JPH0748078B2 - スペクトラム拡散２周波信号の相関による測距方法 - Google Patents
スペクトラム拡散２周波信号の相関による測距方法Info
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- JPH0748078B2 JPH0748078B2 JP1091135A JP9113589A JPH0748078B2 JP H0748078 B2 JPH0748078 B2 JP H0748078B2 JP 1091135 A JP1091135 A JP 1091135A JP 9113589 A JP9113589 A JP 9113589A JP H0748078 B2 JPH0748078 B2 JP H0748078B2
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- G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
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- G01S19/13—Receivers
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- G01S19/24—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system
- G01S19/30—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system code related
Description
【発明の詳細な説明】 （１）発明の属する技術分野の説明 本発明は複数の受信点間の高精度相対側位における測距
に関するものである。
に関するものである。
（２）従来の技術の説明 アメリカ合衆国が開発中のGPS（Global Positioning Sy
stem:汎世界的側位システム）衛星を利用した側位方法
としては、スペクトラム拡散変調用コード情報が一般利
用者に公開された1575.42MHz（以下L1と称する）帯の測
距用スペクトラム拡散信号（C/Aコードと称する）を利
用した、受信機内に逆拡散用コード発生器を内蔵するも
のが実用化されている。しかし、L1と1227.6MHz（以下L
2と称する）帯で送信されている高精度側位用の拡散変
調コード（以下Ｐコードと称する）は軍用とされており
コード情報は一般利用者には公開されていない。このた
め通常はＰコード情報を利用した高精度側位は困難であ
る。
stem:汎世界的側位システム）衛星を利用した側位方法
としては、スペクトラム拡散変調用コード情報が一般利
用者に公開された1575.42MHz（以下L1と称する）帯の測
距用スペクトラム拡散信号（C/Aコードと称する）を利
用した、受信機内に逆拡散用コード発生器を内蔵するも
のが実用化されている。しかし、L1と1227.6MHz（以下L
2と称する）帯で送信されている高精度側位用の拡散変
調コード（以下Ｐコードと称する）は軍用とされており
コード情報は一般利用者には公開されていない。このた
め通常はＰコード情報を利用した高精度側位は困難であ
る。
一方、GPS衛星を用いた高精度相対側位用の受信装置の
開発が進められている。これは、第１図に原理図を示す
ように複数の受信点で複数個のGPS衛星の信号を同時に
受信し、各受信点において後述の衛星と受信点間の疑似
距離をcm〜mmの精度で観測する。各受信点での観測値と
衛星の位置情報とから、VLBI（超長基線電波干渉計）的
手法により受信点間の測位をcm〜mmオーダーで行うもの
である。
開発が進められている。これは、第１図に原理図を示す
ように複数の受信点で複数個のGPS衛星の信号を同時に
受信し、各受信点において後述の衛星と受信点間の疑似
距離をcm〜mmの精度で観測する。各受信点での観測値と
衛星の位置情報とから、VLBI（超長基線電波干渉計）的
手法により受信点間の測位をcm〜mmオーダーで行うもの
である。
これらの高精度相対測位用受信方法では、GPS衛星のス
ペクトラム拡散変調用のコード情報を使用せず、以下の
ような方法で信号を再生し、疑似距離測定を行ってい
る。
ペクトラム拡散変調用のコード情報を使用せず、以下の
ような方法で信号を再生し、疑似距離測定を行ってい
