JPH0730597A - π/4シフトQPSK変調回路 - Google Patents
π/4シフトQPSK変調回路Info
- Publication number
- JPH0730597A JPH0730597A JP16786993A JP16786993A JPH0730597A JP H0730597 A JPH0730597 A JP H0730597A JP 16786993 A JP16786993 A JP 16786993A JP 16786993 A JP16786993 A JP 16786993A JP H0730597 A JPH0730597 A JP H0730597A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- control signal
- signal
- output
- signals
- oscillator
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ローパスフィルタによるI信号と反転信号In
vertI、およびQ信号と反転信号InvertQの立ち上が
り、立ち下がりの時間差によって生じるスプリアスを低
減する。 【構成】 ベースバンド信号を直交変調変調することに
よって形成されるIおよびQ信号が入力されるローパス
フィルタ2、6と、このローパスフィルタから出力され
る信号とIおよびQ信号の反転信号InvertIおよびInve
rtQが入力される差動増幅器3、7と、差動増幅器の出
力を送信スロットに合わせて所定の時間間隔で出力させ
るための制御信号を発生する第1制御信号発生器17
と、第1制御信号発生器によって発生される制御信号の
立ち上がりよりわずかの時間遅れて立ち上がるとともに
制御信号の立ち下がりと同じタイミングで立ち下がる第
2の制御信号を発生する第2制御信号発生器20と、第
2制御信号に基ずいて発振器19の出力をスイッチング
するスイッチ18とを有し、作動増幅器の出力と発振器
出力とを混合しアンテナより送出するよう構成する。
vertI、およびQ信号と反転信号InvertQの立ち上が
り、立ち下がりの時間差によって生じるスプリアスを低
減する。 【構成】 ベースバンド信号を直交変調変調することに
よって形成されるIおよびQ信号が入力されるローパス
フィルタ2、6と、このローパスフィルタから出力され
る信号とIおよびQ信号の反転信号InvertIおよびInve
rtQが入力される差動増幅器3、7と、差動増幅器の出
力を送信スロットに合わせて所定の時間間隔で出力させ
るための制御信号を発生する第1制御信号発生器17
と、第1制御信号発生器によって発生される制御信号の
立ち上がりよりわずかの時間遅れて立ち上がるとともに
制御信号の立ち下がりと同じタイミングで立ち下がる第
2の制御信号を発生する第2制御信号発生器20と、第
2制御信号に基ずいて発振器19の出力をスイッチング
するスイッチ18とを有し、作動増幅器の出力と発振器
出力とを混合しアンテナより送出するよう構成する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル方式の移動
体無線に用いられる変調方式の一つである、π/4シフ
トQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)方式の変
調回路に関するものである。
体無線に用いられる変調方式の一つである、π/4シフ
トQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)方式の変
調回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】ディジタル方式の移動体無線通信機の規
格は、国内ではRCR−27Bで規定されており、その
主な特徴にTDMA(Time Division Multiple Access)
方式、π/4シフトQPSK方式がある。送信時に、音
声信号はA/Dコンバータでディジタル信号に変換され
た後、VSELP、チャンネルコーデック、ルートナイ
キスト処理が行われ、D/Aコンバータを経て直交信号
I、Q信号として無線回路ブロックに入力される。この
ため、I、Q信号にはディジタルのクロック成分に依存
