JPH0744863B2 - 電動機制御装置 - Google Patents
電動機制御装置Info
- Publication number
- JPH0744863B2 JPH0744863B2 JP2112123A JP11212390A JPH0744863B2 JP H0744863 B2 JPH0744863 B2 JP H0744863B2 JP 2112123 A JP2112123 A JP 2112123A JP 11212390 A JP11212390 A JP 11212390A JP H0744863 B2 JPH0744863 B2 JP H0744863B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- equivalent disturbance
- load
- controlled object
- compensating means
- equivalent
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Feedback Control In General (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電動機と負荷との間にいわゆる捩り系が存在す
る場合の振動抑制方式に係り、捩り系の負荷側の制御に
おいて高速にしてロバストな安定化制御を行い得る電動
機制御装置に関するものである。
る場合の振動抑制方式に係り、捩り系の負荷側の制御に
おいて高速にしてロバストな安定化制御を行い得る電動
機制御装置に関するものである。
一般的な電動機速度制御系の例による第８図を参照して
説明する。
説明する。
第８図は従来例のPI制御系を有する安定化フィードバッ
ク制御装置を示すもので、１は安定化装置、２は制御対
象である。ここに、R,Yは各々指令入力，状態量であ
り、したがって速度制御系例では、Ｒが速度指令,Yが速
度検出出力である。KTはトルク発生係数である。
ク制御装置を示すもので、１は安定化装置、２は制御対
象である。ここに、R,Yは各々指令入力，状態量であ
り、したがって速度制御系例では、Ｒが速度指令,Yが速
度検出出力である。KTはトルク発生係数である。
かように、指令入力R,状態量の偏差ｅを安定化装置１を
通して制御対象２に印加することにより、速度制御系を
安定化している。その安定化装置１は一般にＰ（比例）
Ｉ（積分）制御装置として構成される。
通して制御対象２に印加することにより、速度制御系を
安定化している。その安定化装置１は一般にＰ（比例）
Ｉ（積分）制御装置として構成される。
かような第８図に示す例は駆動例と負荷側が剛性結合さ
れている場合であり、その間が捩り系シャフトで結合さ
れている場合の例を第９図に示す。
れている場合であり、その間が捩り系シャフトで結合さ
れている場合の例を第９図に示す。
第９図は捩り系を含む制御対象に従来例のPI制御系を適
用した場合を示すもので、ω＊は指令入力、ω１ ＊は速
度指令、ωＭは電動側速度、ωＬは負荷側速度、θは捩
り、KCは捩りバネ係数、TLは負荷外乱を示す。ここに、
１′はPI制御装置、２′は駆動側モータ21′，捩りシャ
フト22′および負荷23′を主な構成部分とする制御対
象、３は加減速調整器、４はリミッタを示している。
用した場合を示すもので、ω＊は指令入力、ω１ ＊は速
度指令、ωＭは電動側速度、ωＬは負荷側速度、θは捩
り、KCは捩りバネ係数、TLは負荷外乱を示す。ここに、
１′はPI制御装置、２′は駆動側モータ21′，捩りシャ
フト22′および負荷23′を主な構成部分とする制御対
象、３は加減速調整器、４はリミッタを示している。
すなわち、制御対象２′には駆動側と負荷側があり、そ
の間に捩りシャフト22′が存在する。
の間に捩りシャフト22′が存在する。
第９図に示すものにおいては、捩り系を含む制御対象を
従来のようにPI制御で制御すると、安定性を上げるため
に結果的には応答速さを遅くすることにより、振動防止
を図るのが通常である。この応答速さは制御対象の捩り
共振系を考慮して決定する必要があり、その調整は極め
て難しく、応答は遅く決して高機能な制御方式とは言え
ない。この例は第10図の如くである。
従来のようにPI制御で制御すると、安定性を上げるため
に結果的には応答速さを遅くすることにより、振動防止
を図るのが通常である。この応答速さは制御対象の捩り
共振系を考慮して決定する必要があり、その調整は極め
て難しく、応答は遅く決して高機能な制御方式とは言え
ない。この例は第10図の如くである。
すなわちシミュレーションデータの一例に示される如
く、捩りの先の負荷側速度ωＬの応答に、駆動側の電動
側速度ωＭを合して遅くすることにより安定化している
ため、負荷側速度ωＬの負荷急変時の変動量は大きいも
のとなってしまう。なお、これをより高速応答に調整し