る。
（１）受信信号を２乗して搬送波の２倍の周波数の連続
波信号を再生する方法 （２）受信信号のスペクトラム拡散変調用クロック信号
を再生する方法 の２種類及びそれらを併用したもの。
波信号を再生する方法 （２）受信信号のスペクトラム拡散変調用クロック信号
を再生する方法 の２種類及びそれらを併用したもの。
再生された搬送波信号または、スペクトラム拡散変調用
クロック信号から疑似距離をもとめる原理図を第２図
（ａ）に示す。受信再生された信号Ａと受信点基準時計
に基づいて発生された基準信号Ｂとの時間間隔Δｔ、ま
たは、位相差φを時間間隔計等により測定する。これに
より、搬送波またはスペクトラム拡散変調用クロック信
号の伝搬時間が測定でき、疑似距離を求めることができ
る訳である。実際には受信点で第２図（ａ）のＢの信号
を発生しなくても、第２図（ｂ）に例を示すように受信
点基準時計に基づいて合成したパルス間隔Tsのサンプリ
ングクロックによるタイミングで受信再生した搬送波ま
たはスペクトラム拡散変調用クロック信号波形を計測
し、計算機処理によりゼロクロス点の時刻を計算して、
第１図（ａ）のΔｔに相当する時間差は計算上求めるこ
とができ、疑似距離を測定することができる。
クロック信号から疑似距離をもとめる原理図を第２図
（ａ）に示す。受信再生された信号Ａと受信点基準時計
に基づいて発生された基準信号Ｂとの時間間隔Δｔ、ま
たは、位相差φを時間間隔計等により測定する。これに
より、搬送波またはスペクトラム拡散変調用クロック信
号の伝搬時間が測定でき、疑似距離を求めることができ
る訳である。実際には受信点で第２図（ａ）のＢの信号
を発生しなくても、第２図（ｂ）に例を示すように受信
点基準時計に基づいて合成したパルス間隔Tsのサンプリ
ングクロックによるタイミングで受信再生した搬送波ま
たはスペクトラム拡散変調用クロック信号波形を計測
し、計算機処理によりゼロクロス点の時刻を計算して、
第１図（ａ）のΔｔに相当する時間差は計算上求めるこ
とができ、疑似距離を測定することができる。
第３図は、上記の原理に基づいたスペクトラム拡散信号
から搬送波またはスペクトラム拡散用クロック信号を再
生し擬似距離を測定するまでの受信装置の基本構成を説
明するもので、アンテナ［１］で受信された信号は周波
数変換器［２、３］で中間周波数に変換される。この中
間周波信号は、搬送波またはスペクトラム拡散用クロッ
ク信号再生器［４、５］において搬送波信号またはスペ
クトラム拡散変調用クロック信号が再生される。この再
生信号の位相を受信時刻検出器［６、７］で測定するこ
とにより再生信号の周期毎に生じるあいまいさを含んだ
疑似距離を求める。この測定データを用いてデータ処理
用計算機［８］によりデータ蓄積を行い、得られたデー
タから再生信号の周期の整数倍毎に生ずるあいまいさの
除法を行い疑似距離を計算する。
から搬送波またはスペクトラム拡散用クロック信号を再
生し擬似距離を測定するまでの受信装置の基本構成を説
明するもので、アンテナ［１］で受信された信号は周波
数変換器［２、３］で中間周波数に変換される。この中
間周波信号は、搬送波またはスペクトラム拡散用クロッ
ク信号再生器［４、５］において搬送波信号またはスペ
クトラム拡散変調用クロック信号が再生される。この再
生信号の位相を受信時刻検出器［６、７］で測定するこ
とにより再生信号の周期毎に生じるあいまいさを含んだ
疑似距離を求める。この測定データを用いてデータ処理
用計算機［８］によりデータ蓄積を行い、得られたデー
タから再生信号の周期の整数倍毎に生ずるあいまいさの
除法を行い疑似距離を計算する。
また、第３図（ｂ）は、スペクトラム拡散変調信号の搬
送波再生器の原理を説明するもので、受信信号を２つに
分け、掛け算器［10］で、掛け合わせることにより搬送
波周波数の２倍の周波数を持つ連続波信号を再生させ帯
域ろ波器で信号抽出する。一方、第３図（ｃ）はスペク
トラム拡散変調用クロック信号再生器の原理を説明する
もので、受信拡散信号を２つに分け１つはそのまま他方
を1/2クロック遅延器［12］によりスペクトラム拡散変
調用クロック信号の1/2周期分だけ遅らせて掛け合せる
ことによりクロック信号を再生させ帯域ろ波器により信
号抽出するものである。
送波再生器の原理を説明するもので、受信信号を２つに
分け、掛け算器［10］で、掛け合わせることにより搬送
波周波数の２倍の周波数を持つ連続波信号を再生させ帯
