騒音の抑制及び効率の向上が強く望まれている。
これらの要求を満足する技術としてスイッチング周波数
の高周波化、いわゆる高周波スイッチング技術がある。
高周波スイッチングにより、トランス及び交流フィルタ
の小形・軽量化が可能になり、スイッチング周波数を20
kHz以上に高くすることができれば騒音も可聴周波数帯
域外に出て問題は解決される。
の高周波化、いわゆる高周波スイッチング技術がある。
高周波スイッチングにより、トランス及び交流フィルタ
の小形・軽量化が可能になり、スイッチング周波数を20
kHz以上に高くすることができれば騒音も可聴周波数帯
域外に出て問題は解決される。
ところで、スイッチングに使う半導体スイッチの技術を
みると、現在UPS用に使われているのは主としてバイポ
ーラトランジスタとパワーMOSFETである。バイポーラト
ランジスタは100kVA以上の大きなUPSにも採用されてい
るもので最も普及しているが、残念ながらスイッチング
速度が遅く、高々5kHz程度しかスイッチング周波数を高
められない。これは通電時の電力損失にくらべスイッチ
ングに伴う電力損失の方が大きくなり、熱的に使用限界
に達してしまうことが制約になっている。半導体スイッ
チはオン・オフのスイッチングに多少の時間をとる。こ
のスイッチングの過渡期間に電圧と電流が半導体スイッ
チにかかることによって（電圧）×（電流）をスイッチ
ングの時間で積分しただけの損失を生ずる。これがスイ
ッチング損失で高周波スイッチングさせた場合の半導体
スイッチの温度上昇の主な原因になる。バイポーラトラ
ンジスタはスイッチング時間が長く、従って損失が大き
い。一方、パワーMOSFETはスイッチング時間が短いため
損失が少ない、従って高周波スイッチングに耐えられ
る。パワーMOSFETはスイッチング損失が小さいため20kH
z以上のスイッチングにも使われているが、素子の通電
容量が小さいため高々数kVAまでのUPSに使用されてい
る。大容量のUPSに適用するには技術的にも、また経済
的にも難しい面がある。
みると、現在UPS用に使われているのは主としてバイポ
ーラトランジスタとパワーMOSFETである。バイポーラト
ランジスタは100kVA以上の大きなUPSにも採用されてい
るもので最も普及しているが、残念ながらスイッチング
速度が遅く、高々5kHz程度しかスイッチング周波数を高
められない。これは通電時の電力損失にくらべスイッチ
ングに伴う電力損失の方が大きくなり、熱的に使用限界
に達してしまうことが制約になっている。半導体スイッ
チはオン・オフのスイッチングに多少の時間をとる。こ
のスイッチングの過渡期間に電圧と電流が半導体スイッ
チにかかることによって（電圧）×（電流）をスイッチ
ングの時間で積分しただけの損失を生ずる。これがスイ
ッチング損失で高周波スイッチングさせた場合の半導体
スイッチの温度上昇の主な原因になる。バイポーラトラ
ンジスタはスイッチング時間が長く、従って損失が大き
い。一方、パワーMOSFETはスイッチング時間が短いため
損失が少ない、従って高周波スイッチングに耐えられ
る。パワーMOSFETはスイッチング損失が小さいため20kH
z以上のスイッチングにも使われているが、素子の通電
容量が小さいため高々数kVAまでのUPSに使用されてい
る。大容量のUPSに適用するには技術的にも、また経済
的にも難しい面がある。
従って、現状の技術をもってしては大容量のUPSに非可
聴周波数帯である20kHz以上のスイッチング周波数を適
用することは難しく、装置の小形・軽量化，騒音抑制の
効果も充分に発揮できない。
聴周波数帯である20kHz以上のスイッチング周波数を適
用することは難しく、装置の小形・軽量化，騒音抑制の
効果も充分に発揮できない。
UPSの基本的な構成は、交流電力の入力を直流電力に変
換する整流装置，バッテリ及び直流電力を交流電力に逆
変換して出力するインバータ装置である。この中でも支
配的なのはインバータ装置である。次に小形・軽量化，
騒音抑制及び効率向上の対象となるインバータ装置につ
いて従来例と問題点を説明する。
換する整流装置，バッテリ及び直流電力を交流電力に逆
変換して出力するインバータ装置である。この中でも支