ようとすると、振動系となってしまい安定性が保てなく
なること明白である。
く、捩りの先の負荷側速度ωＬの応答に、駆動側の電動
側速度ωＭを合して遅くすることにより安定化している
ため、負荷側速度ωＬの負荷急変時の変動量は大きいも
のとなってしまう。なお、これをより高速応答に調整し
ようとすると、振動系となってしまい安定性が保てなく
なること明白である。
一方、本出願人は平成１年６月22日提出の特許出願「多
機能制御装置」や平成２年１月31日提出の特許出願「速
度制御装置」を提案しているところである。
機能制御装置」や平成２年１月31日提出の特許出願「速
度制御装置」を提案しているところである。
かような提案のその主な点をブロック図として示すと、
第11図〜第13図の如くである。
第11図〜第13図の如くである。
第11図，第12図および第13図において、５はフィードフ
ォワード補償部、６は等価外乱補償部である。ここで、
等価外乱補償部６について説明する。
ォワード補償部、６は等価外乱補償部である。ここで、
等価外乱補償部６について説明する。
この等価外乱補償部６は、第11図〜第12図に示したごと
く指令入力Ｒのトルク指令Ｔ＊（Ｓ）と出力Ｙの回転速
度ω（Ｓ）の情報を活用して等価外乱を算出し、これを
指令に加算するように構成される。
く指令入力Ｒのトルク指令Ｔ＊（Ｓ）と出力Ｙの回転速
度ω（Ｓ）の情報を活用して等価外乱を算出し、これを
指令に加算するように構成される。
第12図において等価外乱補償部６が付加されない場合
は、次のごとくに示される。
は、次のごとくに示される。
Ｔ＊（Ｓ）・KT−TL（Ｓ）＝（JS＋Ｄ）ω（Ｓ） ……
（01） 一方、パラメータ変動を考慮して次のようにおく。ただ
し、∧印はノミナル値、Δは変動分を示す。
（01） 一方、パラメータ変動を考慮して次のようにおく。ただ
し、∧印はノミナル値、Δは変動分を示す。
KT＝Ｔ＋ΔKT Ｊ＝＋ΔＪ Ｄ＝＋ΔＤ ……（0
2） そして、式（02）を式（01）に代入すると、等価外乱TE
（Ｓ）は式（03）となる。
2） そして、式（02）を式（01）に代入すると、等価外乱TE
（Ｓ）は式（03）となる。
TE（Ｓ）＝Ｔ＊（Ｓ）・Ｔ−（Ｓ＋）ω（Ｓ）…
…（03） この式（03）の物理的内容は、等価外乱TE（Ｓ）は負荷
外乱TL（Ｓ）や各定数のノミナル値からの変動分等を全
て含めており、それらを一括して等価外乱と考えること
により、式（03）の右辺のごとく、各定数のノミナル値
のみで記述できることを示している。
…（03） この式（03）の物理的内容は、等価外乱TE（Ｓ）は負荷
外乱TL（Ｓ）や各定数のノミナル値からの変動分等を全
て含めており、それらを一括して等価外乱と考えること
により、式（03）の右辺のごとく、各定数のノミナル値
のみで記述できることを示している。
この等価外乱TE（Ｓ）をノイズ除去のためのローパスフ
ィルタを通して指令に加算することにより、等価外乱補
償がなされる。式（03）において、右辺の粘性係数Ｄの
ノミナル値を零としても等価外乱補償の機能は損なわれ
ない。そして、ローパスフィルタの時定数は一般には制
御対象の時定数に対して充分小さくできる。
ィルタを通して指令に加算することにより、等価外乱補
償がなされる。式（03）において、右辺の粘性係数Ｄの
ノミナル値を零としても等価外乱補償の機能は損なわれ
ない。そして、ローパスフィルタの時定数は一般には制
御対象の時定数に対して充分小さくできる。
よって、第13図に示されるごとく負荷外乱や各定数変動
に無関係なノミナル値のみで記述できることになり、ト
ルク指令に対する回転出力応答は、負荷外乱や各定数変
動に影響されないため、頑健且つ安定な運転が確保でき
る。
に無関係なノミナル値のみで記述できることになり、ト
ルク指令に対する回転出力応答は、負荷外乱や各定数変
動に影響されないため、頑健且つ安定な運転が確保でき
る。
なお、第12図に示した等価外乱補償部６のブロックは、
本図を基本として種々の制御ブロック上の変換が可能で
あり、実用面ではより好適な形にして使用されているこ
とは当然である。
本図を基本として種々の制御ブロック上の変換が可能で
あり、実用面ではより好適な形にして使用されているこ
とは当然である。
つぎに、電動機と負荷とが機械的に結合された例えば捩
じり軸系が存在する場合、前述のような等価外乱補償部
を駆動側に制御対象に適用（後述の第14図）するものと
すれば、その印加入力量と状態検出量から等価外乱を算
出し印加入力量に加算して補償する第１の等価外乱補償
手段のみでも、駆動側のみを考えれば頑健且つ安定運転
が確保できる。
じり軸系が存在する場合、前述のような等価外乱補償部
を駆動側に制御対象に適用（後述の第14図）するものと
すれば、その印加入力量と状態検出量から等価外乱を算
出し印加入力量に加算して補償する第１の等価外乱補償
手段のみでも、駆動側のみを考えれば頑健且つ安定運転
