JPH07504974A

JPH07504974A - ドリフトのないゼロオフセットの磁気計

Info

Publication number: JPH07504974A
Application number: JP5509394A
Authority: JP
Inventors: ホークス，ティモシー・ジェイ
Original assignee: プレシジョン・ナビゲイション・インコーポレイテッド
Priority date: 1991-11-14
Filing date: 1992-11-09
Publication date: 1995-06-01
Anticipated expiration: 2016-06-11
Also published as: DE69229833T2; WO1993010467A1; JP3175773B2; EP0612413A4; EP0612413B1; EP0612413A1; DE69229833D1; US5239264A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】ｌ・リフトのないゼロオフセットの磁気計発明の分野この発明は磁気計の分野におけるものであって、特に温度の変動、および大量生産の過程で起こりかつ年月を経て通常起こる変動に反応しないためのディジタル回路に関する。

発明の背景様々なディジタルの磁気計が当該技術分野において知られている。たとえば、サールビ（Ｓａｌｖｉ）に対し１９６８年８月６日に発行された米国特許第３．３９６，３２９号は、弱い磁界の強さが、感知された信号における周波数差の関数であるか、しかしその中に磁気計が取付けられる容器の配向からは独立している、磁気計を開示している。スター（Ｓｔａｒ）への１９７２年１月１８日に発行された米国特許第３，６３４．９４６号は、センサが基準方向に、かつ地磁界と直角に整列された場合に生成されるパルスの空間関係に基づいて動作するディジタルコンパスにおける全ディジタル回路の実現に関する。ロング（Ｌｏｎｇ）らへの１９８１年１２月８日に発行された米国特許第４，３０５．０３４号は、背景となる磁界が金属物体によって乱された場合に周波数の変化か生じる磁気計を開示するものであった。この装置はしかしなから、符号情報、すなわちその磁界がセンサのコイルに対し平行であるのか逆平行であるのかという情報を提供することかできない。ボンダレフスフ（Ｂｏｎｄａｒｅｖｓｋ）らへの１９８２年７月２０日に発行された米国特許第４．３４０．８６１号は、強い磁界がＬＣ回路において周波数の差を生じさせるということを開示している。

カリフォルニア州マウンテン・ビューのプレシジョン・ナビゲイション・インコーホレイテッド（Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ　Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ、　Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ）に譲渡され、ここでは引用により援用される、１９８９年７月２５日に発行された米国特許第４，８５１，７７５号は、透磁率の高い等方性のコアに巻き付けられたセンサコイルを有するディジタルコンパスおよび磁気計を開示している。この特許は、抵抗素子と関連する外部の磁界に対するセンサコイルの応答が弛張発振器の周波数を制御するという点で本発明と近い関係にある。

この特許では発振器のドライバはシュミットトリガであり、その出力により外部の磁界の大きさに関連する信号が与えられる。この実現例にはしかしながら、ゼロオフセットの問題による不都合かあった。磁気計のゼロオフセットは、温度や経年によって著しく変動するだろう。′特にゼロオフセットの問題に対処する別のアプローチが、１９８１年８月３日付のヨーロッパ特許出願Ａ３００４５５０９号で説明されている。その出願では、磁気センサは発振器の周波数を決定する巻線を備える鉄心である。磁気センサの励磁巻線には方形波かもたらされる。磁気センサの検出巻線は、ＬＣ発振器であるこの発振器のインダクタンスである。

鉄心における交流磁気バイアスは、方形波の電圧で得られる。磁気センサの検出巻線におけるインダクタンスは磁気バイアスに依存する。外部の磁界により磁気バイアスに変化が生じ、それによってインダクタンスの変化が生じ、それを介して発振器の周波数はあるときには上昇させられ、別のときには低下させられる。

それぞれの周波数は確認され、そこから差が形成される。それにより周波数のゼロ値が排除されるので、鉄心の温度および経年による変動が改善されたために測定の精度が上がる。しかしながらこのアプローチに伴う問題は、これらの回路およびその実現か極めて複雑なものであるということである。さらに、このシステムでは非線形誘導センサのせいで始動に困難が伴う。

必要なのは、磁界を測定する主要な手段として弛張発振器に固存の単純性を利用し、かつそれでも温度や経年とは無関係にゼロオフセットの結果を達成するアプローチである。

発明の概要本発明の好ましい実施例に従い、飽和磁気コア材料の非線形の性質を利用して動作する簡単な軸センサに基づく磁気計の技術が提供される。好ましいモードでは、センサは可飽和の透磁率が高い磁気コア（アモルファス金属なと）の周りに巻き付けられたソレノイド的ジオメトリのコイルからなる。このセンサは、電気的には外部から印加される磁界によってでもコイルの電流により生じる磁界によってでも変動する非線形インダクタンスを備えたインダクタとして現われる。このセンサをＬ／Ｒ弛張発振器のインダクタとして用いることにより、印加された磁界の変化がインダクタンスにおける変化を引き起こし、これが発振器の周期における変化をもたらす。発振器の周期は簡単なカウント技術を用いてディジタル形式に変換することができる。２つの異なる周期を、異なった発振器特性で測定するこの方式の強化を導入することによって、磁界か全く与えられていない場合には磁気計には出力ドリフトか全くなくなる。