域ろ波器で信号抽出する。一方、第３図（ｃ）はスペク
トラム拡散変調用クロック信号再生器の原理を説明する
もので、受信拡散信号を２つに分け１つはそのまま他方
を1/2クロック遅延器［12］によりスペクトラム拡散変
調用クロック信号の1/2周期分だけ遅らせて掛け合せる
ことによりクロック信号を再生させ帯域ろ波器により信
号抽出するものである。
なお、これらの搬送波信号再生法やスペクトラム拡散変
調用クロック信号再生法はディジタル通信におけるPSK
信号で広く用いられている手法である。
調用クロック信号再生法はディジタル通信におけるPSK
信号で広く用いられている手法である。
一般に疑似距離測定精度は、受信信号品質（信号対雑音
比）が高いほど精度が高く、また、同一受信信号品質で
あれば信号周期が短いほど測定精度は高い。一方、疑似
距離の絶対値は２地点間に含まれる信号周期の数（波
数）を正しく推定する必要があるため、信号周期が短
い、即ち、信号周波数が高いほど波数の推定誤差を生ず
る可能性が高くなる。この波数の推定誤差による疑似距
離の推定誤差は信号波長の整数倍生じ、これを一般に疑
似距離測定“あいまいさ”と称する。
比）が高いほど精度が高く、また、同一受信信号品質で
あれば信号周期が短いほど測定精度は高い。一方、疑似
距離の絶対値は２地点間に含まれる信号周期の数（波
数）を正しく推定する必要があるため、信号周期が短
い、即ち、信号周波数が高いほど波数の推定誤差を生ず
る可能性が高くなる。この波数の推定誤差による疑似距
離の推定誤差は信号波長の整数倍生じ、これを一般に疑
似距離測定“あいまいさ”と称する。
（１）の搬送波再生型は、再生された搬送波の周期が短
いため、衛星の移動による測定結果の変化からあいまい
さを除去するため、観測時間に比較的長時間を要すると
ともに、あいまいさの除法のための計算時間に長時間を
必要とする。一方、（２）のスペクトラム拡散変調用ク
ロック再生型は、クロック周期が搬送波周期に比べ非常
に長いため、あいまいさの除法は比較的容易であるが、
測定精度を向上するためには、高利得アンテナを用い受
信信号品質を向上するなどの方策が必要である。
いため、衛星の移動による測定結果の変化からあいまい
さを除去するため、観測時間に比較的長時間を要すると
ともに、あいまいさの除法のための計算時間に長時間を
必要とする。一方、（２）のスペクトラム拡散変調用ク
ロック再生型は、クロック周期が搬送波周期に比べ非常
に長いため、あいまいさの除法は比較的容易であるが、
測定精度を向上するためには、高利得アンテナを用い受
信信号品質を向上するなどの方策が必要である。
また、これらの方法では単一周波数帯のみの測定だけで
は、疑似距離測定誤差要因の一つである電離層による伝
搬遅延時間の影響は補正できない。電離層伝搬遅延時間
は搬送波周波数の２乗に逆比例して生ずるため、疑似距
離測定をGPS衛星からのL1およびL2の２つの周波数帯で
行い、その差から電離送伝搬遅延時間を推定する必要が
ある。このため、受信装置にL1及びL2用の２系統の信号
処理系を要するため、一般に装置が複雑になる。
は、疑似距離測定誤差要因の一つである電離層による伝
搬遅延時間の影響は補正できない。電離層伝搬遅延時間
は搬送波周波数の２乗に逆比例して生ずるため、疑似距
離測定をGPS衛星からのL1およびL2の２つの周波数帯で
行い、その差から電離送伝搬遅延時間を推定する必要が
ある。このため、受信装置にL1及びL2用の２系統の信号
処理系を要するため、一般に装置が複雑になる。
（３）発明の目的 本発明は、上空の複数のGPS衛星からの信号を受信し衛
星と受信点間の疑似距離を測定する高精度相対測位法に
おいて、疑似距離を測定する際、L1とL2のＰコード信号
を受信して両者を直接掛け合わせてL1とL2の差の和の周
波数を持つ連続波信号を発生させ、これらの信号の受信
時における疑似距離計算の際のあいまいさの除去を容易
に行えることが特徴であって、その目的は、小型簡易な
装置により容易にかつ高精度で疑似距離を測定すること
である。
星と受信点間の疑似距離を測定する高精度相対測位法に
おいて、疑似距離を測定する際、L1とL2のＰコード信号
を受信して両者を直接掛け合わせてL1とL2の差の和の周
波数を持つ連続波信号を発生させ、これらの信号の受信
時における疑似距離計算の際のあいまいさの除去を容易
に行えることが特徴であって、その目的は、小型簡易な