配的なのはインバータ装置である。次に小形・軽量化，
騒音抑制及び効率向上の対象となるインバータ装置につ
いて従来例と問題点を説明する。
第６図は従来のインバータ装置の構成例である。半導体
スイッチQ1〜Q4のオン・オフスイッチングを制御する制
御装置は省略してある。第７図はこの動作波形例であ
る。
スイッチQ1〜Q4のオン・オフスイッチングを制御する制
御装置は省略してある。第７図はこの動作波形例であ
る。
第６図の破線ブロックで示した１′は高周波インバータ
回路、２は整流回路、４′はPWMインバータ回路、５は
平滑フィルタ回路である。
回路、２は整流回路、４′はPWMインバータ回路、５は
平滑フィルタ回路である。
高周波インバータ回路１′の半導体スイッチQ1‐Q4，Q2
‐Q3の対を交互にオンさせると直流電源Ｅの電圧が点a,
b間に交流電圧となって現れる。この電圧を高周波の絶
縁トランスＴで、１次−２次間を直流的に絶縁した所望
のレベルに変圧した交流電圧（第７図（iii））をＡ−
Ｂ間に得る。整流回路２でＡ−Ｂ間の高周波交流電圧を
整流したのがパルス状直流電圧（第７図（iv））すなわ
ちＦ−Ｇ間電圧である。さらにこのＦ−Ｇ間電圧を平滑
フィルタ５で平滑して直流電圧（第７図（ｖ））を得
る。
‐Q3の対を交互にオンさせると直流電源Ｅの電圧が点a,
b間に交流電圧となって現れる。この電圧を高周波の絶
縁トランスＴで、１次−２次間を直流的に絶縁した所望
のレベルに変圧した交流電圧（第７図（iii））をＡ−
Ｂ間に得る。整流回路２でＡ−Ｂ間の高周波交流電圧を
整流したのがパルス状直流電圧（第７図（iv））すなわ
ちＦ−Ｇ間電圧である。さらにこのＦ−Ｇ間電圧を平滑
フィルタ５で平滑して直流電圧（第７図（ｖ））を得
る。
インバータ回路４′の半導体スイッチQ5〜Q8にそれぞれ
第７図に示す信号（vi）〜（ix）を与えるとコンデンサ
Cdcの直流電圧を交流PWM電圧（第７図（ｘ））に変換で
きる。この交流PWM電圧を交流フィルタLac,Cacを介し高
調波成分を減衰させて負荷Loadに与える。第７図（ｘ）
の破線で示される電圧が負荷に加わる正弦波電圧であ
る。
第７図に示す信号（vi）〜（ix）を与えるとコンデンサ
Cdcの直流電圧を交流PWM電圧（第７図（ｘ））に変換で
きる。この交流PWM電圧を交流フィルタLac,Cacを介し高
調波成分を減衰させて負荷Loadに与える。第７図（ｘ）
の破線で示される電圧が負荷に加わる正弦波電圧であ
る。
この従来例の欠点は、高周波インバータ回路１′，整流
回路2,平滑フィルタ５で直流電源Ｅの電圧を、直流的に
絶縁した直流電圧（コンデンサCdcの電圧）に変換し、
さらにPWMインバータ回路４′で交流電圧に変換してい
る。変換のプロセスを２回行い、それぞれの変換で半導
体スイッチのスイッチングに伴う損失が発生し、半導体
スイッチの責務を厳しくしており、また装置としての効
率を低下させている。
回路2,平滑フィルタ５で直流電源Ｅの電圧を、直流的に
絶縁した直流電圧（コンデンサCdcの電圧）に変換し、
さらにPWMインバータ回路４′で交流電圧に変換してい
る。変換のプロセスを２回行い、それぞれの変換で半導
体スイッチのスイッチングに伴う損失が発生し、半導体
スイッチの責務を厳しくしており、また装置としての効
率を低下させている。
高周波インバータ回路１′のスイッチング周波数を20kH
z以上に高くすれば、高周波変換器の騒音は聴えなくな
り小形化も可能になる。しかし、20kHz以上のスイッチ
ングに耐える半導体素子はパワーMOSFETなど小容量でし
かも高価なものになってしまう。同じくPWMインバータ
回路４′のPWMスイッチング周波数を20kHz以上にすれ
ば、交流フィルタLac,Cacは小さくてすみ騒音の問題が
なくなるが、やはり半導体スイッチのスイッチング特性
に問題があり制約が大きい。
z以上に高くすれば、高周波変換器の騒音は聴えなくな
り小形化も可能になる。しかし、20kHz以上のスイッチ
ングに耐える半導体素子はパワーMOSFETなど小容量でし
かも高価なものになってしまう。同じくPWMインバータ
回路４′のPWMスイッチング周波数を20kHz以上にすれ
