JPH0746855A - Two phase pwm controller for inverter - Google Patents

Two phase pwm controller for inverter

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JPH0746855A
JPH0746855A JP19142193A JP19142193A JPH0746855A JP H0746855 A JPH0746855 A JP H0746855A JP 19142193 A JP19142193 A JP 19142193A JP 19142193 A JP19142193 A JP 19142193A JP H0746855 A JPH0746855 A JP H0746855A
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inverter
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switching
current
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JP19142193A
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Kenji Eto
Kosuke Suzui
賢二 江藤
康介 鈴井
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Toyota Motor Corp
トヨタ自動車株式会社
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Abstract

PURPOSE:To reduce switching loss effectively by controlling the PWM signal generating operation for each phase based on a power factor angle determined to follow up the peak value of phase current in an inverter load for a predetermined interval. CONSTITUTION:A phase difference detecting section 30 detects the phase difference between a phase voltage VU and a line current IU, i.e., a power factor phi, for phase U. The power factor phi is fed to a current command generating section 32 which generates current commands IULAMBDA, IVLAMBDA, IWLAMBDA for controlling the switching stop interval of an inverter 10 depending on the power factor phi. An adder 34 generates a line current IV, being fed to a subtractor 18V, based on the line currents IU and IW and the phase difference detecting section 30 operates a power factor phi based on the line voltage VUV and the line current IU. The switching stop interval is set at 60 deg. which is equal not to the interval between the peaks of phase U voltage VU but to the interval between the peaks + or -30 deg. of phase U line current. Phase V and phase W are also subjected to similar processing. This constitution reduces switching loss effectively.

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【産業上の利用分野】本発明は、インバータを二相PW The present invention relates to an inverter two-phase PW
M(パルス幅変調)制御する装置、すなわち二相PWM M (pulse width modulation) control to device, i.e. two-phase PWM
制御装置に関する。 It relates to a control device.

【0002】 [0002]

【従来の技術】図13には、一従来例に係るPWM制御装置の構成が示されている。 BACKGROUND OF THE INVENTION FIG. 13, the configuration of the PWM controller according to a conventional example is shown. この図に示される装置は、 Device shown in this figure,
例えば電気自動車の駆動系統の一部を構成している。 For example constitutes a part of a drive system of an electric vehicle.

【0003】この図に示される装置の制御対象は、インバータ10である。 [0003] control target of the apparatus shown in this figure, an inverter 10. インバータ10は、図示しない直流電源、例えば車載の主バッテリから供給される直流電力を交流電力に変換し負荷に供給する。 Inverter 10, a DC power supply (not shown), for example, supplied to the vehicle-mounted converted into AC power load DC power supplied from the main battery. この図の場合、 In the case of this figure,
U,V,Wの各相を有する三相交流モータ12がインバータ10の負荷とされている。 U, V, three-phase AC motor 12 having a W phases is the load of the inverter 10.

【0004】インバータ10は、このような電力変換動作を実行するため、負荷の相数に応じた対数のスイッチング素子を有している。 [0004] Inverter 10, in order to perform such a power conversion operation, and a logarithm of the switching elements corresponding to the number of phases of the load. このスイッチング素子は、例えばIGBT等の大電力用スイッチング素子であり、インバータ10に前置されるベースドライブ14によって駆動される。 The switching element is, for example, a high power switching devices such as IGBT, and is driven by a base drive 14 to be prepended to the inverter 10. ベースドライブ14は、PWM発生部16から供給される各相PWM信号e U ,e V ,e Wに基づき、インバータ10を駆動する。 Base drive 14, each phase PWM signal supplied from the PWM generating unit 16 e U, e V, based on e W, for driving the inverter 10.

【0005】PWM発生部16には、減算器18U,1 [0005] PWM generating section 16, a subtracter 18U, 1
8V,18Wを介して電流指令発生部20が前置されている。 8V, the current command generation unit 20 via the 18W is preceded. 電流指令発生部20は、この図の制御装置に対し、電流指令I U ,I V ,I W を供給する。 Current command generating unit 20, to the control device in this figure, the current command I U ^, I V ^, supplies I W ^. 減算器18U,18V,18Wは、電流指令発生部20から供給される電流指令I U ,I V ,I W の他、モータ12の各相に対応して設けられた電流センサ22U, Subtractor 18U, 18V, 18W, the current current command supplied from the command generating portion 20 I U ^, I V ^ , I W ^ other, the current sensor 22U which are provided corresponding to each phase of the motor 12,
22V,22Wによって検出される線電流I U ,I V 22V, the line current is detected by the 22W I U, I V,
Wを入力する。 To enter the I W. 減算器18U,18V,18Wは前者から後者を減じ、その結果をPWM発生部16に供給する。 Subtractor 18U, 18V, 18W are subtracted latter from the former, and supplies the result to the PWM generator 16. PWM発生部16は、減算器18U,18V,18 PWM generator 16, a subtracter 18U, 18V, 18
Wの出力を電圧指令e 0U ,e 0V ,e 0Wに変換するPI変換部24U,24V,24Wを有している。 W output voltage command of the e 0U, e 0V, PI converting unit converts the e 0W 24U, 24V, and a 24W. PI変換部24U,24V,24Wによって得られる電圧指令e 0U ,e 0V ,e 0Wは、コンパレータ26U,26V,2 PI conversion unit 24U, 24V, voltage command e 0U obtained by 24W, e 0V, e 0 W is comparators 26U, 26V, 2
6Wにそれぞれ入力される。 It is input to the 6W. また、これらコンパレータ26U,26V,26Wには発振器28から搬送波e S These comparators 26U, 26V, carrier e S to 26W from the oscillator 28
が供給されている。 There has been supplied. コンパレータ26U,26V,26 Comparator 26U, 26V, 26
Wは両者を比較し、その結果得られる電圧を各相PWM W compares both phase PWM voltages resulting
信号e U ,e V ,e Wとして、ベースドライブ14に供給する。 Signal e U, e V, as e W, and supplies the base drive 14.