装置により容易にかつ高精度で疑似距離を測定すること
である。
（４）発明の構成及び作用の説明 第４図は本発明の原理図であって、アンテナ［１］で受
信した信号を周波数変換器［２、３］で中間周波数帯に
変化するところまでは従来の高精度相対測位用受信装置
の疑似距離測定方法と同様であるが、この後掛け算器以
降が従来の方法と異なる。即ち、L1とL2の中間周波数信
号を直接掛け算器［15］で掛け合わせる。掛け算器の出
力として得られるL1＋L2の周波数を持つ連続波信号とL1
−L2の周波数を持つ連続波信号を帯域ろ波器［16、17］
で抽出し、この信号を受信点の基準時計の信号を基準と
してアナログ／ディジタル変換器（以下A/D変換器と略
する）［18、19］でディジタルサンプリングする。ディ
ジタルサンプリングするためのタイミング信号は基準タ
イミング信号発生器［21］により受信機基準時計［９］
を源振として発生される。このディジタルサンプリング
データ及び、ディジタルサンプリングタイミングの時刻
情報はデータ処理用計算機［20］で取得され計算処理す
ることにより上記連続波信号のゼロクロス点を求めるこ
とができ疑似距離が計算できる。L1信号とL2信号を直接
掛け合わせるという手法は、特許出願中の「スペクトラ
ム逆拡散を利用した電離層伝搬遅延時間測定方式」（出
願番号63−21202）と同様であるが、これは掛け算器出
力信号の振幅情報から電離層による伝搬遅延時間のみを
推定するもので、一方、本発明は掛け算器出力信号の位
相情報から疑似距離を測定するものである。以下に本発
明の原理を詳細に記述する。
信した信号を周波数変換器［２、３］で中間周波数帯に
変化するところまでは従来の高精度相対測位用受信装置
の疑似距離測定方法と同様であるが、この後掛け算器以
降が従来の方法と異なる。即ち、L1とL2の中間周波数信
号を直接掛け算器［15］で掛け合わせる。掛け算器の出
力として得られるL1＋L2の周波数を持つ連続波信号とL1
−L2の周波数を持つ連続波信号を帯域ろ波器［16、17］
で抽出し、この信号を受信点の基準時計の信号を基準と
してアナログ／ディジタル変換器（以下A/D変換器と略
する）［18、19］でディジタルサンプリングする。ディ
ジタルサンプリングするためのタイミング信号は基準タ
イミング信号発生器［21］により受信機基準時計［９］
を源振として発生される。このディジタルサンプリング
データ及び、ディジタルサンプリングタイミングの時刻
情報はデータ処理用計算機［20］で取得され計算処理す
ることにより上記連続波信号のゼロクロス点を求めるこ
とができ疑似距離が計算できる。L1信号とL2信号を直接
掛け合わせるという手法は、特許出願中の「スペクトラ
ム逆拡散を利用した電離層伝搬遅延時間測定方式」（出
願番号63−21202）と同様であるが、これは掛け算器出
力信号の振幅情報から電離層による伝搬遅延時間のみを
推定するもので、一方、本発明は掛け算器出力信号の位
相情報から疑似距離を測定するものである。以下に本発
明の原理を詳細に記述する。
Ｐ（ｔ）をＰコードのコード列（クロック周期To、振幅
±１）とし、ω1，ω2を搬送波L1、L2の角周波数とする
と、Ｐコード信号並びに搬送波信号は、GPS衛星上では
同一基準時計信号から合成され、衛星送信時にはすべて
同一位相で送信されており、送信時には、 P1（ｔ）＝Ｐ（ｔ）・cos（ω1・ｔ） （１） P2（ｔ）＝Ｐ（ｔ）・cos（ω2・ｔ） （２） と表される。
±１）とし、ω1，ω2を搬送波L1、L2の角周波数とする
と、Ｐコード信号並びに搬送波信号は、GPS衛星上では
同一基準時計信号から合成され、衛星送信時にはすべて
同一位相で送信されており、送信時には、 P1（ｔ）＝Ｐ（ｔ）・cos（ω1・ｔ） （１） P2（ｔ）＝Ｐ（ｔ）・cos（ω2・ｔ） （２） と表される。
受信点のアンテナ入力端では衛星と受信点間の幾何学的
距離ρ及び途中の伝搬路上の電離層遅延時間（コード成
分は群遅延時間TG ION（ω）、キャリア成分は位相遅延
時間TP ION（ω）、大気圏伝搬時間（TTROP）だけ
（１）、（２）式よりも遅れており、 P1r(t)=P(t-tP（ω1））・cos［ω1・｛ｔ−t
c（ω1）｝］ （３） P2r(t)=P(t-tP（ω2））・cos［ω2・｛ｔ−t
c（ω2）｝］ （４） と、表される。
距離ρ及び途中の伝搬路上の電離層遅延時間（コード成
分は群遅延時間TG ION（ω）、キャリア成分は位相遅延