ば、交流フィルタLac,Cacは小さくてすみ騒音の問題が
なくなるが、やはり半導体スイッチのスイッチング特性
に問題があり制約が大きい。
（発明の目的） 本発明は上記課題を解決するため、インバータ回路にバ
イポーラトランジスタのようにスイッチング損失の大き
い半導体スイッチを使いながら高周波のPWM制御が行え
る装置の回路構成を提供することにある。
イポーラトランジスタのようにスイッチング損失の大き
い半導体スイッチを使いながら高周波のPWM制御が行え
る装置の回路構成を提供することにある。
（課題を解決するための手段） 上記の目的を達成するため、本発明は直流PWM電圧を発
生するコンバータ回路と、前記コンバータ回路からの出
力が与えられ、かつ交流PWM電圧を発生するインバータ
回路とを備え、前記直流PWM電圧のゼロレベル期間に前
記インバータ回路を構成する半導体スイッチのスイッチ
ングを行う装置において、前記コンバータ回路を高周波
インバータ回路と、この高周波インバータ回路の出力が
与えられる絶縁トランスと、このトランスの出力が与え
られる整流回路とによって構成し、さらに前記コンバー
タ回路とインバータ回路との間に無効電力処理回路が設
けられ、前記無効電力処理回路はダイオードのコンデン
サとの直列回路によって構成され、前記ダイオードの両
端に半導体スイッチが接続されていることを特徴とする
インバータ装置を発明の要旨とする。
生するコンバータ回路と、前記コンバータ回路からの出
力が与えられ、かつ交流PWM電圧を発生するインバータ
回路とを備え、前記直流PWM電圧のゼロレベル期間に前
記インバータ回路を構成する半導体スイッチのスイッチ
ングを行う装置において、前記コンバータ回路を高周波
インバータ回路と、この高周波インバータ回路の出力が
与えられる絶縁トランスと、このトランスの出力が与え
られる整流回路とによって構成し、さらに前記コンバー
タ回路とインバータ回路との間に無効電力処理回路が設
けられ、前記無効電力処理回路はダイオードのコンデン
サとの直列回路によって構成され、前記ダイオードの両
端に半導体スイッチが接続されていることを特徴とする
インバータ装置を発明の要旨とする。
（実施例） 以下、図面に沿って本発明の実施例を説明する。なお、
実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しな
い範囲で種々の変更あるいは改良を行い得ることは言う
までもない。
実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しな
い範囲で種々の変更あるいは改良を行い得ることは言う
までもない。
第１図は本発明のインバータ装置の構成例、また第２図
は本発明の制御の原理を説明するための波形図である。
は本発明の制御の原理を説明するための波形図である。
高周波インバータ回路１の半導体スイッチ（以下、単に
トランジスタという。）Q1〜Q4に第２図（ｉ），（ii）
の信号を与えオン・オフさせると交流端子a,b間に高周
波の交流電圧を誘起する。トランジスタQ1〜Q4に与える
信号を第２図（ｉ），（ii）のように変化させるとPWM
交流電圧が得られる。この交流電圧を絶縁トランスＴに
与えると１次−２次間を直流的に絶縁し、また所望のレ
ベルに変圧した交流電圧（iii）を端子Ａ−Ｂ間に得
る。この電圧を整流回路２で整流すると端子F,G間に変
調された直流PWM電圧（iv）を得る。ここで、高周波イ
ンバータ回路１と整流回路２とでコンバータ回路が構成
される。
トランジスタという。）Q1〜Q4に第２図（ｉ），（ii）
の信号を与えオン・オフさせると交流端子a,b間に高周
波の交流電圧を誘起する。トランジスタQ1〜Q4に与える
信号を第２図（ｉ），（ii）のように変化させるとPWM
交流電圧が得られる。この交流電圧を絶縁トランスＴに
与えると１次−２次間を直流的に絶縁し、また所望のレ
ベルに変圧した交流電圧（iii）を端子Ａ−Ｂ間に得
る。この電圧を整流回路２で整流すると端子F,G間に変
調された直流PWM電圧（iv）を得る。ここで、高周波イ
ンバータ回路１と整流回路２とでコンバータ回路が構成