より特定的には、好ましいモードでは磁気計は振動信号を与えるための出力端子を備えるドライバを有する弛張発振器回路からなる。回路は、第１の透磁率の高いコアに巻かれた第１コイルを有する発振器回路の周期を制御するためのセンサを含み、この第１コイルは第１および第２の第１コイル端子を存し、かつこの第１コイルは第１および第２の第１フイル端子の間で電気的に対称である。第１の第１コイル抵抗器は第１の第１コイル端子に結合される。第２の第１コイル抵抗器は第２の第１コイル端子に結合され、第２の第１コイル抵抗器と第■の第１コイル抵抗器とはインピーダンス整合されている。スイッチング素子が、第１および第２の第１コイル端子、ならびにドライバの入力端子に結合され、入力端子は第１の第１コイル端子と第２の第１コイル端子とに交互に結合される。第１の第１コイル抵抗器と第２の第１コイル抵抗器とに結合されるゲート素子は、スイッチング素子がシュミットトリガのドライバの入力端子を第２の第１コイル端子に結合すると第１の第１コイル抵抗器を接地にシャントさせ、スイッチング素子がドライバの入力端子を第１の第１コイル端子に結合すると第２の第１コイル抵抗器を接地にシャントさせるために用いられる。この回路はまた、素子の出力端子からの出力信号を分析し、外部の磁界の強さの大きさを表わす信号を与えるだめの、測定素子をも含む。

異なった軸におけるワイヤで巻かれた付加的なコアを、対応する抵抗器とともに用いることによって、３つの軸のすへてに対する外部の磁界が決定されてよい。

この発明の他の好ましい実施例に従い、異なった弛張発振器回路を用いる磁気計が提供される。この実施例では、発振器は入力端子と出力端子とを有し前記出力端子に振動信号を与えるためのシュミットトリガ素子からなり、このシュミットトリガ素子は対称的なしきい値を有する。発振器はまた、前記発振器回路の周期を制御するための第１の透磁率か高いコアに巻き付けられた第１コイルを存する。

センサはシュミットトリガの入力端子と出力端子との間で結合される。この回路はまた、前記ドライバ手段の前記入力端子に結合されるタイミング抵抗と、シュミットトリガ手段の入力端子と反対の前記タイミング抵抗に結合されるバイアス極性スイッチング素子とをも含む。バイアス極性スイッチング素子は前記シュミットトリガ手段のバイアス極性を切換えるために用いられる。この磁気計回路からの出力信号を分析するための、磁気計の測定素子は、前述の実施例のだめのものと同しであり得る。

さらに、３軸情報を得るための実用的な応用におけるこの回路は、３つの誘導センサで実現されるであろうということを理解されたい。一般に、各センサは個別に能動化されて測定が行なわれ、その後３軸情報か組合せられて測定されている磁界の大きさと方向との双方か得られる。

図面の簡単な説明図１は、この発明の第１の実施例に従う基本的な単一軸磁気計の概略図である。

図２は、図１の磁気計と関連の波形を示す。

図３は、外部の磁界が全く印加されていない図１の磁気計センサの動作に関連の波形を示す。

図４は、外部の磁界か印加された図１の磁気計センサの動作に関連の波形を示す。

図５は、図１の磁気計に対する正のバイアスおよび負のバイアスのための、印加された磁界の関数としてのセンサ周期のグラフを示す。

図６は、図１の磁気計に対する印加された磁界の関数としてのゼロ補償されたセンサの応答のグラフを示す。

図７は、３つすへての軸のためのセンサを有する、図１のもののような磁気計における弛張発振器／センサ部分を示す。

図８は、この発明に従う抵抗器が分割された磁気計の発振器回路を示す。

図９は、図８の磁気計発振器と関連の波形を示す。

図１０（ａ）は、スイッチか１つの形態における、図８の発振器を示す。

図１０（ｂ）および１０（ｃ）は、図１０（ａ）のそのスイッチ形態における発振器のための等価回路を示す。

図１１（ａ）は、図１の回路と関連のしきい値のシフトを示す。

図１１　（ｂ）は、この発明に従う磁気計回路のためのしきい値の条件を示す。

図１２は、この発明に従う、３軸の磁気計回路の詳細な模式図を示す。

好ましい実施例の説明ゼロオフセット磁気計：図！では、この発明の好ましい実施例に従う基本的な単一軸磁気計が示される。

磁気計はＬ／Ｒ弛張発振器のドライバとしてシュミットトリガ２を、誘導素子としてワイヤで巻かれた透磁率の高いコアからなる磁気計センサ３を有する。好ましいモードでは、センサのコアはアライド・シグナル（Ａｌｌｉｅｄ　Ｓｉｇｎａｌ）から入手可能であるメツトゲラス（Ｍｅｔｇｌａｓ）　２７０５　Ｍで構成されており、寸法は０．０２０インチＸ０．６００インチＸ０．００１インチである。