時間TP ION（ω）、大気圏伝搬時間（TTROP）だけ
（１）、（２）式よりも遅れており、 P1r(t)=P(t-tP（ω1））・cos［ω1・｛ｔ−t
c（ω1）｝］ （３） P2r(t)=P(t-tP（ω2））・cos［ω2・｛ｔ−t
c（ω2）｝］ （４） と、表される。
ここで、 tP（ωj）＝ρ/c＋TG ION（ωj）＋TTROP tC（ωj）＝ρ/c＋TP ION（ωj）＋TTROP TG ION（ωj） ＝134・Ne／（ωj/2π）2 ：電離層伝搬群遅延時間 TP ION（ωj） ＝−134・Ne／（ωj/2π）2 ：電離層伝搬位相遅延時間 TTROP: 大気圏伝搬遅延時間 Ne ：信号伝搬路上の全電子数 C ：光速 ただしｊ＝1,2 である。
また、実際にはGPS衛星は移動衛星であるため、受信さ
れる搬送波及びコードクロックの周波数は、ドップラ周
波数推移を受けているが、衛星軌道要素等を用いること
により補正可能であり、式がより煩雑になるため、ここ
では簡単のため省略している。
れる搬送波及びコードクロックの周波数は、ドップラ周
波数推移を受けているが、衛星軌道要素等を用いること
により補正可能であり、式がより煩雑になるため、ここ
では簡単のため省略している。
この（３）、（４）式の２つの信号掛け合わせると、 ０（ｔ）＝P1r(t)・P2r(t) ＝Ｐ（ｔ−tP（ω1））・Ｐ（ｔ−tP（ω2））
/2・ ［cos｛ω1−（ω2）・ｔ−（ω1・tc（ω1）−ω2・tc
（ω2）｝ ＋cos｛ω1＋（ω2）・ｔ＋（ω1・tc（ω1）＋ω2・tc
（ω2）｝］ （５） （５）式の［ ］内は、L1とL2のＰコード搬送波の差及
び和の周波数をもつ正弦波信号であり、Ｐ（ｔ−tP（ω
1））・Ｐ（ｔ−tP（ω2））の頃はL1とL2の電離層伝搬
群遅延時間差 δTG ION＝tP（ω2）−tP（ω1） ＝TG ION（ω2）−TG ION（ω1） が、スペクトラム拡散変調用クロック信号の周期T0以内
の範囲では疑似ランダム符号系列の自己相関特性として
広く知られているように次式のように表すことが出来
る。
/2・ ［cos｛ω1−（ω2）・ｔ−（ω1・tc（ω1）−ω2・tc
（ω2）｝ ＋cos｛ω1＋（ω2）・ｔ＋（ω1・tc（ω1）＋ω2・tc
（ω2）｝］ （５） （５）式の［ ］内は、L1とL2のＰコード搬送波の差及
び和の周波数をもつ正弦波信号であり、Ｐ（ｔ−tP（ω
1））・Ｐ（ｔ−tP（ω2））の頃はL1とL2の電離層伝搬
群遅延時間差 δTG ION＝tP（ω2）−tP（ω1） ＝TG ION（ω2）−TG ION（ω1） が、スペクトラム拡散変調用クロック信号の周期T0以内
の範囲では疑似ランダム符号系列の自己相関特性として
広く知られているように次式のように表すことが出来
る。
Ｐ（ｔ−tP（ω1））・Ｐ（ｔ−tP（ω2）） ＝AP+BP・cos（ωc・ｔ＋ΨP） ＋［ωcの高調波成分］ ＋［逆拡散されないランダム成分］ （６） ただし、 AP＝１−｜δTG ION|/To BP＝2/πsin（πδTG ION|/To） ΨP＝π（１−（δTG ION|/To）） ωc＝２π／To ｜ ｜は絶対値を表す。
即ち（６）式の第１項は、直流成分でありδTG IONが±T
o以内の範囲ではδTG IONが０で最大、δTG IONが±To０
で、その間はδTG IONに比較して直線状に変化する。ま
た、第２項はL1、L2のＰコード信号のクロックの基本波
成分、第３項は高周波成分、第４項は逆拡散されないラ
ンダム成分である。
o以内の範囲ではδTG IONが０で最大、δTG IONが±To０
で、その間はδTG IONに比較して直線状に変化する。ま
た、第２項はL1、L2のＰコード信号のクロックの基本波
成分、第３項は高周波成分、第４項は逆拡散されないラ
ンダム成分である。
（５）、（６）式より掛け算器の出力信号０（ｔ）を中
心周波数L1−L2、及びL1＋L2の帯域ろ波器に通すことに
よりそれぞれのろ波器の出力信号は次式のように表わさ
れる。
心周波数L1−L2、及びL1＋L2の帯域ろ波器に通すことに
よりそれぞれのろ波器の出力信号は次式のように表わさ
れる。