【0006】図14には、相電圧を基準として実行される通常のPWM制御の内容が示されている。 [0006] FIG. 14, the contents of normal PWM control executed a phase voltage as a reference is shown. この図に示されるように、通常のPWM制御においては、三角波等の所定の波形を有する搬送波e Sが、各相電圧指令e 0U ,e 0V ,e 0Wとそれぞれ比較され、各相PWM信号e U ,e V ,e Wが生成される。 As shown in this figure, in the conventional PWM control, carrier waves e S having a predetermined waveform such as a triangular wave is phase voltage command e 0U, e 0V, are respectively compared with e 0 W, each phase PWM signal e U, e V, e W is generated. インバータ10からモータ12への各相出力電圧V U ,V V ,V Wは図14に示されるようなパルス幅変調波形となり、モータ12の線間電圧、例えばUV線間電圧V UVは、正弦波に近似した電圧となる。 Phase output voltage V U from the inverter 10 to the motor 12, V V, V W becomes a pulse-width modulated waveform as shown in FIG. 14, the line voltage of the motor 12, for example, UV line voltage V UV is sinusoidal It becomes a voltage that approximates the waves.

【0007】このようなPWM制御は、インバータ10 [0007] Such a PWM control, the inverter 10
の駆動方式として広く用いられている方式である。 It is a method of the widely used as a driving method. 近年では、例えば昭和58年電気学会全国大会講演論文集〔6〕、昭和58年4月、No. In recent years, for example, in 1983 the Institute of Electrical Engineers of the National Conference Papers [6], 1983 April, No. 498、第574〜第575頁、金他等に示されるような二相PWM制御が開発されている。 498, first 574~ # 575 pages, a two-phase PWM control as shown in gold other like have been developed. 二相PWM制御は、またスイッチング回数が減少するため銅損のように電流の増大に応じて増加するスイッチング損失を減少させることができる。 Two-phase PWM control, also can reduce the switching loss increases with the increase in current as copper loss for switching times is reduced.

【0008】図15には、線間電圧を基準として実行される二相PWM制御の内容が示されている。 [0008] Figure 15, the contents of the two-phase PWM control performed the line voltage as a reference is shown. この図に示される制御は、図13に示される装置構成で実行することができる。 Control shown in this figure, can be performed on the equipment configuration shown in FIG. 13.

【0009】この図に示されるように、二相PWM制御における電圧指令e 0U ,e 0V ,e 0Wでは、電気角にて約60°の期間、その値が搬送波e Sのピーク値に設定されている。 [0009] As shown in this figure, the voltage command e 0U in a two-phase PWM control, e 0V, the e 0 W, a period of from about 60 ° in electrical angle, the value is set to the peak value of the carrier wave e S ing. このような期間を定めると、この期間においてインバータ10におけるスイッチングが停止されることとなり、その結果図15に示されるような各相出力電圧が得られる。 When defining such a period, it becomes the switching is stopped in the inverter 10 in this period, the phase output voltages as indicated in the Results Figure 15 are obtained.

【0010】 [0010]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の二相PWM制御においては、スイッチング停止期間が図15に示されるように電圧のピーク近傍に固定的に設定されている。 [SUMMARY OF THE INVENTION However, in the conventional two-phase PWM control, the switching stop period is fixedly set near the peak voltage as shown in FIG. 15. 従って、電圧に対する電流の位相差が大きい場合、すなわちインバータの負荷の力率が低下している場合には、スイッチング損失の低減効果がさほど大きくならない。 Therefore, if the phase difference between the current with respect to voltage high, that is, when the load power factor of the inverter is lowered, the effect of reducing the switching loss is not so large. 顕著な場合には、電流最大時にスイッチングが行われてしまうため、損失はほとんど低減されない。 If significant, since thus switching is performed at the time of maximum current, the loss is hardly reduced. さらに、インバータの負荷としてモータを考えた場合、モータの力率は、その回転数の増加、トルクの増大等により変動する。 Furthermore, when considering the motor as a load of the inverter, the power factor of the motor is increased its rotational speed, varies due to the increase or the like of the torque. 従って、このような負荷を駆動する場合には、電圧ピーク時にスイッチング停止期間を固定して設定しても、スイッチング損失はさほど低減しない。 Therefore, when driving such a load, it is set by fixing the switching stop period when a voltage peak, the switching losses are not reduced much.