典型的には、このコアは４１ゲージのＡＷＧワイヤか約２０００ターン巻き付けられている。

磁気コア材料を通る総磁界は、外部の磁界と誘導素子を介して流れる電流によって生じた磁界との和である。この関係は次の方程式（１）によって表わされる。

Ｈ−犀＋ＨＥ（１）上の式においてＨはコア材料を通る総磁界であり、Ｈ６はコア材料に平行である外部から印加された磁界てあり、■はインダクタコイルを介して流れる電流である。定数に０はコイルのターン密度なと幾つかの異なった物理的パラメータに依存する。（方程式（１）は印加された磁界Ｈ９か正の電流Ｉによって生じた磁界と同じ方向におけるものであるということを前提としている。）透磁率の高い材料は磁界を受けると透磁率として知られる大きなファクタの分だけこの磁界を効果的に増幅する。多くの材料について、これは＋００から最大点て１００，０００までのどの数値でもあり得る。典型的には、透磁率は限られた範囲の小さい磁界においてのみ高い。材料に印加された磁界がどちらかの方向に増大させられるにつれ、材料の透磁率は利得か１になるまで降下する。これは、これらの材料の飽和特性を反映している。印加された磁界の関数としての透磁率はｕ　（Ｈ）と表わされる。透磁率の関数のサンプルを示すグラフか、後述する図３の一部分として表わされている。センサコイルにかかる電圧は結果として得られる材料からの磁界における変化の関数となる。このことは次式のように表わすことができる。

上の式において■はセンサのコイルにかかる電圧であり、ｕ　（Ｈ）は材料の透磁率の関数であり、Ｄｈ／ｄｔは印加された磁界の時間微分である。定数に１はコイルのターン密度およびコア材料の体積を含む幾つかの物理的パラメータの関数である。外部の磁界Ｈ８が一定である（すなわち時間によって変化しない）場合、方程式（１）および（２）を組合せて次の式を生成することができる。

インダクタが正常てあれば、電圧は次式のように電流の時間微分に関連する。

上の式においてＬはインダクタのインダクタンスであるものとして定義される。

方程式（４）に照らして方程式（３）を解釈することにより、次の項を非線形センサのインダクタンスと称することができる。

Ｌ（Ｈ）　＝　ｋｏＩｃ＋ｕ（ｍ　（５）これは定数ではなく、材料に印加された磁界に依存する関数であるということに注意されたい。

タイミング抵抗器４か抵抗Ｒを有し、センサ３がインダクタンスＬを有する、図１に示されるもののような単純なＬ／Ｒ弛張発振器では、発振器の周期はインダクタが線形であることを前提とすればインダクタのインダクタンスに比例する。

反転シュミットトリガを用いて実現された発振器では、周期は次式のようになる。

上の式でｔは発振器の周期であり、Ｌはタイミングインダクタンスであり、Ｒはタイミング抵抗である。ＶＬおよびＶ、の定数はシュミットトリガにおけるローおよびハイのしきい値電圧を表わし、■３は発振器の電源電圧を表わす。

方程式（６）は発振器の周期がセンサのインダクタンスにほぼ比例し、したがってその透磁率に比例するであろうことを示すための非常に大まかな概算として用いることができる。しかしながら、インダクタが非線形であるため、正確な式は後に論じるように僅かに異なる。インダクタは振動する際に、周期の中の異なった時間において異なったインダクタンスを振動器に提示する。正味の期間は周期全体にわたるインダクタンスの重み平均である。

発振器の周波数を確実に印加された磁界の擬似線形関数とするために、発振器はセンサを通る直流バイアス電流で動作しなければならない。そうではなく、発振器かインダクタを介して流れる電流における交流の構成要素のみで動作させられた場合には、発振器の周期は反対方向に印加された同じ大きさの磁界のためのものと同じになるであろう。

これは、（図３に見られるような）透磁率曲線の対称性に起因するものである。

幸運なことに、弛張発振器におけるシュミットトリガの実現例は、当然インダクタを介しての直流バイアス電流を生じ、これがこの対称性を崩す。本質的に、シュミットトリガの出力電圧はインダクタを通る正味の直流バイアス電流に影響を与え、シュミットトリガスイッチの出力電圧は出力波形の対称性に影響を与えるので、これにより磁気計のゼロオフセットが制御される。