される。
次に、インバータ回路４のトランジスタQ5〜Q8に信号
（ｉ），（ii）に同期した信号（ｖ）〜（viii）を与え
ると変調された交流PWM電圧（ｘ）が端子H,J間に現れ
る。この交流PWM電圧は、交流フィルタLac,Cacで高調波
成分が除かれ基本波の交流電圧（（ｘ）の破線）が負荷
Loadに印加される。
（ｉ），（ii）に同期した信号（ｖ）〜（viii）を与え
ると変調された交流PWM電圧（ｘ）が端子H,J間に現れ
る。この交流PWM電圧は、交流フィルタLac,Cacで高調波
成分が除かれ基本波の交流電圧（（ｘ）の破線）が負荷
Loadに印加される。
第２図（iii）のAB間の高周波交流電圧、（iv）の直流P
WM電圧及び（ｘ）の交流PWM電圧のそれぞれの電圧パル
スのパターンは電圧レベル及びパルス幅とも同じであり
極性のみ異なる。従って高周波インバータ回路１で電圧
パターンをつくるようにすれば最終段のインバータ回路
４にはその機能を必要とせず単に電圧パターンの極性を
変換する機能さえ持たせればよい。すなわちトランジス
タQ5〜Q8は、高周波インバータ回路１のトランジスタQ1
〜Q4がスイッチ・オフとなっている期間、つまりインバ
ータ回路４のトランジスタQ5〜Q8の印加電圧が０レベル
の期間に、必要なスイッチング切替えを済ませればよ
く、スイッチング損失が生じない。
WM電圧及び（ｘ）の交流PWM電圧のそれぞれの電圧パル
スのパターンは電圧レベル及びパルス幅とも同じであり
極性のみ異なる。従って高周波インバータ回路１で電圧
パターンをつくるようにすれば最終段のインバータ回路
４にはその機能を必要とせず単に電圧パターンの極性を
変換する機能さえ持たせればよい。すなわちトランジス
タQ5〜Q8は、高周波インバータ回路１のトランジスタQ1
〜Q4がスイッチ・オフとなっている期間、つまりインバ
ータ回路４のトランジスタQ5〜Q8の印加電圧が０レベル
の期間に、必要なスイッチング切替えを済ませればよ
く、スイッチング損失が生じない。
このため、トランジスタQ5〜Q8にはスイッチング速度が
遅くても実用に耐えることが可能になり、低価格の半導
体スイッチ、例えばバイポーラトランジスタが使える。
高周波インバータ回路１のトランジスタQ1〜Q4として高
調スイッチングが可能な、例えばパワーMOSFETを使え
ば、高周波交流電圧（第２図（iii））の周波数を可聴
周波数以上、例えば20kHzに高めれば高周波の絶縁トラ
ンスT,交流フィルタのリアクタLacから発する騒音がな
くなる。また高周波の絶縁トランスT,交流フィルタのリ
アクタLac,コンデンサCacの小形化の効果が大きく出
る。この高周波インバータ回路１のトランジスタQ1〜Q4
はすべてを高速の半導体スイッチにすることは必ずしも
必要ない。例えば第１図のようにトランジスタQ1とQ3を
高速のパワーMOSFETとし、トランジスタQ2とQ4は低速の
バイポーラトランジスタにしてもよい。端子a,b間に現
れる電圧のパターンは、トランジスタQ1とQ4またはトラ
ンジスタQ2とQ3が同時にオン状態になっている期間に電
圧を出すようになっており、トランジスタQ1とQ3がオフ
になっている期間にトランジスタQ2とQ4が一時的にオン
状態であっても支障はない。第１図において破線で示し
たブロック３は負荷Loadの無効電力を処理する無効電力
処理回路である。
遅くても実用に耐えることが可能になり、低価格の半導
体スイッチ、例えばバイポーラトランジスタが使える。
高周波インバータ回路１のトランジスタQ1〜Q4として高
調スイッチングが可能な、例えばパワーMOSFETを使え
ば、高周波交流電圧（第２図（iii））の周波数を可聴
周波数以上、例えば20kHzに高めれば高周波の絶縁トラ
ンスT,交流フィルタのリアクタLacから発する騒音がな
くなる。また高周波の絶縁トランスT,交流フィルタのリ
アクタLac,コンデンサCacの小形化の効果が大きく出
る。この高周波インバータ回路１のトランジスタQ1〜Q4
はすべてを高速の半導体スイッチにすることは必ずしも
必要ない。例えば第１図のようにトランジスタQ1とQ3を
高速のパワーMOSFETとし、トランジスタQ2とQ4は低速の