が確保できる。
さらには全く同様な思想より、負荷側の制御対象に適用
し補償する第２の等価外乱補償手段によれば、負荷側の
みの頑健且つ安定運転が確保できる。
し補償する第２の等価外乱補償手段によれば、負荷側の
みの頑健且つ安定運転が確保できる。
このことに着眼し、捩じり軸系のような駆動側と負荷側
が分離できるシステムにおいては、駆動側には第１の補
償手段を負荷側には第２の補償手段を具備することによ
り、全体システムとして捩じり軸系の前述の問題解決に
効用し得るものとなることは、明らかである。
が分離できるシステムにおいては、駆動側には第１の補
償手段を負荷側には第２の補償手段を具備することによ
り、全体システムとして捩じり軸系の前述の問題解決に
効用し得るものとなることは、明らかである。
そして、これらの高機能制御手法を前述の捩り系に適用
すると、第14図の如きものとなる。
すると、第14図の如きものとなる。
第14図は等価外乱補償機能を付加したものを示し、１″
はPI制御装置、４′,4″,4はリミッタ、５′はフィー
ドフォワード補償部、６′は等価外乱補償部である。
はPI制御装置、４′,4″,4はリミッタ、５′はフィー
ドフォワード補償部、６′は等価外乱補償部である。
しかしながら、第14図のブロック構成の如くに単に上記
提案の高機能制御手法を捩り系に適用した場合、捩りバ
ネ係数KCがある値以下、すなわち捩りの大きいシステム
への適用においては電動側速度ωＭは安定するが、負荷
側速度ωＬは安定にならない。
提案の高機能制御手法を捩り系に適用した場合、捩りバ
ネ係数KCがある値以下、すなわち捩りの大きいシステム
への適用においては電動側速度ωＭは安定するが、負荷
側速度ωＬは安定にならない。
これは、制御が状態検出量である電動側速度ωＭのみを
対象にしているためであり、その先の捩りの先の動作を
制御対象外としているに他ならない。この間の状況をシ
ミュレーションで第10図に類して示すと第15図の如くで
ある。
対象にしているためであり、その先の捩りの先の動作を
制御対象外としているに他ならない。この間の状況をシ
ミュレーションで第10図に類して示すと第15図の如くで
ある。
すなわち、図示の如くに制御対象とした電動側速度ωＭ
は安定しているものの、制御対象外の負荷側速度ωＬは
振動が持続している。
は安定しているものの、制御対象外の負荷側速度ωＬは
振動が持続している。
かくの如き問題点の改善を図ったものの一例を第16図に
示す。
示す。
第16図は捩り系を含む制御対象に２組の等価外乱補償を
施した一例を示すもので、６″は等価外乱補償部であ
る。ここに、負荷側の等価外乱を推定する等価外乱補償
部６″をFCANと称し、駆動側の等価外乱を推定する等価
外乱補償部６′をMCANと称することにする。
施した一例を示すもので、６″は等価外乱補償部であ
る。ここに、負荷側の等価外乱を推定する等価外乱補償
部６″をFCANと称し、駆動側の等価外乱を推定する等価
外乱補償部６′をMCANと称することにする。
第16図においては、第14図に示すものとの違いは、△ω
（＝ωＭ−ωＬ）と状態検出量のωＬから入力されるFC
AN6″が付加されてなる。このFCAN6″もMCAN6′と同様
な機能をもつものである。
（＝ωＭ−ωＬ）と状態検出量のωＬから入力されるFC
AN6″が付加されてなる。このFCAN6″もMCAN6′と同様
な機能をもつものである。
すなわち、MCAN6′出力であるDISMを駆動側のトルク
指令に帰還して構成する第１の等価外乱補償手段（MCA
N）とFCAN6″出力のDISLを同様に帰還して構成する第
２の等価外乱補償手段（FCAN）を組み込むことにより、
捩り系の先の負荷末端の安定性を向上せんとするもので
ある。
指令に帰還して構成する第１の等価外乱補償手段（MCA
N）とFCAN6″出力のDISLを同様に帰還して構成する第
２の等価外乱補償手段（FCAN）を組み込むことにより、
捩り系の先の負荷末端の安定性を向上せんとするもので
ある。
そして、FCAN6″のブロックにおいて、（1/Ｃ），（S
2）の項が含まれているが、DISLは理論上、〔（S/
Ｃ）DISL〕出力をΔω側に加算すればよいが、これは
物理的に不可能なため、Ｓを乗じてトルクの単位に変換
してトルク指令に加算したものである。
2）の項が含まれているが、DISLは理論上、〔（S/
Ｃ）DISL〕出力をΔω側に加算すればよいが、これは
物理的に不可能なため、Ｓを乗じてトルクの単位に変換
してトルク指令に加算したものである。
なお、このように高機能な制御装置を実現する手法は、
平成元年電気学会全国大会，講演論文1702「外乱オブザ
ーバを用いたフレキシブルジョイントの位置制御と振動
抑制制御」の発表の趣旨と同じ様な技術思想に基づくも
のと言える。
平成元年電気学会全国大会，講演論文1702「外乱オブザ
ーバを用いたフレキシブルジョイントの位置制御と振動