【0011】本発明は、このような問題点を解決することを課題としてなされたものであり、スイッチング停止期間を電流ピークに追従させることにより、スイッチング損失を好適に低減可能にすることを目的とする。 [0011] The present invention has it been made as object to solve such a problem, by following the switching stop period to the current peak, and intended to enable suitably reduce the switching losses to.

【0012】 [0012]

【課題を解決するための手段】このような目的を達成するために、本発明のインバータの二相変調PWM制御装置は、インバータの各相のスイッチングが交番的にかつ所定期間停止するよう各相PWM信号を発生させ、スイッチングを制御する信号としてインバータに供給する手段と、少なくともいずれかの相について相電圧及び線電流を検出し両者の位相差たる力率角を求める手段と、上記期間がインバータの負荷に流れる相電流のピーク近傍に追従するよう、求めた力率角に基づき各相PWM信号の発生動作を制御する手段と、を備えることを特徴とする。 Means for Solving the Problems] To achieve the above object, the two-phase modulation PWM inverter control device of the present invention, each phase so that the switching of each phase of the inverter is alternately and predetermined period stops to generate a PWM signal, means for supplying the inverter as a signal for controlling the switching, and means for determining the phase difference serving as the power factor angle of the two detected phase voltages and line currents for at least one of the phases, the period inverter to follow the near peak of the phase current flowing through the load, and means for controlling the generating operation of each phase PWM signal based on the power factor angle determined, characterized in that it comprises a.

【0013】また、本発明のインバータの二相変調PW [0013] In addition, the two-phase modulation PW of the inverter of the present invention
M制御装置は、インバータの各相のスイッチングが交番的にかつ所定期間停止するよう各相PWM信号を発生させ、スイッチングを制御する信号としてインバータに供給する手段と、インバータの負荷の状態を検出し検出した状態に基づき力率を求める手段と、上記期間がインバータの負荷に流れる線電流のピーク近傍に追従するよう、求めた力率に基づき各相PWM信号の発生動作を制御する手段と、を備えることを特徴とする。 M control unit generates a PWM signal of each phase so that the switching of each phase of the inverter is alternately and predetermined period stops, detects and means for supplying the inverter, the state of the inverter load as a signal for controlling the switching means for determining based on power factor detection state, so that the period to follow the vicinity peak of the line current flowing in the load of the inverter, and means for controlling the generating operation of each phase PWM signal based on the determined power factor, the characterized in that it comprises.

【0014】 [0014]

【作用】本発明においては、インバータの各相のスイッチングを交番的にかつ所定期間停止するよう、すなわち二相PWM制御が実行されるよう、各相PWM信号が生成され、インバータのスイッチングが制御される。 According to the present invention, so as to alternately and predetermined period stops the switching of each phase of the inverter, i.e. such that the two-phase PWM control is performed, each phase PWM signal is generated, switching of the inverter is controlled that. その際、少なくともいずれかの相について、相電圧及び線電流が検出され、両者の位相差(力率角)が求められる。 At that time, for at least one of the phases, it is detected phase voltage and line current, both of the phase difference (power factor angle) is obtained.
求めた力率角は、各相PWM信号の発生動作の制御に用いられる。 Calculated power factor angle is used to control the operation of generating phase PWM signal. この制御は、インバータの各相のスイッチング停止期間がインバータの負荷に流れる線電流のピーク近傍に追従するよう実行される。 This control, switching stop period of each phase of the inverter is performed so as to follow the vicinity peak line current flowing through the load inverter. 従って、本発明においては、スイッチング停止期間が当該電流のピーク近傍に追従するため、電流の増大に伴い増加するスイッチング損失を好適に抑制可能となる。 Accordingly, in the present invention, since the switching stop period to follow the vicinity peak of the current, and preferably be suppressed, the switching loss that increases with increasing current.

【0015】また、本発明においては、力率を求める手段として、相電圧及び線電流の検出という手段の他、インバータの負荷の状態の検出という手段を用いることができる。 [0015] In the present invention, as a means for determining the power factor, other means of detection of the phase voltage and the line current, it is possible to use a means of detection of the state of the inverter load. インバータの負荷、例えばモータの状態は、回転数とトルク等から推定することができる。 Load of the inverter, for example, a motor of the state can be estimated from the rotational speed and torque or the like. 本発明においては、このようにして検出した負荷状態に基づき力率が求められ、求めた力率に基づきスイッチング停止期間の追従制御が実行される。 In the present invention, in this way detected based on the load state power ratio is determined, the follow-up control of the switching stop period on the basis of the calculated power factor is performed. このような制御を実行することにより、本発明においては、インバータの負荷の状態に応じたスイッチング損失の低減制御が好適に実現される。 By executing such control, in the present invention, control of reducing switching loss in accordance with the state of the inverter load it is preferably realized.