01(t)＝AP・cos（Ω1・ｔ＋Ψ1） （７） 02(t)＝AP・cos（Ω2・ｔ＋Ψ2） （８） ただし、 Ω1 ＝ω1−ω2 Ω2 ＝ω1＋ω2 Ψ1 ＝ω1・tc（ω1）−ω2・tc（ω2） ＝ρ/c・（ω1−ω2）−ω1・TP ION（ω1）＋ ω2・TP ION（ω2）＋（ω1−ω2）・TTROP Ψ2 ＝ω1・tc（ω1）＋ω2・tc（ω2） ＝ρ/c・（ω1＋ω2）＋ω1・TP ION（ω1） ＋ω2・TP ION（ω2）＋（ω1＋ω2）・TTROP TTROPはL1、L2付近では周波数依存性はほとんど無く一
定であり、その量は別途、地上の温度・湿度・気圧や水
蒸気ラジオメータなどで、推定でき、以下では省略して
考える。
定であり、その量は別途、地上の温度・湿度・気圧や水
蒸気ラジオメータなどで、推定でき、以下では省略して
考える。
（７）または（８）式のAPから電離層の影響δTG IONが
測定でき、伝搬路上の全電波数Neが推定できる。
測定でき、伝搬路上の全電波数Neが推定できる。
次に、受信点の時計を基準として（７）、（８）式の位
相項を測定し、先に求めたNeを用いて電離層位相遅延時
間を補正することにより衛星と受信点間の疑似距離に関
する情報を得ることができる。
相項を測定し、先に求めたNeを用いて電離層位相遅延時
間を補正することにより衛星と受信点間の疑似距離に関
する情報を得ることができる。
実際の測定では、01(t)と02(t)を受信点の基準時計に同
期したタイミングで第２図［18、19］のA/D変換器によ
りディジタルサンプリングし、１次データ処理用計算機
で高速フーリエ変換などの手法を用いて解析することに
より目的の信号の振幅、基準時計に対する位相項を計算
する。
期したタイミングで第２図［18、19］のA/D変換器によ
りディジタルサンプリングし、１次データ処理用計算機
で高速フーリエ変換などの手法を用いて解析することに
より目的の信号の振幅、基準時計に対する位相項を計算
する。
また、この際、疑似距離のあいまいさは、01(t)の場合L
1とL2の差の周波数の周期毎に生じ、また、02(t)の場合
L1とL2の和の周波数の周期毎に生ずる。即ち、Δt1、Δ
t2を01(t)と02(t)による疑似距離測定値、電離層遅延時
間はNeの測定値から除去したとすると、 ρ/c＝Δt1+n1・T1 （９） ρ/c＝Δt2+n2・T2 （10） ただし、 T1＝２π／Ω1 T2＝２π／Ω2 ０≦Δt1<T1 ０≦Δt2<T2 と表される。n1、n2は整数であり測定の不確定さを表
す。GPSのL1、L2の場合T1は、約86.6cm、T2は約10.7cm
である。一般的にはn1、n2を解くためには長時間の測定
と長時間のデータ解析を必要する。しかし本方法では、
（９）、（10）式から求まるρ/cが同一であるという制
約から（L1−L2）と（L1＋L2）の最大公約周波数である
20.46MHzの周期により生ずるあいまいさ約1466cmまで拡
大することができる。このため、大幅に測定時間及びソ
フトウェアの軽減を図ることができ、かつ、最終的な測
定精度は（10）式のΔt2の測定精度で決まるため容易に
数ミリメートルの精度で疑似距離を求めることができ
る。
1とL2の差の周波数の周期毎に生じ、また、02(t)の場合
L1とL2の和の周波数の周期毎に生ずる。即ち、Δt1、Δ
t2を01(t)と02(t)による疑似距離測定値、電離層遅延時
間はNeの測定値から除去したとすると、 ρ/c＝Δt1+n1・T1 （９） ρ/c＝Δt2+n2・T2 （10） ただし、 T1＝２π／Ω1 T2＝２π／Ω2 ０≦Δt1<T1 ０≦Δt2<T2 と表される。n1、n2は整数であり測定の不確定さを表
す。GPSのL1、L2の場合T1は、約86.6cm、T2は約10.7cm
である。一般的にはn1、n2を解くためには長時間の測定
と長時間のデータ解析を必要する。しかし本方法では、
（９）、（10）式から求まるρ/cが同一であるという制
約から（L1−L2）と（L1＋L2）の最大公約周波数である
20.46MHzの周期により生ずるあいまいさ約1466cmまで拡
大することができる。このため、大幅に測定時間及びソ
フトウェアの軽減を図ることができ、かつ、最終的な測
定精度は（10）式のΔt2の測定精度で決まるため容易に
数ミリメートルの精度で疑似距離を求めることができ
る。
（５）効果の説明 以上のように本発明によれば単一の掛け算器のみによっ
て疑似距離が測定できるため装置の大幅な簡略化がで
き、疑似距離測定時の搬送波の周期毎に生ずるあいまい
さを従来のキャリア再生法に比べて大幅に改善でき、ま
た、測定精度も数ミリメートルを得ることができる。ま