する高調波成分が多量に含まれており、このままではS
TD−27Bの帯域内外のスプリアス特性を満足するこ
とができない。そこで位相特性への影響の少ないベッセ
ルタイプのローパスフィルタで高調波成分を低減する必
要がある。
格は、国内ではRCR−27Bで規定されており、その
主な特徴にTDMA(Time Division Multiple Access)
方式、π/4シフトQPSK方式がある。送信時に、音
声信号はA/Dコンバータでディジタル信号に変換され
た後、VSELP、チャンネルコーデック、ルートナイ
キスト処理が行われ、D/Aコンバータを経て直交信号
I、Q信号として無線回路ブロックに入力される。この
ため、I、Q信号にはディジタルのクロック成分に依存
する高調波成分が多量に含まれており、このままではS
TD−27Bの帯域内外のスプリアス特性を満足するこ
とができない。そこで位相特性への影響の少ないベッセ
ルタイプのローパスフィルタで高調波成分を低減する必
要がある。
【0003】このローパスフィルタを含めて直交信号
I、Qが入力してから無線通信機の出力までの従来ブロ
ック回路例を図3に示す。
I、Qが入力してから無線通信機の出力までの従来ブロ
ック回路例を図3に示す。
【0004】直交信号I、Qはそれぞれ、バッファーア
ンプ1、5、ローパスフィルタ2、6を通過し、差動増
幅器3、7で増幅され、信号V1、V2となる。信号V
1は第1発振器9の出力とミキサー4で混合され、ま
た、信号V2は第1発振器9の出力を90deg位相遅延
したものとミキサー8で混合されることで、それぞれ中
間周波数に周波数変換される。
ンプ1、5、ローパスフィルタ2、6を通過し、差動増
幅器3、7で増幅され、信号V1、V2となる。信号V
1は第1発振器9の出力とミキサー4で混合され、ま
た、信号V2は第1発振器9の出力を90deg位相遅延
したものとミキサー8で混合されることで、それぞれ中
間周波数に周波数変換される。
【0005】さらに、変換された両信号は加算器11で
加算され、信号V3として出力される。信号V3は、第
2発振器19の出力と混合器12で混合され、送信周波
数帯に変換さた信号V4となり、さらに増幅器13、バ
ンドパスフィルタ14、増幅器15を通過し、アンテナ
に送出される。
加算され、信号V3として出力される。信号V3は、第
2発振器19の出力と混合器12で混合され、送信周波
数帯に変換さた信号V4となり、さらに増幅器13、バ
ンドパスフィルタ14、増幅器15を通過し、アンテナ
に送出される。
【0006】一方、TDMA方式では、時分割して送受
信するため、送信側である変調出力信号は、第1制御信
号発生回路17によって発生された制御信号で、RFス
イッチ18をON/OFFし、制御する。この動作を図
4のタイミングチャートとともに説明する。
信するため、送信側である変調出力信号は、第1制御信
号発生回路17によって発生された制御信号で、RFス
イッチ18をON/OFFし、制御する。この動作を図
4のタイミングチャートとともに説明する。
【0007】同図(a)は、第1制御信号発生器17か
ら発生される信号である。上述の規格RCR−27Bで
は、40mSecのフレームを6のスロットに分割し、
この6スロットを3つの通信チャンネルで送受信を行う
よう決められている。従って、信号Vc1は送信スロッ
トに合わせて40mSecの周期で発生される。
ら発生される信号である。上述の規格RCR−27Bで
は、40mSecのフレームを6のスロットに分割し、
この6スロットを3つの通信チャンネルで送受信を行う
よう決められている。従って、信号Vc1は送信スロッ
トに合わせて40mSecの周期で発生される。
【0008】直交信号I、Qは、第1制御信号発生器1
7で発生した信号Vc1により+5Vを電源スイッチ部
16でスイッチングされた電圧Vsを、抵抗R1、R2
でVs/2になるようDCバイアスされる、その後バッ
ファーアンプ1、ローパスフィルタ2を通過する事で時
間的遅れを生じ、差動増幅器3の非反転入力VIに入力
される。一方、反転入力invertVIには、Vsを抵抗R
5、R6でVs/2になるようDCバイアスされる。
7で発生した信号Vc1により+5Vを電源スイッチ部
16でスイッチングされた電圧Vsを、抵抗R1、R2
でVs/2になるようDCバイアスされる、その後バッ