抑制制御」の発表の趣旨と同じ様な技術思想に基づくも
のと言える。
しかるに、かくの如き発表の趣旨は本質的に位置制御系
にある程度の効用可能なものではあるが、速度制御系適
用の場合には、捩り系の防振制御にはうまく適用しない
ことがシミュレーション等の検討より明らかである。
にある程度の効用可能なものではあるが、速度制御系適
用の場合には、捩り系の防振制御にはうまく適用しない
ことがシミュレーション等の検討より明らかである。
その理由は、第２の等価外乱補償が前述した如く駆動側
のトルク指令に戻されるため、電動側速度ωＭに影響を
与えることにある。これは、負荷側の安定性向上のみに
作用させる必要はあるものの、物理的に第１の等価外乱
補償および駆動側の主速度制御系にも同時に影響し、安
定性を損うものとなってしまうことにある。
のトルク指令に戻されるため、電動側速度ωＭに影響を
与えることにある。これは、負荷側の安定性向上のみに
作用させる必要はあるものの、物理的に第１の等価外乱
補償および駆動側の主速度制御系にも同時に影響し、安
定性を損うものとなってしまうことにある。
本発明は上述したような点に鑑みなされたものである。
以下、本発明を図面に基づいて詳細説明する。
第１図は本発明の技術思想を容易にするため第16図に類
して示したもので、６はFCAN、７は逆函数ブロック、
８は非干渉手段である。
して示したもので、６はFCAN、７は逆函数ブロック、
８は非干渉手段である。
すなわち、第１図においては第16図と同様、指令入力ω
＊は加減速調整器３を通してノイズ等を取り除いた本来
の速度指令ω１ ＊となる。PI制御装置１″は速度指令ω
１ ＊と駆動側モータ21′の電動側速度ωＭとの偏差еを
増幅して主制御系を構成し、これは図示の如き機能より
安定化フィードバック制御装置の中核を形成している。
またフィードフォワード補償部５′および第１の等価外
乱補償手段であるMCAN6′は、これらの相互の有する機
能については、前述した如くに例えば先の本出願人の提
案、特許出願「多機能制御装置」に詳述されている通り
である。さらに、制御対象２′は捩り系の制御対象を２
質点系で近似したブロックとして示したものであり、一
般にこの形で表現できることは勿論である。
＊は加減速調整器３を通してノイズ等を取り除いた本来
の速度指令ω１ ＊となる。PI制御装置１″は速度指令ω
１ ＊と駆動側モータ21′の電動側速度ωＭとの偏差еを
増幅して主制御系を構成し、これは図示の如き機能より
安定化フィードバック制御装置の中核を形成している。
またフィードフォワード補償部５′および第１の等価外
乱補償手段であるMCAN6′は、これらの相互の有する機
能については、前述した如くに例えば先の本出願人の提
案、特許出願「多機能制御装置」に詳述されている通り
である。さらに、制御対象２′は捩り系の制御対象を２
質点系で近似したブロックとして示したものであり、一
般にこの形で表現できることは勿論である。
つぎに第２の等価外乱補償手段（FCAN）にかかる構成
を、さらに第２図〜第５図を参照し、捩りシャフト22′
より先の負荷側について、そのロバスト化する手法を説
明する。
を、さらに第２図〜第５図を参照し、捩りシャフト22′
より先の負荷側について、そのロバスト化する手法を説
明する。
その基本ブロックを示すと第２図の如くである。ここ
に、△ω′は第１図に示したΔωと等価である。これは
つぎの運動方程式で示される。
に、△ω′は第１図に示したΔωと等価である。これは
つぎの運動方程式で示される。
KC:捩りバネ係数 TL:負荷外乱 JL:負荷側慣性 DL:負荷側粘性係数 S:ラプラス演算子 ここで、各パラメータ定数の変動を考慮すると、つぎの
式（２）となる。
式（２）となる。
ただし、C,L,ＬはKC,JL,DLの夫々のノミナル値で
あり、△KC,△JL,△DLはKC,JL,DLの夫々の変動分であ
る。
あり、△KC,△JL,△DLはKC,JL,DLの夫々の変動分であ
る。
さらにここで、負荷外乱とパラメータ変動分を全て含め
てTDISLとおくと、式（３）となり、これは第３図の如
く示される。
てTDISLとおくと、式（３）となり、これは第３図の如
く示される。
この式（３）で、TDISLはパラメータのノミナル値と実
測値より簡単に算出できる。
測値より簡単に算出できる。
これを、第４図に示す如くに帰還すると、フイルタは応
答の速いローパスフイルタにすることができるため、よ
って、 TDISL≒DISL となり、その結果のブロック図は第５図の如くになる。
よって、負荷外乱やパラメータ変動を取り除いた形に表
現できる。
答の速いローパスフイルタにすることができるため、よ
って、 TDISL≒DISL となり、その結果のブロック図は第５図の如くになる。
よって、負荷外乱やパラメータ変動を取り除いた形に表
現できる。
すなわち、式（３）のTDISLは負荷外乱やパラメータ変