た、信号処理の過程で電離層遅延に関する情報も同時に
得ることができ、補正することができる。このため装置
の簡易化、並びにデータ処理時間の大幅な短縮が可能と
なる。
て疑似距離が測定できるため装置の大幅な簡略化がで
き、疑似距離測定時の搬送波の周期毎に生ずるあいまい
さを従来のキャリア再生法に比べて大幅に改善でき、ま
た、測定精度も数ミリメートルを得ることができる。ま
た、信号処理の過程で電離層遅延に関する情報も同時に
得ることができ、補正することができる。このため装置
の簡易化、並びにデータ処理時間の大幅な短縮が可能と
なる。
第１図は、GPS衛星を用いた高精度相対測位方法の概念
図。第２図は、再生された搬送波、または、スペクトラ
ム拡散変調用クロック信号から疑似距離を測定する際の
原理図。第３図は、従来の精密相対測位用GPS受信シス
テムの説明図。（ａ）は全体の構成、（ｂ）はキャリア
再生器の例、（ｃ）はクロック再生器の例。第４図は、
本発明を採用した精密相対測位用GPS受信システムの説
明図。
図。第２図は、再生された搬送波、または、スペクトラ
ム拡散変調用クロック信号から疑似距離を測定する際の
原理図。第３図は、従来の精密相対測位用GPS受信シス
テムの説明図。（ａ）は全体の構成、（ｂ）はキャリア
再生器の例、（ｃ）はクロック再生器の例。第４図は、
本発明を採用した精密相対測位用GPS受信システムの説
明図。
Claims (1)
- 【請求項１】人工衛星などの同一電波源から同一符号で
同時に周波数の異なる２つの搬送波で送信されるスペク
トラム拡散変調された信号を受信し、受信信号同士を掛
け合せることによりスペクトラム拡散変調されている信
号の搬送波の差および和周波数のキャリア信号を再生さ
せ、その２つの再生信号と受信点基準時計による基準信
号との位相差を測定することにより、測距の際に生じる
あいまいさの除法を容易に行うことを特徴とするスペク
トラム拡散２周波信号の相関による測距方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1091135A JPH0748078B2 (ja) | 1989-04-11 | 1989-04-11 | スペクトラム拡散２周波信号の相関による測距方法 |
| US07/498,550 US5036330A (en) | 1989-04-11 | 1990-03-26 | Ranging system using correlation between two spread spectrum wave signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1091135A JPH0748078B2 (ja) | 1989-04-11 | 1989-04-11 | スペクトラム拡散２周波信号の相関による測距方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02268283A JPH02268283A (ja) | 1990-11-01 |
| JPH0748078B2 true JPH0748078B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=14018087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1091135A Expired - Lifetime JPH0748078B2 (ja) | 1989-04-11 | 1989-04-11 | スペクトラム拡散２周波信号の相関による測距方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5036330A (ja) |
| JP (1) | JPH0748078B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018124148A (ja) * | 2017-01-31 | 2018-08-09 | 株式会社東海理化電機製作所 | 伝搬距離推定装置 |
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| US5506864A (en) * | 1990-12-05 | 1996-04-09 | Interdigital Technology Corporation | CDMA communications and geolocation system and method |