【0016】 [0016]

【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に基づき説明する。 EXAMPLES Hereinafter, with reference to the accompanying drawings the preferred embodiments described in the present invention. なお、図13乃至図15に示される従来例と同様の構成には同一の符号を付し、説明を省略する。 Incidentally, the same reference numerals are given to the same configuration as the conventional example shown in FIGS. 13 to 15, the description thereof is omitted.

【0017】図1には、本発明の第1実施例に係る制御装置の構成が示されている。 [0017] FIG. 1 shows the configuration of the control apparatus according to a first embodiment of the present invention. この実施例においては、U In this embodiment, U
相について相電圧V Uと線電流I Uの位相差、すなわち力率角φを検出する位相差検出部30が設けられている。 The phase difference between the phase voltage V U and the line current I U, that is, the phase difference detecting unit 30 for detecting a power factor angle φ is provided for phase. この位相差検出部30の出力たる力率角φは電流指令発生部32に供給され、電流指令発生部32は、この力率角φに応じてインバータ10のスイッチング停止期間が制御されるよう、電流指令I U ,I V ,I W As this phase difference output serving the power factor angle of the detector 30 phi is supplied to a current command generator 32, a current command generating unit 32, the switching stop period of the inverter 10 is controlled according to the power factor angle phi, the current command I U ^, I V ^, I W ^
を生成する。 To generate. また、この実施例においては、減算器18 Further, in this embodiment, the subtractor 18
Vに入力される線電流I Vが線電流I U及びI Wに基づき加算器34によって生成されている。 Line current I V inputted to the V is generated by the adder 34 on the basis of the line current I U and I W. 位相差検出部3 Phase difference detecting unit 3
0は、線間電圧V UV及び線電流I Uに基づき、力率角φ 0, based on the line voltage V UV and the line current I U, the power factor angle φ
を演算する。 To calculate the.

【0018】図2乃至図4には、この実施例におけるスイッチング停止期間追従制御の内容が示されている。 [0018] 2 to 4, the contents of the switching stop period following control is shown in this embodiment. 特に、図2は、φ<30°(力率>0.866)である場合のスイッチング停止期間を、図3はφ≧30°(力率≦0.866)の場合のスイッチング停止期間を、図4 In particular, FIG. 2, the switching stop period when it is φ <30 ° (power factor> 0.866), the switching stop period in the case of FIG. 3 φ ≧ 30 ° (power factor ≦ 0.866), Figure 4
は制御の流れを、それぞれ示している。 The flow of control, respectively.

【0019】例としてU相を考えた場合、従来の二相変調PWM制御におけるスイッチング停止期間は、モータ12のU相電圧V Uのピークに対して固定的に設定されていた。 [0019] Considering the U-phase as an example, a switching stop period in a conventional two-phase modulation PWM control has been fixedly set with respect to the peak of the U-phase voltage V U of the motor 12. すなわち、U相電圧V Uのピーク±30°の期間となるよう、スイッチング停止期間が設定されていた。 In other words, so that the U-phase voltage V period peak ± 30 ° of the U, a switching stop period is set. 本実施例においては、スイッチング停止期間が、U相電圧V Uではなく、U相線電流I Uのピーク± In the present embodiment, the switching stop period is not the U-phase voltage V U, the peak of the U phase line current I U ±
30°、合計60°の期間となるよう追従設定される。 30 °, is followed set to be a period of a total 60 °.
すなわち、U相電圧V UとU相線電流I Uの位相差たる力率角φに応じてスイッチング停止期間が設定され、 That is, the switching stop period according to the phase difference serving as the power factor angle φ of the U-phase voltage V U and U phase line current I U is set,
これにより、当該スイッチング停止期間がU相線電流I Uのピークに追従する。 Thus, the switching stop period to follow the peak of the U phase line current I U. この制御は、本実施例においては、V相及びW相についても実行される。 This control, in this embodiment, is performed for V and W phases.

【0020】このように、本実施例においては、線電流、例えばI Uのピーク近傍となるようスイッチング停止期間が追従制御されることとなるため、電流の増大に伴い増大するスイッチング損失が効果的に低減されることとなり、その結果、インバータ10の冷却系の小型化や、ヒートマスの減少等の効果を実現できる。 [0020] Thus, in the present embodiment, the line current, for example, the switching stop period so as to be near the peak of I U is to be follow-up control, the switching loss is effective to increase with increasing current It will be reduced to, as a result, the cooling system size and the inverter 10, can achieve the effect of decrease in heat mass.