バイポーラトランジスタにしてもよい。端子a,b間に現
れる電圧のパターンは、トランジスタQ1とQ4またはトラ
ンジスタQ2とQ3が同時にオン状態になっている期間に電
圧を出すようになっており、トランジスタQ1とQ3がオフ
になっている期間にトランジスタQ2とQ4が一時的にオン
状態であっても支障はない。第１図において破線で示し
たブロック３は負荷Loadの無効電力を処理する無効電力
処理回路である。
インバータ回路４の端子H,Jからみた負荷Loadと交流フ
ィルタLac,Cacの合成回路の力率は一般に１にならな
い。力率が、例えば第２図（ｘ）に破線で示したように
遅れである場合には交流PWM電圧に含まれる基本波電圧
成分の極性が反転した時点では、電流の極性はまだ反転
せずに流れる。例えばインバータ回路４のトランジスタ
Q5とQ8のスイッチングから、トランジスタQ7とQ6のスイ
ッチングに切り替った直後に出る電圧パルスｐと破線の
電流の極性とは異る。このパルスｐが生じている期間の
電流の流れるループは（負荷Load＋交流フィルタLac,Ca
c）→ダイオードD7→D9→コンデンサCr→ダイオードD6
→（負荷Load＋交流フィルタLac,Cac）となる。このコ
ンデンサCrがないと無効電力の処理ができなくなり、交
流フィルタLac,Cac出力の電圧波形に歪を生じてしま
う。コンデンサCrに蓄えられた電荷は、高周波インバー
タ回路１から電力が供給されている期間、つまり端子F,
Gに電圧が生じている期間にトランジスタQ9をオンさせ
てインバータ回路４に放出する。コンデンサCrに一旦蓄
えられた電荷を放出させる方法としては、第３図に示す
ように、放電用のDC・DCコンバータすなわち、放電コン
バータ回路６を用いてコンデンサCrの電力を変換して例
えば直流電源Ｅに与える方法もある。
ィルタLac,Cacの合成回路の力率は一般に１にならな
い。力率が、例えば第２図（ｘ）に破線で示したように
遅れである場合には交流PWM電圧に含まれる基本波電圧
成分の極性が反転した時点では、電流の極性はまだ反転
せずに流れる。例えばインバータ回路４のトランジスタ
Q5とQ8のスイッチングから、トランジスタQ7とQ6のスイ
ッチングに切り替った直後に出る電圧パルスｐと破線の
電流の極性とは異る。このパルスｐが生じている期間の
電流の流れるループは（負荷Load＋交流フィルタLac,Ca
c）→ダイオードD7→D9→コンデンサCr→ダイオードD6
→（負荷Load＋交流フィルタLac,Cac）となる。このコ
ンデンサCrがないと無効電力の処理ができなくなり、交
流フィルタLac,Cac出力の電圧波形に歪を生じてしま
う。コンデンサCrに蓄えられた電荷は、高周波インバー
タ回路１から電力が供給されている期間、つまり端子F,
Gに電圧が生じている期間にトランジスタQ9をオンさせ
てインバータ回路４に放出する。コンデンサCrに一旦蓄
えられた電荷を放出させる方法としては、第３図に示す
ように、放電用のDC・DCコンバータすなわち、放電コン
バータ回路６を用いてコンデンサCrの電力を変換して例
えば直流電源Ｅに与える方法もある。
第４図は本発明の他の実施例の一部で、第１図の直流電
源Ｅと高周波インバータ回路１との間に直流PWMスイッ
チングを行わせる半導体スイッチQ10を挿入したもので
ある。半導体スイッチQ10に高速のスイッチング素子、
例えばパワーMOSFETを使用し、これに電圧・電流のスイ
ッチング機能を持たせる。半導体スイッチQ10のオフと
なっている期間に高周波インバータ回路１のトランジス
タQ1〜Q4及びインバータ回路４（第１図参照）のトラン
ジスタQ5〜Q8のオン・オフ切替を済ませればこれらにス
イッチング損失が生じないので低速の例えばバイポーラ
トランジスタが使える。
源Ｅと高周波インバータ回路１との間に直流PWMスイッ
チングを行わせる半導体スイッチQ10を挿入したもので
ある。半導体スイッチQ10に高速のスイッチング素子、
例えばパワーMOSFETを使用し、これに電圧・電流のスイ
ッチング機能を持たせる。半導体スイッチQ10のオフと
なっている期間に高周波インバータ回路１のトランジス