図１は、前述の磁気計における弛張発振器の概略図である。差し当たり、スイッチ１の「バイアス極性」入力によりロー人力すなわち接地が選択され、その場合発振器の出力か図２で示されるような方形波になるということを前提とされたい。（シュミットトリガおよびバッファはＣＭＯ８とすることが意図されており、出力は供給レールの近くまて揺れ動く。）ノードＡの電圧は、図２に示されるようにシュミットトリガのしきい値電圧ＶＬおよびＶＬ４の間を指数関数的側波形で揺れ動くようになる。抵抗器Ｒを通る電流ＩはノードＡの電圧に従い、図２のｒ＠流Ｉ（負のバイアス）」の部分で示されるようなものになる。電流は次式のように規定される。

ＩＳ＝　ＶＳ／Ｒ（７）ｈ、　＝　￥Ｌ／Ｒ（８）／、、　＝　Ｖ、、／Ｒ（９）このときＲはタイミング抵抗であり、■、は電源電圧であり、ｖＬおよびＶＩＩはローのしきい値電圧とハイのしきい値電圧とである。方程式（１）の関係を用いて、上記の電流は以下のように規定されるインダクタにおいて対応する磁界を生じる。

Ｈｓ　＝　ｋ’ｓ　＝　ｋｏＶｓ／Ｒ（１０）Ｈｚ、　＝　ｋＪｂ　＝　ｋｏＶｄＲ（１１）ＨＨ＝　ｋＪＨ−ＩｃｏＶＨ／Ｒ（１２）図３のグラフで右手にある波形（「負のバイアス」と表記された部分）を見れば、インダクタに印加された磁界はＨｌとＨ，どの間で振動するということか理解できる。この領域にわたる曲線の特定の透磁率は、波形に周期１Ｎをもたらす。図４では、グラフは外部からの正の磁界Ｈ８か印加されたときの効果を示す。しきい値ＨＬとＨ８とはＨ９によりシフトされ、この時点で発振器は平均のインダクタンスか心持ち低い透磁率曲線の異なった部分で動作するようになっている。結果として、発振器の周期ｔ９はより短くなる。印加された磁界Ｈ６と発振器の周期ｔＮとの間の関係は、図５でグラフ化されている。周期は正の磁界について減少し、負の磁界で増大する。（Ｈ，軸の尺度は図３および４のＨ軸の尺度と比べて引き伸ばされている。）図５のグラフでは、発振器の周期１．が任意の周期においてＨｉ＝ｏ軸と交差するということに注意されたい。符号の付いた磁界を計算するには、このゼロ周期を知ることが必要である。残念ながら、印加された磁界がなければ磁気計の周期は温度により著しく変化する。これは材料の透磁率が温度によって変化するためである。幸運なことに、透磁率曲線は次式のとおり対称なままである。

ｕ（Ｈ）　＝　ｕ（−Ｈ）　（１３）この反射対称性は、センサのほとんどの欠陥に関わりなくすへての温度に当てはまるであろう。したがってシステムが曲線の反対側で、第１の側の鏡像において動作させられた場合、波形の周期は、センサに外部の磁界が全く印加されなけれは確実に第１のものと同一になる。加えて、図３および４の曲線の左側で動作する場合、周期は印加された磁界とともに増大するということが見てとれる。この周期ｔＰは図５において印加された磁界に対してグラフ化されている。透磁率曲線の両側で振動することによる周期の差をとることにより、ゼロ補償された読み取りが得られる。

このことは図６に示されている。この最終的な結果では理論的には温度またはエージングについて全くゼロオフセットはないはずである。スイッチング素子Ｉは、この透磁率曲線の両側で動作する能力をもたらすものである。

上で説明された交流バイアス方式は、透磁率曲線の両側において正確な鏡像となって動作するという能力に依存している。これは、しきい値磁界ＨＬおよびＨ□ か次の関係を満たしていなければならないということを意味している。

ＨＬ　＋　Ｈｌ、　＝　Ｈ５（１４）それにより、センサか「正の」バイアス領域にあるときにはＨｌ−Ｈ６のしきい値は−ＨＬに等しくなる（図３参照）。同様に、Ｈｔ、Ｈｓのしきい値は−Ｈ，に等しくなるはずである。上で示した関係によって、図１の回路におけるシュミツ］・トリがのしきい値電圧か次式の判断基準を満たすならば、発振器は交流バイアス方式に必要な鏡像バイアス極性フリッピングを提供するだろう。

ＶＺ、＋　Ｖｕ　＝　Ｖｓ　（１５）発振器のバイアス極性は図１に示された「バイアス極性」入力によって制御される。発振器の動作はこの入力のレベルに関係なくほぼ同一であるが、タイミング抵抗器を通る正味の電流は変化させられる。負のバイアス極性のための電流Ｉと正のバイアス極性のための電流Ｉとの間の差は、図２に示される。（図２の電流波形は双方の極性に共通であるか、どちらの側にもある表記かその違いを反映する。）これらの波形は（外部から印加された磁界かないと仮定すれば）事実上同一であるか、電流は量Ｉ８によって「シフト」される。このシフトにより、単にバイアス極性人力のレベルを変えることで曲線の反対側の半分にバイアスをかけることかできる。