ファーアンプ1、ローパスフィルタ2を通過する事で時
間的遅れを生じ、差動増幅器3の非反転入力VIに入力
される。一方、反転入力invertVIには、Vsを抵抗R
5、R6でVs/2になるようDCバイアスされる。
【0009】この時のI、VI、invertVIのタイミン
グチャートをそれぞれ図4(b)、(c)、(d)に示
す。斜線部はディジタルデータを示す。また、Q信号に
ついても同様になる。
グチャートをそれぞれ図4(b)、(c)、(d)に示
す。斜線部はディジタルデータを示す。また、Q信号に
ついても同様になる。
【0010】ところで、このように構成される従来技術
においては、差動増幅器3、7の出力は、2入力間の差
成分を出力するため、出力信号の波形は図4(e)の様
になる。すなわち、変調信号には立ち上がり、立ち下が
り時に本来の信号とは関係のない信号Nが出力されるこ
とになる。図5は、このような従来技術の、周波数と出
力レベルの関係を示したものであるが、この不要信号N
により、本来曲線L1で示すような特性が曲線L2に示
すようになり、この結果、斜線で示す部分が送信帯域外
へのスプリアス妨害を発生させ、送信特性を劣化させる
要因となるという問題点があった。
においては、差動増幅器3、7の出力は、2入力間の差
成分を出力するため、出力信号の波形は図4(e)の様
になる。すなわち、変調信号には立ち上がり、立ち下が
り時に本来の信号とは関係のない信号Nが出力されるこ
とになる。図5は、このような従来技術の、周波数と出
力レベルの関係を示したものであるが、この不要信号N
により、本来曲線L1で示すような特性が曲線L2に示
すようになり、この結果、斜線で示す部分が送信帯域外
へのスプリアス妨害を発生させ、送信特性を劣化させる
要因となるという問題点があった。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術の問題
点を解決する手段としては、差動アンプの反転入力前段
部にも非反転入力前段部と同特性の遅延時間を持ったア
ンプ、ローパスフィルタ、もしくは同等の遅延特性をも
つ素子を追加することで、差動増幅器3の2入力間の時
間差をなくすことで出力信号のスプリアスを低減するが
方法がある。しかし、この方法では、部品点数が増加す
るとともに、遅延素子の遅延特性の微妙な差の違いによ
り、完全にスプリアスを除去できない欠点がある。
点を解決する手段としては、差動アンプの反転入力前段
部にも非反転入力前段部と同特性の遅延時間を持ったア
ンプ、ローパスフィルタ、もしくは同等の遅延特性をも
つ素子を追加することで、差動増幅器3の2入力間の時
間差をなくすことで出力信号のスプリアスを低減するが
方法がある。しかし、この方法では、部品点数が増加す
るとともに、遅延素子の遅延特性の微妙な差の違いによ
り、完全にスプリアスを除去できない欠点がある。
【0012】本発明は、極めて簡単な構成でこの問題点
を改善するものである。
を改善するものである。
【0013】
【課題を解決するための手段】上述の従来技術の問題点
を改善するため、本発明はベースバンド信号を直交変調
変調することによって形成されるIおよびQ信号が入力
されるローパスフィルタと、該ローパスフィルタから出
力される信号とIおよびQ信号の反転信号InvertIおよ
びInvertQが入力される差動増幅器と、該差動増幅器の
出力を送信スロットに合わせて所定の時間間隔で出力さ
せるための制御信号を発生する制御信号発生器と、前記
作動増幅器の出力と発振器出力とを混合しアンテナより
送出するよう構成されたπ/4シフトQPSK方式の変
調回路において、前記制御信号発生器によって発生され
る制御信号の立ち上がりよりわずかの時間遅れて立ち上
がるとともに前記制御信号の立ち下がりと同じタイミン
グで立ち下がる第2の制御信号を発生する第2制御信号
発生器と、該第2制御信号に基ずいて前記発振器の出力
をスイッチングするスイッチとを有することを特徴とす
るものである。
を改善するため、本発明はベースバンド信号を直交変調
変調することによって形成されるIおよびQ信号が入力
されるローパスフィルタと、該ローパスフィルタから出
力される信号とIおよびQ信号の反転信号InvertIおよ
びInvertQが入力される差動増幅器と、該差動増幅器の
出力を送信スロットに合わせて所定の時間間隔で出力さ