【0021】また、図2に示されるようなスイッチング停止期間の追従制御には、所定の限界がある。 Further, the follow-up control of the switching stop period as shown in FIG. 2, there is a predetermined limit. すなわち、スイッチング停止期間は、三差動関係が成立する区間を越えて、すなわち図においてで示されるスイッチング停止可能区間を越えるように設定することはできない。 That is, the switching stop period is three differential relationship beyond the section to be established, i.e. can not be set as indicated by exceeding a switching stoppable section is in FIG. 従って、力率角φが30°以上となった場合には、図3に示されるように、スイッチング停止期間を相電圧(例えばV相電圧V U )のピークから線電流(例えばU相線電流I U )のピーク寄り60°の範囲に設定する。 Therefore, when the power factor angle φ becomes 30 ° or more, as shown in FIG. 3, the line current from the peak of the switching stop period phase voltage (eg, V-phase voltage V U) (e.g. U phase line current set within the range of the peak near 60 ° of the I U). このような設定は、120°の広がりを有するスイッチング停止可能区間内において、スイッチング損失が最も低減されるようスイッチング停止期間を設定することに相当する。 Such setting is the switching stoppable in a section having a spread of 120 °, which corresponds to setting the switching stop period so that the switching loss is reduced most.

【0022】このような制御は、力率角φを検出することによって可能となる。 [0022] Such control is made possible by detecting the power factor angle phi. 図4には、この実施例における制御の流れが力率角(位相差)φの検出方法を中心として述べられている。 4 shows a flow of control in this embodiment is described about the method of detecting the power factor angle (phase difference) phi.

【0023】この図に示されるように、本実施例においては、まず位相差検出部30によってUV線間電圧V UV [0023] As shown in this figure, in the present embodiment, first, UV line voltage V UV by the phase difference detecting unit 30
及びU相線電流I Uが測定される(100,102)。 And U phase line current I U is measured (100, 102).
測定された線間電圧V UVは相電圧V Uに変換され(10 The measured line voltage V UV is converted into phase voltage V U (10
4)、得られたU相電圧V U及びU相線電流I Uの位相差、すなわち力率角φが検出される(106)。 4), the phase difference of the obtained U-phase voltage V U and U phase line currents I U, i.e. the power factor angle φ is detected (106). 位相差検出部30は、検出した力率角φを電流指令発生部32 Phase difference detecting unit 30 includes a current command generating unit 32 detects the power factor angle φ
に供給する。 Supplied to. 電流指令発生部32は、この力率角φを3 Current command generating unit 32, the power factor angle phi 3
0°と比較し(108)、その結果に応じて処理A及びBのいずれかを実行する(110,112)。 0 ° as compared with (108), to perform one of A and B according to the result (110, 112). 処理Aとは、力率角φが30°未満の場合の動作、すなわち図2 The processing A, the operation when the power factor angle φ is less than 30 °, namely 2
に示される場合のスイッチング停止期間の追従制御であり、処理Bとは、力率角φが30°以上の場合の動作、すなわち図3に示されるような制御動作である。 A follow-up control of the switching stop period of the case shown in, and the process B, the operation when the power factor angle φ is more than 30 °, that is, control operation as shown in FIG.

【0024】図5には、この実施例における電圧指令e [0024] Figure 5, the voltage command e in this embodiment
0U ,e 0V ,e 0Wの波形が示されている。 0U, e 0V, the waveform of e 0 W is shown. 電流指令発生部32は、位相差検出部30によって検出された力率角φ Current command generating unit 32, the power factor angle detected by the phase difference detecting unit 30 phi
に応じて電流指令I U ,I V ,I W を生成することにより、図5(a)〜(c)に示されるような電圧指令e 0U ,e 0V ,e 0Wを発生させる。 Current command I U ^ depending on, I V ^, by generating I W ^, FIGS. 5 (a) voltage as shown in ~ (c) instruction e 0U, e 0V, to generate e 0 W. この電圧指令e U This voltage instruction e U,
V ,e Wは、それぞれ、力率角φに追従したスイッチング停止期間を含んでいる。 e V, e W each include a switching stop period which follows the power factor angle phi. 図6(a)〜(c)に示されるように、各電圧指令e 0U ,e 0V ,e 0Wは、発振器28から出力される搬送波e Sとコンパレータ26U, As shown in FIG. 6 (a) ~ (c) , the voltage command e 0U, e 0V, e 0W is the carrier output from the oscillator 28 e S a comparator 26U,
26V,26Wにおいて比較される。 26V, it is compared in 26W. その結果得られるPWM信号e U ,e V ,e Wはベースドライブ14に供給され、その結果、図2又は図3に示されるようにスイッチング停止期間が相電流I U ,I V ,I Wに追従した二相PWM制御が実現されることとなる。 The resulting PWM signal e U, e V, e W is supplied to the base drive 14, as a result, the switching stop period is the phase current I U, as shown in FIG. 2 or FIG. 3, I V, the I W so that the follow-up and two-phase PWM control is realized.