動等、全てを含めた等価外乱と見倣すことができる。し
たがって、第４図の如くフイルタを通したDISLは等価
外乱オブザーバを構成し、これを△ω′に帰還すること
により、前述の第２の等価外乱補償手段を施したもので
ある。
動等、全てを含めた等価外乱と見倣すことができる。し
たがって、第４図の如くフイルタを通したDISLは等価
外乱オブザーバを構成し、これを△ω′に帰還すること
により、前述の第２の等価外乱補償手段を施したもので
ある。
しかしながら、第４図の如くに構成できれば捩りシャフ
トから先の負荷側は、負荷外乱や他のパラメータ変動を
考慮しなくてよいロバストな形である第５図で表現でき
るのであるが、現実に第４図に示す構成は物理的に不可
能である。
トから先の負荷側は、負荷外乱や他のパラメータ変動を
考慮しなくてよいロバストな形である第５図で表現でき
るのであるが、現実に第４図に示す構成は物理的に不可
能である。
なぜなら、△ω′は駆動側と負荷側と結合シャフトの捩
れ部分であり、ここに計算ブロックを帰還できない。
れ部分であり、ここに計算ブロックを帰還できない。
そして、物理的に帰還できるのは第１図に示した如く、
駆動側モータのトルク指令に相当するＴ＊のブロック個
所である。
駆動側モータのトルク指令に相当するＴ＊のブロック個
所である。
第１図において、 とは、物理的に負荷外乱等による軸捩れを発生さすため
の駆動側および負荷側の速度差を推定していることにな
る。
の駆動側および負荷側の速度差を推定していることにな
る。
これを本来なら△ω点に帰還したいところ、ここではＴ
＊点に帰還する形をとり、そのため（Ｔ＊→ωＭ）迄の
逆函数ブロックが付加されてなる。そして、（Ｔ＊→ω
Ｍ）間ブロックは、前述した通り第１の等価外乱補償手
段であるMCAN6′によりロバスト化されているため、こ
の逆函数ブロック７もロバスト性は保証されたものとす
ることができる。
＊点に帰還する形をとり、そのため（Ｔ＊→ωＭ）迄の
逆函数ブロックが付加されてなる。そして、（Ｔ＊→ω
Ｍ）間ブロックは、前述した通り第１の等価外乱補償手
段であるMCAN6′によりロバスト化されているため、こ
の逆函数ブロック７もロバスト性は保証されたものとす
ることができる。
かくの如く第１の等価外乱補償および第２の等価外乱補
償を施すMCAN6′およびFCAN6は理論上何の問題も含ま
ないが、これのみでは振動抑制効果は少ない。
償を施すMCAN6′およびFCAN6は理論上何の問題も含ま
ないが、これのみでは振動抑制効果は少ない。
なぜなら、逆函数ブロック７をＴ＊点に帰還させたた
め、その影響がωＭに現れる。これが負荷側を制振する
働きをすると同時に、MCAN6′と主速度制御系に不必要
な外乱を与える。
め、その影響がωＭに現れる。これが負荷側を制振する
働きをすると同時に、MCAN6′と主速度制御系に不必要
な外乱を与える。
そこで第１図において、 情報をMCAN6′と主速度制御系への速度フィードバック
の相方に非干渉化するため、駆動側制御対象の状態検出
量ωＭに負に印加する非干渉手段８が付加されてなる。
の相方に非干渉化するため、駆動側制御対象の状態検出
量ωＭに負に印加する非干渉手段８が付加されてなる。
この結果、逆函数ブロック７を通したFCAN6は、捩り
付加側の振動抑制のみ寄与することが可能になり、負荷
側の安定性向上に大いに貢献できる。
付加側の振動抑制のみ寄与することが可能になり、負荷
側の安定性向上に大いに貢献できる。
この間の様子をシミュレーションによる波形で示すと第
６図の如くである。
６図の如くである。
第６図（ａ）は非干渉手段８が無い場合を示し、第６図
（ｂ）は非干渉手段８の入の場合を示す。よって、非干
渉手段の作用効果が著しいことは明らかである。また、
第６図（ｃ）は従来形PI制御による応答の例を示すが、
一見安定しているようであるが、負荷側速度ωＬの変動
量が大きく、制御を遅くすることで安定化させているた
め、アクティブな制御とはいえない。
（ｂ）は非干渉手段８の入の場合を示す。よって、非干
渉手段の作用効果が著しいことは明らかである。また、
第６図（ｃ）は従来形PI制御による応答の例を示すが、
一見安定しているようであるが、負荷側速度ωＬの変動
量が大きく、制御を遅くすることで安定化させているた
め、アクティブな制御とはいえない。
なお、第１図でωＬは負荷側にセンサを付設して検出し
た方がより有効であるが、それが不可の場合はオブザー
バ等で推定するようにしてもよい。またFCAN6におい
てフイルタはローパスフイルタでよく、次数は適宜選定
すればよいことは言うまでもない。さらにまた、本説明
は速度制御系より行ったが、他のシステム、例えば位置
制御系等に適用されることは明らかである。
た方がより有効であるが、それが不可の場合はオブザー
バ等で推定するようにしてもよい。またFCAN6におい
てフイルタはローパスフイルタでよく、次数は適宜選定