せるための制御信号を発生する制御信号発生器と、前記
作動増幅器の出力と発振器出力とを混合しアンテナより
送出するよう構成されたπ/4シフトQPSK方式の変
調回路において、前記制御信号発生器によって発生され
る制御信号の立ち上がりよりわずかの時間遅れて立ち上
がるとともに前記制御信号の立ち下がりと同じタイミン
グで立ち下がる第2の制御信号を発生する第2制御信号
発生器と、該第2制御信号に基ずいて前記発振器の出力
をスイッチングするスイッチとを有することを特徴とす
るものである。
【0014】
【作用】第2の制御信号に基づいて作動増幅器の出力と
発振器出力との混合が制御され、ローパスフィルタによ
るI信号と反転信号InvertI、およびQ信号と反転信号
InvertQの立ち上がり、立ち下がりの時間差によって生
じるスプリアスが低減される。
発振器出力との混合が制御され、ローパスフィルタによ
るI信号と反転信号InvertI、およびQ信号と反転信号
InvertQの立ち上がり、立ち下がりの時間差によって生
じるスプリアスが低減される。
【0015】
【実施例】以下、本発明による実施例を説明する。図1
は本発明によるπ/4シフトQPSK変調回路のブロッ
ク図を示したものであり、図3の従来技術と同一の構成
には同一の図番を付し説明を省略する。
は本発明によるπ/4シフトQPSK変調回路のブロッ
ク図を示したものであり、図3の従来技術と同一の構成
には同一の図番を付し説明を省略する。
【0016】本発明によるπ/4シフトQPSK変調回
路の最も特徴とするところは、第1制御信号発生器17
によって発生される制御信号Vc1に基づいて、第2の
制御信号Vc2を発生する第2制御信号発生器20を付
加した点にある。
路の最も特徴とするところは、第1制御信号発生器17
によって発生される制御信号Vc1に基づいて、第2の
制御信号Vc2を発生する第2制御信号発生器20を付
加した点にある。
【0017】次に図2のタイミングチャートに基づいて
本発明の動作を説明する。図2は図1における各部のタ
イミングチャートを示したものである。図1の実施例に
おいて、V3の出力信号まで(タイミングチャート図2
(a)から(e))は従来技術と同じである。図1の第
1制御信号発生器17でのON/OFFの立ち上がり、
立ち下がり時におけるバッファーアンプ1、5、ローパ
スフィルタ2、6での遅延時間はほぼ一定であることか
ら、本発明の実施例では図1に示すように、第2制御信
号発生器20を付加し、差動増幅器3、7の入力間の時
間差を考慮した制御信号を第1制御信号発生回路17に
基づいて作成しその出力Vc2とする。すなわち、第2
制御信号Vc2は第1制御信号Vc1の立ち上がりより
僅かの時間遅れて立ち上がるとともに、同じタイミング
で立ち下がるような信号である。
本発明の動作を説明する。図2は図1における各部のタ
イミングチャートを示したものである。図1の実施例に
おいて、V3の出力信号まで(タイミングチャート図2
(a)から(e))は従来技術と同じである。図1の第
1制御信号発生器17でのON/OFFの立ち上がり、
立ち下がり時におけるバッファーアンプ1、5、ローパ
スフィルタ2、6での遅延時間はほぼ一定であることか
ら、本発明の実施例では図1に示すように、第2制御信
号発生器20を付加し、差動増幅器3、7の入力間の時
間差を考慮した制御信号を第1制御信号発生回路17に
基づいて作成しその出力Vc2とする。すなわち、第2
制御信号Vc2は第1制御信号Vc1の立ち上がりより
僅かの時間遅れて立ち上がるとともに、同じタイミング
で立ち下がるような信号である。
【0018】制御信号Vc2のタイミングチャートを図
2(f)に示す。図1で、変調後の信号V3は第2発振
器19の出力とミキサー12で混合され出力する。ここ
で第2制御信号発生器20の出力信号Vc2で、第2発
振器19の出力をRFスイッチ18で制御する。この
時、ミキサー12は2入力の内、1つの入力がないとき
V4には出力されないので、出力信号は制御信号Vc2
のONする時間内でしか出力されない。ここで、送信時
の変調信号は、差動アンプ3、7の立ち上がり時立ち下
がり時における不要信号が削除された信号が出力され
る。図2の(f)に第2制御信号発生器20の出力信号
Vc2、(g)に変調された出力送信信号V4、V5の