【0025】図7には、この実施例における二相PWM [0025] FIG. 7 is a two-phase PWM in this example
制御に係る電圧指令波形と、通常のPWM制御に係る電圧指令波形の関係が示されている。 A voltage command waveform in accordance with the control, the relationship of the voltage command waveform in accordance with the ordinary PWM control is shown. この図に示されるように、本実施例においては、力率角φに応じてスイッチング停止期間が設定される。 As shown in this figure, in the present embodiment, the switching stop period is set in accordance with the power factor angle phi. なお、この図は、φ<3 Note that this figure, phi <3
0°の場合の図である。 It is a diagram of the case of 0 °.

【0026】図8には、本発明の第2実施例に係る制御装置の構成が示されている。 [0026] FIG. 8 shows the structure of a control apparatus according to a second embodiment of the present invention is shown. この図に示される装置は、 Device shown in this figure,
第1実施例における位相差検出部30の機能を電流指令発生部36に付与した構成である。 A configuration in which imparted to the current command generator 36 a function of the phase difference detecting unit 30 in the first embodiment. このような構成においても、前述の効果を得ることができる。 In such a configuration, it is possible to obtain the effect described above.

【0027】図9には、本発明の第3実施例に係る制御装置の構成が、図10には、その制御の流れが、それぞれ示されている。 [0027] FIG. 9 is a configuration of a control apparatus according to a third embodiment of the present invention is, in FIG. 10, the flow of the control is shown, respectively.

【0028】この実施例においては、線電流及び相電圧(直接には線間電圧)に基づいて力率角φが検出されるのではなく、電流指令発生部40が図示しない制御装置から与えられるトルク指令T及び回転数センサ38によって検出されるモータ12の回転数に基づき、ROM4 [0028] In this embodiment, line current and phase voltage (directly to the line voltage) instead of the power factor angle φ on the basis of the is detected, supplied from the control device current command generating unit 40 is not shown based on the rotation speed of the motor 12 detected by the torque command T and the rotational speed sensor 38, ROM 4
2上のテーブルを参照し、力率角φが求められる。 Referring to the on second table, the power factor angle φ is determined.

【0029】すなわち、図10に示されるように、トルク指令発生部40はトルク指令Tを入力し(114)、 [0029] That is, as shown in FIG. 10, the torque command generating unit 40 inputs a torque command T (114),
また回転数Nを検出する(116)。 Also for detecting a rotational speed N (116). トルク指令Tはモータ12に対するトルクの指令値、すなわちインバータ10による電流制御によってモータ12から出力させるべきトルクの値を示す値である。 Torque command T is a command value of the torque to the motor 12, that is, a value indicating the value of the torque to be output from the motor 12 by the current control by the inverter 10. モータ12の力率角φ The power factor angle of the motor 12 φ
は、当該モータ12の状態、例えばトルク、回転数におおむね依存する。 Is the state of the motor 12, for example a torque, generally the rotational speed-dependent. 従って、これらトルク指令T及び回転数Nの値と、モータ12の力率角φとを対応付けることができる。 Therefore, it is possible to associate the value of these torque command T and the rotational speed N, and φ power factor angle of the motor 12. ROM42上に格納されているテーブルは、 The table stored on the ROM 42,
トルク指令T及び回転数Nと、力率角φを対応付けるテーブルである。 And the torque command T and the rotational speed N, a table for associating the power factor angle phi. この実施例においては、ROM42上のテーブルがトルク指令T及び回転数Nによって参照され、これにより力率角φが読み出される(118)。 In this embodiment, a table on the ROM42 is referenced by a torque command T and the rotational speed N, thereby the power factor angle φ is read (118). 読み出された力率角φは、第1実施例と同様の判定に供され、処理A及びBが選択的に実行される。 The read power factor angle phi, is subjected to the determination similar to the first embodiment, the processing A and B are executed selectively.

【0030】従って、この実施例においても、前述の各実施例と同様の効果を得ることができる。 [0030] Thus, also in this embodiment, it is possible to obtain the same effect as the embodiment described above. また、インバータ10の負荷たるモータ12の状態に応じてスイッチング停止期間を設定できるため、モータ12の状態に応じてスイッチング損失を好適に低減することができる。 Further, since it sets the switching stop period in accordance with the state of the load serving motor 12 of the inverter 10, it can be preferably reduced switching losses in accordance with the state of the motor 12. これは、制御性の向上につながると共に、位相差検出のための位相差検出部30の廃止につながり、コスト低減の他、制御の高速化につながる。 This, together with leads to improved controllability, leads to elimination of the phase difference detecting unit 30 for phase difference detection, other cost reduction, leading to faster control. 加えて、従来例の装置に対する変更も小さいため、実現が容易である。 In addition, because smaller changes to device in the prior art, it is easy to implement.