実際に使用する際には、磁界は２つの読み取り、つまり正のもの１つと負のもの１つとを行ない、その結果得られた２つの周期を減算して最終的なゼロ補償された出力を得ることによって測定される。完成したコンパスシステムでは、これらのセンサのうち３つか用いられ、このプロセスが各軸につき一度ずつ行なわれなければならない。磁気計は図１に示されたタイプの３つの異なった発振器で実現することかできるか、３つのセンサを１つの共通の発振器にマルチブレクスする方か幾分簡単である。この回路の概略図か図７に示される。好ましいモードでのＩＣ６ａはＴＬＣ３７０２てあって、これはシュミットトリガ回路を実現するのに用いられる低電力ＣＭＯ３比較器である。磁気計のセンサはＢｌ、Ｂ２、およびＢ３と表記されており、その各々かそれ自体のドライブバッファを存しており、これらのドライブバッファはそれぞれＩＣ５ｂ、ＩＣ５ｃ、およびＩＣ５ｄとして実現される。各センサドライブバッファは一度に１つずつ能動化されてそれぞれのセンサのために読み取りを行なう。ドライブバッファが不能化されたセンサは単に駆動端て接続されないまま留まり、磁気計による感知には関与しない。

ＩＣ５ａは入力バッファである。

バイアス極性の切換えはマイクロプロセッサを介して、単一軸の場合にセンサに対して行なわれたのとちょうど同じように、各センサについて透磁率曲線の両側がサンプリングされるようになし遂げられる。

前述のように、発振器の周期と外部から印加された磁界との間の関係を正確に表わす式は、単純な比例関係よりも複雑である。材料のヒステリシス（アモルファス金属については極めて小さい）の影響を無視するならば、正および負のバイアスについての発振器の周期は積分として表わせる。正のバイアス極性を備える周期ｔ、は、次式のように外部から印加された磁界Ｈ８の関数として表わすことかできる。

負のバイアス極性を備える発振器の周期ｔ、は、同様に外　。

部から印加された磁界Ｈ８の関数として次のように表わす上の式においてに１およびに０は式（１）および（２）について説明されたように物理定数であり、Ｒはタイミング抵抗器の抵抗である。定数ＨＬ、Ｈ，およびＨ８は前述の式（１０）から（１２）で定義されたとおりである。正味の印加された磁界に対する材料の透磁率はｕ　（Ｈ）である。

積分の変数はＨである。

上記の式（１６）および（１７）で、ゼロ補償方式の作動性を理解することかてきる。外部から印加された磁界がゼロであり（Ｈｇ　＝ｏ）　、かつしきい値か供給レールに関して対称てあれば（ＨＬ　＋Ｈ，”Ｈａ　）、ｔＰおよびｔＮのための積分は同一となり、正のバイアス周期と負のバイアス周期との間の差はゼロとなる。

上の積分方程式は、コアの透磁率と出力線形性との関係に対するいくらかの直感的な理解をもたらすコンボリューション積分としても扱うことかできる。

当業者は、上記の実施例か他のタイプの弛張発振器で実現され得るということを理解するであろう。したがって、この第１の実施例はシュミットトリガの利用に限定されるものではなく、むしろ発振器のドライバがヒステリシスを有する反転利得要素であるという、より一般的なコンセプトである。さらに、当業者は図１の実施例か、より一般的な明らかに対称である態様で実現され得る、すなわちスイッチ１は対称的な電圧子Ｖ、および一■、の間にあり、シュミットトリガのバイアス点か十Ｖｓと−Ｖ８との間にあり得ることを認識するであろう。この二重電源の実現例では、ｖ、＞ＶＨ＞ＶＬ＞−ｖｓ−ｃあり、かつＶＬ＋ｖｌＩ＝０である。さらに、■、としきい値とは、■、がその周期に効果を及はしている間に極値のバイアス点を決定する。

当業者はまた、この発明の重要な特徴はＬＣ発振器とは対照的にＬ／Ｒ発振器を利用するということであると認識するであろう。Ｌ／Ｒ発振器では、周期はインダクタンスに比例する。しかしながらＬＣ発振器では、周期はインダクタンスの平方根に比例する。その結果、インダクタンスが１％変化することにより引き起こされる周期の変化は弛張発振器では１％であり、ＬＣ発振器では０．５％のみである。周期または周波数の変動がより小さいということは、（他のものはすべて一定のままであると仮定すると）分解能またはサンプル時間のいずれかが犠牲になるということを意味する。サンプル時間はシステムの電力消費に影響を与えるものであって、バッテリで駆動されるシステムには極めて重要なものである。