タQ1〜Q4及びインバータ回路４（第１図参照）のトラン
ジスタQ5〜Q8のオン・オフ切替を済ませればこれらにス
イッチング損失が生じないので低速の例えばバイポーラ
トランジスタが使える。
第５図は本発明の他の実施例の一部で、コンバータ回路
の整流回路２と無効電力処理回路３との間にリアクタＬ
を挿入している。高周波インバータ回路１が動作を開始
すると、コンデンサCr（第１図参照）に過渡的に流れる
充電電流が大きくなるので、これを抑制する機能をリア
クタＬに持たせる。このリアクタＬの定数は交流フィル
タのリアクタLacに比較し小さな値でよい。
の整流回路２と無効電力処理回路３との間にリアクタＬ
を挿入している。高周波インバータ回路１が動作を開始
すると、コンデンサCr（第１図参照）に過渡的に流れる
充電電流が大きくなるので、これを抑制する機能をリア
クタＬに持たせる。このリアクタＬの定数は交流フィル
タのリアクタLacに比較し小さな値でよい。
なお、本実施例で説明した高速の半導体スイッチにはパ
ワーMOSFETに限らず、バイ・MOSトランジスタやIGBTな
どが使用できる。
ワーMOSFETに限らず、バイ・MOSトランジスタやIGBTな
どが使用できる。
（発明の効果） 叙上のように、本発明は直流PWM電圧を発生するコンバ
ータ回路と、前記コンバータ回路からの出力が与えら
れ、かつ交流PWM電圧を発生するインバータ回路とを備
え、前記直流PWM電圧のゼロレベル期間に前記インバー
タ回路を構成する半導体スイッチのスイッチングを行う
装置において、前記コンバータ回路を高周波インバータ
回路と、この高周波インバータ回路の出力が与えられる
絶縁トランスと、このトランスの出力が与えられる整流
回路とによって構成し、さらに前記コンバータ回路とイ
ンバータ回路との間に無効電力処理回路が設けられ、前
記無効電力処理回路はダイオードとコンデンサとの直列
回路によって構成され、前記ダイオードの両端に半導体
スイッチが接続されていることによって、 （イ）コンバータ回路に高周波トランスを挿入したこと
によって、小形で所望の交流電圧を得るインバータ装置
が得られること。
ータ回路と、前記コンバータ回路からの出力が与えら
れ、かつ交流PWM電圧を発生するインバータ回路とを備
え、前記直流PWM電圧のゼロレベル期間に前記インバー
タ回路を構成する半導体スイッチのスイッチングを行う
装置において、前記コンバータ回路を高周波インバータ
回路と、この高周波インバータ回路の出力が与えられる
絶縁トランスと、このトランスの出力が与えられる整流
回路とによって構成し、さらに前記コンバータ回路とイ
ンバータ回路との間に無効電力処理回路が設けられ、前
記無効電力処理回路はダイオードとコンデンサとの直列
回路によって構成され、前記ダイオードの両端に半導体
スイッチが接続されていることによって、 （イ）コンバータ回路に高周波トランスを挿入したこと
によって、小形で所望の交流電圧を得るインバータ装置
が得られること。
インバータ回路の交流出力側にトランスを挿入しても、
絶縁および変圧に関する限り本発明と同様な効果が得ら
れる。この場合のトランスは低周波（50または60Hz）用
のものが必要となり、物理的に大きくて重い部品になっ
てしまう。したがって、インバータ装置としても大きく
て重いものになる。
絶縁および変圧に関する限り本発明と同様な効果が得ら
れる。この場合のトランスは低周波（50または60Hz）用
のものが必要となり、物理的に大きくて重い部品になっ
てしまう。したがって、インバータ装置としても大きく
て重いものになる。
本発明の高周波（一般に、騒音を避けるために可聴周波
数上限の20kHz以上が選ばれる）のトランスを用いれ
ば、大きさ，重さ共に100分の１以下になり、小形化の
ニーズに応えたインバータ装置が実現できる。
数上限の20kHz以上が選ばれる）のトランスを用いれ
ば、大きさ，重さ共に100分の１以下になり、小形化の
ニーズに応えたインバータ装置が実現できる。
（ロ）無効電力処理回路を設けることによって、無効電
力を電源側に戻さないですむようになった。
力を電源側に戻さないですむようになった。
コンバータ回路に電流回路が設けられているため、整流