【0031】図11には、本発明の第4実施例に係る制御装置の構成が示されている。 [0031] Figure 11 shows the structure of a control apparatus according to a fourth embodiment of the present invention is shown. この実施例は、位相差検出部30を用いて力率角φを検出すると共に、この力率角φを用いて搬送波e Sを制御することにより、前述のスイッチング停止期間の追従制御を実現している。 This embodiment detects the power factor angle phi with a phase difference detecting unit 30, by controlling the carrier e S using the power factor angle phi, to achieve tracking control of the switching stop period described above ing. そのため、PWM発生部44は、力率角φに基づき搬送波e Sの発振動作を制御する搬送波制御部46を備えている。 Therefore, PWM generating unit 44 includes a carrier control unit 46 for controlling the oscillating operation of the carrier e S based on the power factor angle phi.

【0032】より詳細には、この実施例においては、位相差検出部30から出力される力率角φに基づき、搬送波e Sのオフセットが制御される。 [0032] More specifically, in this embodiment, based on the power factor angle output from the phase difference detecting unit 30 phi, offset carrier e S is controlled. すなわち、スイッチング停止期間において搬送波e Sの振幅が電圧指令の振幅と一致するよう、オフセットが制御される。 In other words, the amplitude of the carrier wave e S the switching stop period to match the amplitude of the voltage command, the offset is controlled. このように、電圧e 0U ,e 0V ,e 0Wに代え、搬送波e Sに所定の処理を施すことによっても、スイッチング停止期間の追従制御を実現することができる。 Thus, voltage e 0U, e 0V, instead of e 0 W, by applying predetermined processing to the carrier e S, it is possible to realize the follow-up control of the switching stop period.

【0033】図12には、本発明の第5実施例に係る制御装置の構成が示されている。 [0033] FIG. 12 shows the structure of a control apparatus according to a fifth embodiment of the present invention is shown. この実施例においても、 Also in this embodiment,
PWM発生部48が搬送波制御部50を備えており、この搬送波制御部50によって搬送波e Sがオフセット制御が実現され、これによりスイッチング停止期間の相電流への追従制御が実現されている。 PWM generator 48 is provided with a carrier control unit 50, the carrier wave by the carrier control unit 50 e S is realized offset control, thereby tracking control to the phase current of the switching stop period is realized. 但し、この実施例における搬送波制御部50は、位相検出部30によって検出される力率角φに基づき搬送波e Sの制御を行うのではなく、図示しない制御装置から供給されるトルク指令T及び回転数センサ38によって検出されるモータ1 However, carrier control unit 50 in this embodiment, instead of controlling the carrier e S based on the power factor angle detected by the phase detector 30 phi, the torque command T and the rotation is supplied from a control device (not shown) motor 1 detected by the number sensor 38
2の回転数に基づき、ROM42上のテーブルを参照することにより、力率角φの情報を得ている。 Based on the second rotational speed, by referring to the table in the ROM 42, to obtain information on the power factor angle phi.

【0034】従って、この実施例においては、前述の第3実施例と同様の効果を得ることができる。 [0034] Thus, in this embodiment, it is possible to obtain the same effect as the third embodiment described above.

【0035】なお、本発明は、以上説明した各実施例の構成に限定されるものではない。 [0035] The present invention is not limited to the configuration of the embodiments described above. 例えばインバータ10 For example, an inverter 10
の負荷は、モータ12に限られない。 Of the load it is not limited to the motor 12. さらに、力率角φ In addition, the power factor angle φ
検出の基礎となる相はU相に限定されるものではない。 Phase underlying the detection is not limited to the U-phase.
スイッチング停止期間は、60°より小さくてもよい。 The switching stop period may be less than 60 °.

【0036】 [0036]

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、 As described in the foregoing, according to the present invention,
相電圧及び線電流を検出しこれらの位相差(力率角)を求めてスイッチング停止期間を各相線電流のピーク近傍に追従制御するようにしたため、電流の増大に応じて増大するスイッチング損失を効果的に低減することができ、これによりインバータの冷却系の小型化やヒートマス低減を実現することができる。 For detecting a phase voltage and the line current the retardation switching stop period seeking (power factor angle) were to follow control near the peak of each phase line current, the switching loss increases with an increase in current it can be effectively reduced, thereby making it possible to realize downsizing and heat mass decrease of the inverter cooling system.

【0037】また、本発明によれば、インバータの負荷(例えばモータ)の状態を検出し検出結果に応じてスイッチング停止期間を線電流のピーク近傍に追従制御するようにしたため、上述の効果が得られる他、当該負荷の制御性の向上という効果を得ることができる。 Further, according to the present invention, since so as to follow-up control switching stop period near the peak of the line current in accordance with the detected state of the load of the inverter (for example, a motor) detection result, the above effect is obtained is other, it is possible to obtain the effect of improving the controllability of the load.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】本発明の第1実施例に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 1 is a block diagram showing the configuration of a control device according to a first embodiment of the present invention.

【図2】この実施例において力率角φが30°未満の場合のスイッチング停止期間を示す図である。 [2] Power factor angle In this example φ is a diagram showing a switching stop period in the case of less than 30 °.