抵抗器が分割された磁気計回路：バイアス極性の切換えを利用する上記の実施例は実質的にゼロオフセットの問題に向けられているが、実施にあたり、ゼロオフセットが、この実施例の磁気計を正確なディジタルコンパスのための基礎として用いる場合に一般に望まれるよりも、温度変化に対し敏感であるということが発見されている。さらに、これらの温度による変動は非常にｆＪＦ除しにくいということもわかってきた。

図８は、トポロジーによってゼロオフセットの問題とその温度変化を克服する単一軸磁気計回路を示す。回路は、シュミットトリガ１１、誘導センサ１３（これは好ましいモードでは第１の実施例と同じくワイヤを巻かれた透磁率の高い磁気コアからなる）、２つのインピーダンス整合されたタイミング抵抗器１５および１７、スイッチング素子１９、ならびにＡＮＤゲート２２および２４でできたゲート素子２Ｉを含む。本発明のこの好ましい実施例では、上の理論的説明で述べられたタイミング抵抗器は効果的に等しく半分に二分され、これらはセンサインダクタ１３を通る電流を測定するための２つの異なったノードを提供する。

これによりセンサには、実施するにあたりこれまで達成されていたよりもずっと良く整合された正および負のバイアスが提供される。適正な動作のために、シュミットトリガのしきい値は、双方とも電源電圧Ｖ、の半分よりも低くするべきである。また好ましいモードでは、ＡＮＤゲート２２および２４は（ＣＭＯＳ出力のように）レール間を揺れ動くことのできる低インピーダンス出力を有しているべきである。図８の回路のための波形は図９に示される。

回路の動作は、この回路を簡略化し基本的なシュミットトリガ発振器に対するその等個物を図解することによって理解することができる。図１０（ａ）では抵抗器が分割された発振器は活性イネーブル入力を備えるものとして示される。この、対応する（下方の）ＡＮＤゲートへの論理ハイ入力により、２つの抵抗器のうち下方のものへのシュミットトリガの出力は効果的に能動化される。不能化された上方のＡＮＤゲートはもう１つの抵抗器の端を効果的に接地する。能動化されたアナログスイッチはインダクタ端からシュミットトリガ入力への閉じられた信号経路を生じさせる。この簡略化は、図Ｉｏ（ｂ）に示される。回路の対称性を考えると、反対のイネーブル入力が活性の場合、インダクタ自体が［裏返しＪにされるということを除けば同じ等価回路かもたらされるということが見てとれる。これをシュミットトリガ回路固有の直流バイアスと組合わせると、双方向について均一にインダクタにバイアスをかけるためのメカニズムか得られる。図ｘｏ（ｂ）の回路を書き直した結果が図１０（ｃ）の回路である。これは元のシュミットトリガ発振器と非常に似通っている。全タイミング抵抗器はＲ／２＋Ｒ／２＝Ｒであるが、抵抗器はシュミットトリガが元の回路に見られるものの半分である電圧を見るようにタップされる。このようにして、シュミットトリガしきい値は半分にされ、この結果を補償する。

分割された抵抗器のトポロジーにおける一般的な利点は、ゼロオフセットがもはやシュミットトリガの特性には反応しないということである。インダクタは、とちらのバイアス極性によっても均一の伝播遅延を受ける。また、しきい値はもはやｖＬ＋ｖ１４＝Ｖ８の対称性の要求を満たさなくてもよい。しきい値が非対称であることによる効果が図１１　（ａ）に示されている。抵抗器が分割された発振器のためのしきい値は図１１（ｂ）に示される。ゼロオフセットに対し著しい影響を持つ回路パラメータは、分割された抵抗器の一致および出力バッファ抵抗の一致のみである。後者の要求はしかし、正の電源への出力抵抗か接地への出力抵抗と一致していなくともよいということにおいて幾分緩和されている。それぞれの抵抗が２つのＡＮＤバッファの間で一致してさえいればよい。

抵抗器か分割された回路のための分析的な処理は、僅かに異なる。センサの周期のためのコンボリューション方程式は類似している。

正のバイアス極性での周期ｔＰは同じく、であるが、負のバイアス極性での発振器の周期１．は次式％式％図１２はこの発明の好ましい実施例に従う３軸磁気計システムのための抵抗器が分割された回路の実際の実現例を示す。シュミットトリガ３１は３つの誘導センサ４１．４３、および４５の間で共存されており、これらのセンサはここでも前述されたようなワイヤで巻かれた透磁率の高い磁気コアである。ゲート素子ＩＣ３は前述の実施例でＡＮＤゲート２２および２４によって行なわれたゲート／デマルチプレクス機能を提供する。本実施例では、ＩＣ３は７４ＡＣ１１２３８などの１−８デマルチプレクサを用いて実現される。スイッチング機能は７４８Ｃ４０５１などの８−１アナログマルチプレクサを用いてＩＣ４によって実現される。一致していることが重要なので、タイミング抵抗器は共通の抵抗器回路網４７の部分である。回路のほとんどは単一の５Ｖ電源から動作するが、マルチプレクサＩＣ４は−２，５ｖ未満の負の電源電圧を用いて振動するセンサのインダクタにおける選択されていない側からの負の入力に対処する。ダイオード／キャパシタ回路＃１５１は電圧インバータを形成してこの電圧を提供する。