タイミングチャートを示す。このように、変調信号に不
要な信号が重畳されることはない。
2(f)に示す。図1で、変調後の信号V3は第2発振
器19の出力とミキサー12で混合され出力する。ここ
で第2制御信号発生器20の出力信号Vc2で、第2発
振器19の出力をRFスイッチ18で制御する。この
時、ミキサー12は2入力の内、1つの入力がないとき
V4には出力されないので、出力信号は制御信号Vc2
のONする時間内でしか出力されない。ここで、送信時
の変調信号は、差動アンプ3、7の立ち上がり時立ち下
がり時における不要信号が削除された信号が出力され
る。図2の(f)に第2制御信号発生器20の出力信号
Vc2、(g)に変調された出力送信信号V4、V5の
タイミングチャートを示す。このように、変調信号に不
要な信号が重畳されることはない。
【0019】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によればデ
ィジタル方式無線通信機の送信時の信号の立ち上がり、
立ち下がり時における送信帯域外の発生するスプリアス
を低減する事ができる。
ィジタル方式無線通信機の送信時の信号の立ち上がり、
立ち下がり時における送信帯域外の発生するスプリアス
を低減する事ができる。
【図1】本発明の実施例を示す回路図である。
【図2】本発明の動作を説明するためのタイミングチャ
ートである。
ートである。
【図3】従来技術を示す回路図である。
【図4】従来技術の動作を説明するためのタイミングチ
ャートである。
ャートである。
【図5】従来技術の周波数と出力レベルの関係を示すグ
ラフである。
ラフである。
2、6 ローパスフィルタ 3、7 作動増幅器 12 混合器 17 第1制御信号発生器 18 RFスイッチ 19 発振器 20 第2制御信号発生器
Claims (1)
- 【請求項1】 ベースバンド信号を直交変調変調するこ
とによって形成されるIおよびQ信号が入力されるロー
パスフィルタと、該ローパスフィルタから出力される信
号とIおよびQ信号の反転信号InvertIおよびInvertQ
が入力される差動増幅器と、該差動増幅器の出力を送信
スロットに合わせて所定の時間間隔で出力させるための
制御信号を発生する制御信号発生器と、前記作動増幅器
の出力と発振器出力とを混合しアンテナより送出するよ
う構成されたπ/4シフトQPSK方式の変調回路にお
いて、前記制御信号発生器によって発生される制御信号
の立ち上がりよりわずかの時間遅れて立ち上がるととも
に前記制御信号の立ち下がりと同じタイミングで立ち下
がる第2の制御信号を発生する第2制御信号発生器と、
該第2制御信号に基ずいて前記発信器の出力をスイッチ
ングするスイッチとを有することを特徴とするπ/4シ
フトQPSK方式の変調回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16786993A JPH0730597A (ja) | 1993-07-07 | 1993-07-07 | π/4シフトQPSK変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16786993A JPH0730597A (ja) | 1993-07-07 | 1993-07-07 | π/4シフトQPSK変調回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0730597A true JPH0730597A (ja) | 1995-01-31 |
Family
ID=15857596
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16786993A Pending JPH0730597A (ja) | 1993-07-07 | 1993-07-07 | π/4シフトQPSK変調回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0730597A (ja) |
-
1993
- 1993-07-07 JP JP16786993A patent/JPH0730597A/ja active Pending
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