| US5228056A (en) * | 1990-12-14 | 1993-07-13 | Interdigital Technology Corporation | Synchronous spread-spectrum communications system and method |
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| US5428358A (en) * | 1994-05-03 | 1995-06-27 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Apparatus and method for ionospheric mapping |
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| DE19742100A1 (de) * | 1997-09-24 | 1999-03-25 | Steinbeis Transferzentrum Raum | Verfahren und Vorrichtung zum Aussenden eines Zeitsignals |
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| JP3436879B2 (ja) * | 1998-03-05 | 2003-08-18 | 松下電器産業株式会社 | 距離検出方法及びその装置 |
| WO2002063328A2 (en) * | 2001-02-05 | 2002-08-15 | Clark Cohen | Low cost system and method for making dual band gps measurements |
| US9074897B2 (en) * | 2009-06-15 | 2015-07-07 | Qualcomm Incorporated | Real-time data with post-processing |
| US8373591B2 (en) * | 2009-10-30 | 2013-02-12 | Jed Margolin | System for sensing aircraft and other objects |
| CN102830409B (zh) * | 2012-08-30 | 2014-05-21 | 西安电子科技大学 | 一种基于压缩感知的导航信号采集方法 |
| CN111427030B (zh) * | 2020-06-12 | 2021-01-08 | 飞马滨(青岛)智能科技有限公司 | 一种用于水下机器人定位的水声信号调制及处理方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4809005A (en) * | 1982-03-01 | 1989-02-28 | Western Atlas International, Inc. | Multi-antenna gas receiver for seismic survey vessels |
-
1989
- 1989-04-11 JP JP1091135A patent/JPH0748078B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-03-26 US US07/498,550 patent/US5036330A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018124148A (ja) * | 2017-01-31 | 2018-08-09 | 株式会社東海理化電機製作所 | 伝搬距離推定装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5036330A (en) | 1991-07-30 |
| JPH02268283A (ja) | 1990-11-01 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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