抵抗器か分割された発振器回路から有意義な情報を得るのに必要な分析的／数学的機能およびサンプル選択機能は、適切なインタフェース５４を介して発振器に接続されるマイクロプロセッサ５５によって行なわれる。一旦測定か完了すると、マイクロプロセッサは次に適切な信号をディスプレイトライバを介してディスプレイ５９に与え、測定のプロセスから導き出された磁界の情報を表示させる。

Ｆｌｇｕｒ・１Ｆｉｇｕｒｅ　２ＦＩｇｕｆｆ　３１ｇｕｎ４１Ｐ−１ＮＦｌｇｕｒ・６Ｆｉｇｕｒ＠ａＶ、− Ｆｌｇｕｒ・９ＦＩｇｕｒｅｌｏ（ｓ）Ｆｉｇｕｒｅ　１００））Ｆｌｇｕｎ　１０　（ｃ）

Claims

【特許請求の範囲】

１．外部の磁界を測定するための磁気計であって、弛張発振器回路を備え、前記弛張発振器回路は入力端子と出力端子とを有し、前記出力端子に振動信号を与えるためのドライバ手段と、第１の透磁率の高いコアに巻き付けられた第１コイルを有する、前記発振器回路の周期を制御するためのセンサ手段とを含み、前記第１コイルは第１および第２の第１コイル端子を有し、前記第１コイルは前記第１および第２の第１コイル端子の間で電気的に対称であり、さらに前記第１の第１コイル端子に結合される第１の第１コイル抵抗器と、前記第２の第１コイル端子に結合される第２の第１コイル抵抗器とを含み、前記第２の第１コイル抵抗器および前記第１の第１コイル低抗器はインピーダンス整合されており、さらに前記第１および第２の第１コイル端子ならびに前記ドライバ手段の前記入力端子に結合されて前記入力端子を前記第１の第１コイル端子および前記第２の第１コイル端子に交互に結合するためのスイッチング手段と、前記第１の第１コイル抵抗器と前記第２の第１コイル抵抗器とに結合されて前記スイッチング手段が前記ドライバ手段の前記入力端子を前記第２の第１コイル端子に結合すると前記第１の第１コイル抵抗器を直流電位にシャントし、前記スイッチング手段が前記ドライバ手段の前記入力端子を前記第１の第１コイル端子に結合すると前記第２の第１コイル抵抗器を前記直流電位にシャントするためのゲート手段とを含み、前記磁気計はさらに、前記ドライバ手段の前記出力端子からの出力信号を分析し、前記外部の磁界の強さの大きさを表わす信号を与えるための測定手段を備える、磁気計。
２．前記ドライバ手段はヒステリシスを有する反転利得要素を含む、請求項１に記載の磁気計。
３．前記ドライバ手段はシュミットトリガを含む、請求項１に記載の磁気計。
４．前記センサ手段は第２の透磁率の高い磁気コアに巻き付けられた第２コイルを含み、前記第２のコイルは第１および第２の第２コイル端子を有し、前記第２コイルは前記第１および第２の第２コイル端子の間で電気的に対称であり、前記磁気計はさらに前記第１の第２コイル端子に結合される第１の第２コイル抵抗器と、前記第１の第２コイル端子に結合される第２の第２コイル抵抗器とを含み、前記第２の第２コイル低抗器と前記第１の第２コイル抵抗器とはインピーダンス整合されており、前記スイッチング手段は前記第１および第２の第２コイル端子ならびに前記ドライバ手段の前記入力端子に結合されて前記入力端子を前記第１の第２コイル端子と前記第２の第２コイル端子とに交互に結合し、前記ゲート手段は前記第１の第２コイル抵抗器と前記第２の第２コイル抵抗器とにも結合されて前記スイッチング手段が前記ドライバ手段の前記入力端子を前記第２の第２端子に結合すると前記第１の第２コイル抵抗器を直流電位にシャントし、前記スイッチング手段が前記ドライバ手段の前記入力端子を前記第１の第２コイル端子に結合すると前記第２の第２コイル抵抗器を前記直流電位にシャントする、請求項１に記載の磁気計。