回路の出力側からその入力側へは電流を流すことが出来
ない。つまり、負荷側の無効電力を直流電源側へ送り返
せない。したがって、本発明のように整流回路の出力側
に無効電力を吸収・放出する無効電力処理回路を付加し
ない限り力率の低い、したがって、無効電力の生じる負
荷に給電できるインバータ装置は実現できない。
回路の出力側からその入力側へは電流を流すことが出来
ない。つまり、負荷側の無効電力を直流電源側へ送り返
せない。したがって、本発明のように整流回路の出力側
に無効電力を吸収・放出する無効電力処理回路を付加し
ない限り力率の低い、したがって、無効電力の生じる負
荷に給電できるインバータ装置は実現できない。
なお、一般によく使われているように、整流回路の出力
側に電解コンデンサを設けると、無効電力の吸収・放出
は可能になる。しかし、このコンデンサには常時電圧が
あり、本発明のようにコンバータ回路の出力電圧がゼロ
になっている期間、したがって、インバータ回路の入力
直流電圧がゼロになっている期間を設けることができな
い。つまり、本発明の狙いであるインバータ回路を構成
している半導体スイッチを印加電圧がゼロになっている
状態でスイッチングさせるということは不可能になる。
電圧が印加されている状態で半導体スイッチをスイッチ
ングさせるとスイッチング損失が増加するので損失の小
さい、したがって高価な半導体スイッチしか使えない。
側に電解コンデンサを設けると、無効電力の吸収・放出
は可能になる。しかし、このコンデンサには常時電圧が
あり、本発明のようにコンバータ回路の出力電圧がゼロ
になっている期間、したがって、インバータ回路の入力
直流電圧がゼロになっている期間を設けることができな
い。つまり、本発明の狙いであるインバータ回路を構成
している半導体スイッチを印加電圧がゼロになっている
状態でスイッチングさせるということは不可能になる。
電圧が印加されている状態で半導体スイッチをスイッチ
ングさせるとスイッチング損失が増加するので損失の小
さい、したがって高価な半導体スイッチしか使えない。
本発明の無効電力処理回路は、電解コンデンサの放電回
路の半導体スイッチをオフとしてインバータ回路にかか
る直流電圧をゼロとすることができる。
路の半導体スイッチをオフとしてインバータ回路にかか
る直流電圧をゼロとすることができる。
（ハ）直流電源と高周波インバータ回路との間に直流PW
Mスイッチングを行わせる半導体スイッチを設けたこと
によって、他の半導体スイッチは低速の安価な素子を用
いることを可能とすること 高周波インバータ回路の半導体スイッチとして高速の素
子を使うので、本発明のようにインバータ回路を動作さ
せればインバータ回路の半導体スイッチは低速（損失
大）、したがって安価な素子が使える。
Mスイッチングを行わせる半導体スイッチを設けたこと
によって、他の半導体スイッチは低速の安価な素子を用
いることを可能とすること 高周波インバータ回路の半導体スイッチとして高速の素
子を使うので、本発明のようにインバータ回路を動作さ
せればインバータ回路の半導体スイッチは低速（損失
大）、したがって安価な素子が使える。
なお、高周波インバータ回路を高速で動作させるのは、
絶縁トランスを小形にするために必要な処置であり、本
発明はこれをインバータ回路のスイッチングに用いて小
形化を図っている。
絶縁トランスを小形にするために必要な処置であり、本
発明はこれをインバータ回路のスイッチングに用いて小
形化を図っている。
また、高周波インバータと直流電源との間に、直流PWM
スイッチを設けてこれがオフしている期間に、つまり、
出力電圧がゼロレベルにある期間に他の回路をスイッチ
ングさせるようにすると、高周波インバータ回路もイン
バータ回路も共に低速で安価な半導体スイッチを採用す
ることが出来る。
スイッチを設けてこれがオフしている期間に、つまり、
出力電圧がゼロレベルにある期間に他の回路をスイッチ
ングさせるようにすると、高周波インバータ回路もイン
バータ回路も共に低速で安価な半導体スイッチを採用す
ることが出来る。
等の効果を有する。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は本発明の