すればよいことは言うまでもない。さらにまた、本説明
は速度制御系より行ったが、他のシステム、例えば位置
制御系等に適用されることは明らかである。
第１図に示した主要ブロックに対する主要ハード構成の
一例を第７図に示す。
一例を第７図に示す。
すなわち、指令設定器操作などより指令入力であるω＊
を変化させ、加減調整器を通してその出力のω１ ＊を得
る。本来の速度指令ω１ ＊と状態量の一部である出力の
偏差еをＰ制御装置等からなる安定化補償を施し、その
出力がＴ＊となる。Ｔ＊はパワーアクチュエータを通す
ことにより、ゲインのKTをかけて制御対象２′に加えら
れる。
を変化させ、加減調整器を通してその出力のω１ ＊を得
る。本来の速度指令ω１ ＊と状態量の一部である出力の
偏差еをＰ制御装置等からなる安定化補償を施し、その
出力がＴ＊となる。Ｔ＊はパワーアクチュエータを通す
ことにより、ゲインのKTをかけて制御対象２′に加えら
れる。
フィードフォワード補償においては、ω１ ＊を入力して
その出力を安定化補償出力に加算される。
その出力を安定化補償出力に加算される。
一方、等価外乱補償において、Ｔ＊とωＭを入力として
演算結果を同じく安定化補償の出力に加算されるものと
する。
演算結果を同じく安定化補償の出力に加算されるものと
する。
ここで、CPUは汎用CPUで実現できるが、より高速応答を
必要とする場合、ディジタルシグナルプロセッサ（DS
P）を用いれば、20（μＳ）程度のサンプリングで実現
できる。
必要とする場合、ディジタルシグナルプロセッサ（DS
P）を用いれば、20（μＳ）程度のサンプリングで実現
できる。
〔発明の効果〕 以上説明したように本発明は、捩り系負荷を有する機械
系の負荷側の高速，ロバスト安定化制御の実用において
は、駆動側，負荷側に夫々第1,第２の等価外乱補償手段
を配し、第２の補償手段が他の制御系に干渉しないため
のブロックを付加したものであり、このことにより従来
のPI制御に比べてよりアクティブな制御を可能とし、負
荷側の変動を少なく応答を速くできた。
系の負荷側の高速，ロバスト安定化制御の実用において
は、駆動側，負荷側に夫々第1,第２の等価外乱補償手段
を配し、第２の補償手段が他の制御系に干渉しないため
のブロックを付加したものであり、このことにより従来
のPI制御に比べてよりアクティブな制御を可能とし、負
荷側の変動を少なく応答を速くできた。
その基本技術は先に記載の本出願人の特許出願提案によ
り、また例えばIPEC TOKYO,（1990−４月）の発表のP4
50,9・４項「DISTURBUNCE OBSERVER−BASED ROBUST
AND FAST SPEED CONTROLLER FOR （IM） DRIVE
SYSTEM」や、電気学会全国大会（平成２年度）講演論文
集の論文1564番（P13−52）「現代制御理論に基づく多
機能形制御装置の試作」に記述されているように、等価
外乱オブザーバによるキャンセレーション技術に基づく
ものの、かような技術の高度化を図り、特に２組の等価
外乱補償手段の活用および互いの干渉を取り除いた独特
な手法を駆使することによって所望の効果を発揮させた
高信頼性，簡便な構成の装置を実現し、その実用効果は
顕著である。
り、また例えばIPEC TOKYO,（1990−４月）の発表のP4
50,9・４項「DISTURBUNCE OBSERVER−BASED ROBUST
AND FAST SPEED CONTROLLER FOR （IM） DRIVE
SYSTEM」や、電気学会全国大会（平成２年度）講演論文
集の論文1564番（P13−52）「現代制御理論に基づく多
機能形制御装置の試作」に記述されているように、等価
外乱オブザーバによるキャンセレーション技術に基づく
ものの、かような技術の高度化を図り、特に２組の等価
外乱補償手段の活用および互いの干渉を取り除いた独特
な手法を駆使することによって所望の効果を発揮させた
高信頼性，簡便な構成の装置を実現し、その実用効果は
顕著である。
第１図は本発明の技術思想の理解を容易にするため示し
たブロック図、第２図，第３図，第４図および第５図は
負荷側に第２の等価外乱補償を施した場合のロバスト性
を説明するためそれぞれ示したブロック図、第６図は本
発明による機能を説明するためシミュレーション応答例
を示す波形図、第７図は本発明による主要ハード構成を
示す図である。 また、第８図は従来例のPI制御系の構成を示すブロック
図、第９図および第10図は捩り系を含む制御対象に従来
例のPI制御系を適用した場合を示すブロック図およびそ
の応答を遅くして安定化させた応答例を示す波形図、第
11図，第12図および第13図は夫々本発明に係る技術の主
要構成を示すブロック図，第１の等価外乱補償部の説明
のため示したブロック図および第１の等価外乱補償後の
駆動側制御対象部分を示したブロック図、第14図および