５．前記センサ手段は第３の透磁率の高い磁気コアに巻き付けられた第３コイルを含み、前記第３コイルは第１および第２の第３コイル端子を有し、前記第３コイルは前記第１および第２の第３コイル端子の間で電気的に対称であり、前記磁気計はさらに前記第１の第３コイル端子に結合される第１の第３コイル低抗器と、前記第１の第３コイル端子に結合される第２の第３コイル抵抗器とを含み、前記第２の第３コイル抵抗器と前記第１の第３コイル抵抗器とはインピーダンス整合されており、前記スイッチング手段は前記第１および第２の第３コイル端子ならびに前記ドライバ手段の前記入力端子に結合されて前記入力端子を前記第１の第３コイル端子と前記第２の第３コイル端子とに交互に結合し、前記ゲート手段は前記第１の第３コイル抵抗器および前記第２の第３コイル抵抗器にも結合され、前記スイッチング手段が前記ドライバ手段の前記入力端子を前記第２の第３コイル端子に結合すると前記第１の第３コイル抵抗器を直流電位にシャントし、前記スイッチング手段が前記ドライバ手段の前記入力端子を前記第１の第３コイル端子に結合すると前記第２の第３コイル抵抗器を前記直流電位にシャントする、請求項４に記載の磁気計。
６．磁気計において有用な弛張発振器回路であって、入力端子および出力端子を有し、前記出力端子に振動信号を与えるためのドライバ手段と、第１の透磁率の高いコアに巻付けられた第１コイルを有し前記発振器回路の周期を制御するためのセンサ手段とを含み、前記第１コイルは第１および第２の第１コイル端子を有し、かつ前記第１コイルは前記第１および第２の第１コイル端子間で電気的に対称であり、さらに前記第１の第１コイル端子に結合される第１の第１コイル抵抗器と、前記第２の第１コイル端子に結合される第２の第１コイル抵抗器とを含み、前記第２の第１コイル低抗器および前記第１の第１コイル抵抗器はインピーダンス整合されており、さらに前記第１および第２の第１コイル端子ならびに前記ドライバ手段の前記入力端子に結合されて前記入力端子を前記第１の第１コイル端子と前記第２の第１コイル端子とに交互に結合するためのスイッチング手段と、前記第１の第１コイル抵抗器および前記第２の第１コイル抵抗器に結合されて、前記スイッチング手段が前記ドライバ手段の前記入力端子を前記第２の第１コイル端子に結合すると前記第１の第１コイル抵抗器を接地にシャントし、前記スイッチング手段が前記ドライバ手段の前記入力端子を前記第１の第１コイル端子に結合すると前記第２の第１コイル抵抗器を接地にシャントする、ゲート手段を含む、弛張発振器。
７．前記ドライバ手段はヒステリシスを有する反転利得要素を含む、請求項６に記載の発振器回路。
８．前記ドライバ手段はシュミットトリガを含む、請求項６に記載の発振器回路。
９．外部の磁界を測定するための磁気計であって、弛張発振器回路を備え、前記弛張発振器は入力端子および出力端子を存し前記出力端子において振動信号を与えるためのシュミットトリガ手段を含み、前記シュミットトリガ手段は対称的なしきい値を有し、さりに前記発振器回路の周期を制御するための、第１の透磁率の高いコアに巻付けられた第１コイルを有するセンサ手段を含み、前記第１コイルは第１および第２の第１コイル端子を有し、前記第１コイルは前記第１および第２の第１コイル端子間で電気的に対称であり、前記センサ手段は前記ドライバ手段の入力端子および出力端子の間で結合されており、さらに前記ドライバ手段の前記入力端子に結合されるタイミング抵抗手段と、前記シュミットトリガ手段への前記入力端子と反対の前記タイミング低抗手段に結合されるバイアス極性スイッチング手段とを含み、前記バイアス極性スイッチング手段は前記シュミットトリガ手段のバイアス極性を切換えるためのものであり、前記磁気計はさらに前記シュミットトリガ手段の前記出力端子からの出力信号を分析し、前記外部の磁界の強さの大きさを表わす信号を与えるための測定手段を備える、磁気計。
１０．弛張発振器回路であって、入力端子および出力端子を有し、前記出力端子に振動信号を与えるためのシュミットトリガ手段を食み、前記シュミットトリガ手段は対称的なしきい値を有し、さらに前記発振器回路の周期を制御するための、第１の透磁率の高いコアに巻付けられた第１コイルを有するセンサ手段を含み、前記第１コイルは第１および第２の第１コイル端子を有し、前記第１コイルは前記第１および第２の第１コイル端子間で電気的に対称であり、前記センサ手段は前記ドライバ手段の入力端子と出力端子との間で結合されており、さらに前記ドライバ手段の前記入力端子に結合されるタイミング低抗手段と、前記シュミットトリが手段の前記入力端子と反対の前記タイミング抵抗手段に結合されるバイアス極性スイッチング手段とを含み、前記バイアス極性スイッチング手段は前記シュミットトリガ手段のバイアス極性を切換えるためのものである、弛張発振器回路。