制御の原理を説明するための波形図、第３図ないし第５
図は他の実施例の一部を示す図、第６図は従来のインバ
ータ装置を示す図、第７図は従来のインバータ装置の制
御を説明する図である。 １……高周波インバータ回路 ２……整流回路 ３……無効電力処理回路 ４……インバータ回路 Q1〜Q10……半導体スイッチ（トランジスタ） Ｔ……絶縁トランス Lac……交流フィルタのリアクタ Cac……交流フィルタのコンデンサ Lac,Cac……交流フィルタ Load……負荷
制御の原理を説明するための波形図、第３図ないし第５
図は他の実施例の一部を示す図、第６図は従来のインバ
ータ装置を示す図、第７図は従来のインバータ装置の制
御を説明する図である。 １……高周波インバータ回路 ２……整流回路 ３……無効電力処理回路 ４……インバータ回路 Q1〜Q10……半導体スイッチ（トランジスタ） Ｔ……絶縁トランス Lac……交流フィルタのリアクタ Cac……交流フィルタのコンデンサ Lac,Cac……交流フィルタ Load……負荷
Claims (2)
- 【請求項１】直流PWM電圧を発生するコンバータ回路
と、前記コンバータ回路からの出力が与えられ、かつ交
流PWM電圧を発生するインバータ回路とを備え、前記直
流PWM電圧のゼロレベル期間に前記インバータ回路を構
成する半導体スイッチのスイッチングを行う装置におい
て、前記コンバータ回路を高周波インバータ回路と、こ
の高周波インバータ回路の出力が与えられる絶縁トラン
スと、このトランスの出力が与えられる整流回路とによ
って構成し、さらに前記コンバータ回路とインバータ回
路との間に無効電力処理回路が設けられ、前記無効電力
処理回路はダイオードとコンデンサとの直列回路によっ
て構成され、前記ダイオードの両端に半導体スイッチが
接続されていることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】直流電源と高周波インバータ回路との間に
直流PWMスイッチングを行わせる半導体スイッチを設け
たことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63136866A JPH0799941B2 (ja) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63136866A JPH0799941B2 (ja) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01308171A JPH01308171A (ja) | 1989-12-12 |
| JPH0799941B2 true JPH0799941B2 (ja) | 1995-10-25 |
Family
ID=15185355
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63136866A Expired - Lifetime JPH0799941B2 (ja) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0799941B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5728575A (en) * | 1980-07-26 | 1982-02-16 | Sanken Electric Co Ltd | Control system of inverter |
| JPH0755056B2 (ja) * | 1988-05-25 | 1995-06-07 | 山洋電気株式会社 | インバータ装置 |
-
1988
- 1988-06-03 JP JP63136866A patent/JPH0799941B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01308171A (ja) | 1989-12-12 |
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