第15図は捩り系を含む制御対象に第１の等価外乱補償を
施した場合を示すブロック図およびそのときの応答を説
明するため示した波形図、第16図は捩り系を含む制御対
象に第1,第２の等価外乱を施した場合を示すブロック図
である。 １′,1″……PI制御装置、2,2′……制御対象、5,5′…
…フィードフォワード補償部、６……等価外乱補償部、
６′……等価外乱補償手段（MCAN）、６″,6……等価
外乱補償手段（FCAN）、７……逆函数ブロック、８……
非干渉手段。
たブロック図、第２図，第３図，第４図および第５図は
負荷側に第２の等価外乱補償を施した場合のロバスト性
を説明するためそれぞれ示したブロック図、第６図は本
発明による機能を説明するためシミュレーション応答例
を示す波形図、第７図は本発明による主要ハード構成を
示す図である。 また、第８図は従来例のPI制御系の構成を示すブロック
図、第９図および第10図は捩り系を含む制御対象に従来
例のPI制御系を適用した場合を示すブロック図およびそ
の応答を遅くして安定化させた応答例を示す波形図、第
11図，第12図および第13図は夫々本発明に係る技術の主
要構成を示すブロック図，第１の等価外乱補償部の説明
のため示したブロック図および第１の等価外乱補償後の
駆動側制御対象部分を示したブロック図、第14図および
第15図は捩り系を含む制御対象に第１の等価外乱補償を
施した場合を示すブロック図およびそのときの応答を説
明するため示した波形図、第16図は捩り系を含む制御対
象に第1,第２の等価外乱を施した場合を示すブロック図
である。 １′,1″……PI制御装置、2,2′……制御対象、5,5′…
…フィードフォワード補償部、６……等価外乱補償部、
６′……等価外乱補償手段（MCAN）、６″,6……等価
外乱補償手段（FCAN）、７……逆函数ブロック、８……
非干渉手段。
Claims (1)
- 【請求項１】駆動側と負荷側を機械的に結合された制御
対象を有し、駆動側制御対象の指令入力と状態検出量と
の偏差を安定化増幅して該駆動側制御対象に印加入力す
るようにした安定化フィードバック制御装置において、
前記駆動側制御対象の各定数のノミナル値からなる第１
の等価外乱オブザーバを構成するとともに、印加入力量
と状態検出量から第１の等価外乱を算出し該印加入力量
に加算するようにした第１の等価外乱補償手段（MCAN）
と、前記負荷側制御対象の各定数のノミナル値からなる
第２の等価外乱オブザーバを構成するとともに、負荷側
制御対象への印加入力量と状態検出量から第２の等価外
乱を算出する第２の等価外乱補償手段（FCAN）と、該第
２の等価外乱補償手段（FCAN）出力を前記駆動側制御対
象の各定数からなる逆函数ブロックを通して駆動側制御
対象の印加入力点に帰還させ、かつ該帰還量が前記安定
化フィードバック制御装置および第１の等価外乱補償手
段（MCAN）に干渉しないように第２の等価外乱補償手段
（FCAN）出力を駆動側制御対象の状態検出値に負に印加
する非干渉手段とを備えたことを特徴とする電動機制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2112123A JPH0744863B2 (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | 電動機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2112123A JPH0744863B2 (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | 電動機制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0412689A JPH0412689A (ja) | 1992-01-17 |
| JPH0744863B2 true JPH0744863B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=14578770
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2112123A Expired - Lifetime JPH0744863B2 (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | 電動機制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744863B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107241034A (zh) * | 2017-08-10 | 2017-10-10 | 中电科芜湖钻石飞机制造有限公司 | 一种永磁同步电机转速波动抑制方法 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6951998B2 (en) * | 2000-04-14 | 2005-10-04 | Omron Corporation | Controller, temperature regulator and heat treatment apparatus |