【図3】この実施例において力率角φが30°以上の場合のスイッチング停止期間を示す図である。 [3] The power factor angle φ in this embodiment is a diagram showing a switching stop period of not less than 30 °.

【図4】この実施例における制御の流れを示す図である。 4 is a diagram showing a flow of control in this embodiment.

【図5】この実施例における各相電圧指令波形を示す図であり、図5(a)〜(c)はそれぞれU,V,W相の電圧指令波形を示す図である。 [Figure 5] is a diagram showing a phase voltage command waveform in this embodiment, FIG. 5 (a) ~ (c) are views illustrating U, V, the voltage command waveform of the W-phase, respectively.

【図6】この実施例における各相PWM信号の生成処理を示す図であり、図6(a)〜(c)はそれぞれU, [Figure 6] is a diagram showing a generation process of each phase PWM signal in this example, FIG. 6 (a) ~ (c) respectively U,
V,W相のPWM信号生成処理を示す図である。 V, is a diagram showing a PWM signal generation processing of W-phase.

【図7】この実施例における電圧指令波形と通常のPW [7] the voltage in this embodiment command waveform and normal PW
M制御における電圧指令波形の関係を示す図である。 Is a diagram showing the relationship between the voltage command waveform at M control.

【図8】本発明の第2実施例に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 8 is a block diagram showing the configuration of a control device according to a second embodiment of the present invention.

【図9】本発明の第3実施例に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 9 is a block diagram showing a configuration of a control apparatus according to a third embodiment of the present invention.

【図10】この実施例における制御の流れを示す図である。 10 is a diagram showing a flow of control in this embodiment.

【図11】本発明の第4実施例に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 11 is a block diagram showing a configuration of a control apparatus according to a fourth embodiment of the present invention.

【図12】本発明の第5実施例に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 12 is a block diagram showing a configuration of a control apparatus according to a fifth embodiment of the present invention.

【図13】一従来例に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 13 is a block diagram showing the configuration of a control device according to a conventional example.

【図14】相電圧を基準として実行される通常のPWM Normal PWM executed Figure 14 the phase voltage as a reference
制御の内容を示す図である。 Is a diagram showing the contents of control.

【図15】線間電圧を基準として実行される二相PWM [15] two-phase PWM executed on the basis of the line voltage
制御の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of a control.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

10 インバータ 12 モータ 14 ベースドライブ 16,44,48 PWM発生部 20,32,36,40 電流指令発生部 22U,26V,22W 電流センサ 26U,26V,26W コンパレータ 28 発振器 30 位相差検出部 38 回転数センサ 42 ROM 44,50 搬送波制御部 φ 力率角 スイッチング停止可能区間 スイッチング停止期間 10 inverter 12 motor 14 base drive 16,44,48 PWM generator 20,32,36,40 current command generator 22U, 26V, 22W current sensors 26U, 26V, 26W comparator 28 oscillator 30 phase difference detecting unit 38 speed sensor 42 ROM 44,50 carrier control unit φ power factor angle switching stoppable interval switching stop period

Claims (2)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】 インバータの各相のスイッチングが交番的にかつ所定期間停止するよう各相パルス幅変調信号を発生させ、スイッチングを制御する信号としてインバータに供給する手段と、 少なくともいずれかの相について相電圧及び線電流を検出し両者の位相差たる力率角を求める手段と、 上記期間がインバータの負荷に流れる線電流のピーク近傍に追従するよう、求めた力率角に基づき各相パルス幅変調信号の発生動作を制御する手段と、 を備えることを特徴とするインバータの二相PWM制御装置。 1. A generates a phase pulse width modulation signal such that the switching of each phase of the inverter is alternately and predetermined period stops, it means for supplying the inverter as a signal for controlling the switching, for at least one of the phases It means for determining a phase voltage and detects a line current phase difference serving power factor angle therebetween, so that the period to follow the vicinity peak of the line current flowing in the load of the inverter, each phase based on the power factor angle determined pulse width two-phase PWM inverter control device characterized in that it comprises means for controlling the generation operation of the modulation signal.
  2. 【請求項2】 インバータの各相のスイッチングが交番的にかつ所定期間停止するよう各相パルス幅変調信号を発生させ、スイッチングを制御する信号としてインバータに供給する手段と、 インバータの負荷の状態を検出し検出した状態に基づき力率を求める手段と、 上記期間がインバータの負荷に流れる線電流のピーク近傍に追従するよう、求めた力率に基づき各相パルス幅変調信号の発生動作を制御する手段と、 を備えることを特徴とするインバータの二相PWM制御装置。 Wherein to generate a phase pulse width modulation signal such that the switching of each phase of the inverter is alternately and predetermined period stops, means for supplying the inverter as a signal for controlling the switching state of the inverter load control means for determining the detected detected based power factor state, so that the period to follow the vicinity peak of the line current flowing in the load of the inverter, the operation of generating phase pulse width modulation signal based on the determined power factor two-phase PWM inverter control device, characterized in that it comprises a means.
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