| JP4863413B2 (ja) * | 2006-08-11 | 2012-01-25 | 国立大学法人群馬大学 | 内部モデル制御装置および内部モデル制御方法 |
| JP5929954B2 (ja) * | 2014-04-15 | 2016-06-08 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
| JP2022026069A (ja) * | 2020-07-30 | 2022-02-10 | 日本電産サンキョー株式会社 | 動力学トルク補償に基づく制御方法及び制御装置 |
-
1990
- 1990-04-27 JP JP2112123A patent/JPH0744863B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107241034A (zh) * | 2017-08-10 | 2017-10-10 | 中电科芜湖钻石飞机制造有限公司 | 一种永磁同步电机转速波动抑制方法 |
| CN107241034B (zh) * | 2017-08-10 | 2019-11-12 | 中电科芜湖钻石飞机制造有限公司 | 一种永磁同步电机转速波动抑制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0412689A (ja) | 1992-01-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8040098B2 (en) | Position controller | |
| JP6604157B2 (ja) | 多慣性共振システムにおける共振抑制制御装置 | |
| JP5200715B2 (ja) | 動力計システムの電気慣性制御装置 | |
| JP6042124B2 (ja) | ２慣性系の速度制御装置 | |
| KR970003192B1 (ko) | 속도 제어시 2-매스 시스템의 관성을 추정하기 위한 방법 및 시스템 | |
| JPH0744863B2 (ja) | 電動機制御装置 | |
| JPH09282008A (ja) | サーボ制御装置 | |
| JP2011160574A (ja) | 電動機の速度制御装置 | |
| JP2002325473A (ja) | 振動抑制装置 | |
| JP2770461B2 (ja) | 多機能形制御装置 | |
| JP3856215B2 (ja) | 速度制御装置 | |
| JP3220589B2 (ja) | メカニカルシステムの制御装置 | |
| JP2737064B2 (ja) | 制御装置 | |
| JP3303566B2 (ja) | 共振比制御による２慣性共振系の振動抑制装置 | |
| JP2018529165A (ja) | 負荷側に測定手段を追加することなしに負荷振動を減衰させる方法および装置 | |
| JP3016521B2 (ja) | 電動機制御装置 | |
| JP3337826B2 (ja) | オープンループ振動抑制方法 | |
| JP3972155B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2923993B2 (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JP3266391B2 (ja) | 制御装置 | |
| JP3257873B2 (ja) | 電動機駆動システムの軸トルク制御方法 | |
| JP5200714B2 (ja) | 電気慣性制御装置 | |
| JP2663387B2 (ja) | 安定化フィードバック制御方法 | |
| JPH06217579A (ja) | 電動機制御装置 | |
| JP3283662B2 (ja) | 状態推定オブザーバ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080515 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090515 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100515 Year of fee payment: 15 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |