JPH0730597A - π／４シフトＱＰＳＫ変調回路 - Google Patents
π／４シフトＱＰＳＫ変調回路Info
- Publication number
- JPH0730597A JPH0730597A JP16786993A JP16786993A JPH0730597A JP H0730597 A JPH0730597 A JP H0730597A JP 16786993 A JP16786993 A JP 16786993A JP 16786993 A JP16786993 A JP 16786993A JP H0730597 A JPH0730597 A JP H0730597A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- control signal
- signal
- output
- signals
- oscillator
- Prior art date
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ローパスフィルタによるＩ信号と反転信号In
vertＩ、およびＱ信号と反転信号InvertＱの立ち上が
り、立ち下がりの時間差によって生じるスプリアスを低
減する。 【構成】 ベースバンド信号を直交変調変調することに
よって形成されるＩおよびＱ信号が入力されるローパス
フィルタ２、６と、このローパスフィルタから出力され
る信号とＩおよびＱ信号の反転信号InvertＩおよびInve
rtＱが入力される差動増幅器３、７と、差動増幅器の出
力を送信スロットに合わせて所定の時間間隔で出力させ
るための制御信号を発生する第１制御信号発生器１７
と、第１制御信号発生器によって発生される制御信号の
立ち上がりよりわずかの時間遅れて立ち上がるとともに
制御信号の立ち下がりと同じタイミングで立ち下がる第
２の制御信号を発生する第２制御信号発生器２０と、第
２制御信号に基ずいて発振器１９の出力をスイッチング
するスイッチ１８とを有し、作動増幅器の出力と発振器
出力とを混合しアンテナより送出するよう構成する。
vertＩ、およびＱ信号と反転信号InvertＱの立ち上が
り、立ち下がりの時間差によって生じるスプリアスを低
減する。 【構成】 ベースバンド信号を直交変調変調することに
よって形成されるＩおよびＱ信号が入力されるローパス
フィルタ２、６と、このローパスフィルタから出力され
る信号とＩおよびＱ信号の反転信号InvertＩおよびInve
rtＱが入力される差動増幅器３、７と、差動増幅器の出
力を送信スロットに合わせて所定の時間間隔で出力させ
るための制御信号を発生する第１制御信号発生器１７
と、第１制御信号発生器によって発生される制御信号の
立ち上がりよりわずかの時間遅れて立ち上がるとともに
制御信号の立ち下がりと同じタイミングで立ち下がる第
２の制御信号を発生する第２制御信号発生器２０と、第
２制御信号に基ずいて発振器１９の出力をスイッチング
するスイッチ１８とを有し、作動増幅器の出力と発振器
出力とを混合しアンテナより送出するよう構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル方式の移動
体無線に用いられる変調方式の一つである、π／４シフ
トＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying）方式の変
調回路に関するものである。
体無線に用いられる変調方式の一つである、π／４シフ
トＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying）方式の変
調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル方式の移動体無線通信機の規
格は、国内ではＲＣＲ−２７Ｂで規定されており、その
主な特徴にＴＤＭＡ(Time Division Multiple Access)
方式、π／４シフトＱＰＳＫ方式がある。送信時に、音
声信号はＡ／Ｄコンバータでディジタル信号に変換され
た後、ＶＳＥＬＰ、チャンネルコーデック、ルートナイ
キスト処理が行われ、Ｄ／Ａコンバータを経て直交信号
Ｉ、Ｑ信号として無線回路ブロックに入力される。この
ため、Ｉ、Ｑ信号にはディジタルのクロック成分に依存
する高調波成分が多量に含まれており、このままではＳ
ＴＤ−２７Ｂの帯域内外のスプリアス特性を満足するこ
とができない。そこで位相特性への影響の少ないベッセ
ルタイプのローパスフィルタで高調波成分を低減する必
要がある。
格は、国内ではＲＣＲ−２７Ｂで規定されており、その
主な特徴にＴＤＭＡ(Time Division Multiple Access)
方式、π／４シフトＱＰＳＫ方式がある。送信時に、音
声信号はＡ／Ｄコンバータでディジタル信号に変換され
た後、ＶＳＥＬＰ、チャンネルコーデック、ルートナイ
キスト処理が行われ、Ｄ／Ａコンバータを経て直交信号
Ｉ、Ｑ信号として無線回路ブロックに入力される。この
ため、Ｉ、Ｑ信号にはディジタルのクロック成分に依存
する高調波成分が多量に含まれており、このままではＳ
ＴＤ−２７Ｂの帯域内外のスプリアス特性を満足するこ
とができない。そこで位相特性への影響の少ないベッセ
ルタイプのローパスフィルタで高調波成分を低減する必
要がある。
【０００３】このローパスフィルタを含めて直交信号
Ｉ、Ｑが入力してから無線通信機の出力までの従来ブロ
ック回路例を図３に示す。
Ｉ、Ｑが入力してから無線通信機の出力までの従来ブロ
ック回路例を図３に示す。
【０００４】直交信号Ｉ、Ｑはそれぞれ、バッファーア
ンプ１、５、ローパスフィルタ２、６を通過し、差動増
幅器３、７で増幅され、信号Ｖ１、Ｖ２となる。信号Ｖ
１は第１発振器９の出力とミキサー４で混合され、ま
た、信号Ｖ２は第１発振器９の出力を９０deg位相遅延
したものとミキサー８で混合されることで、それぞれ中
間周波数に周波数変換される。
ンプ１、５、ローパスフィルタ２、６を通過し、差動増
幅器３、７で増幅され、信号Ｖ１、Ｖ２となる。信号Ｖ
１は第１発振器９の出力とミキサー４で混合され、ま
た、信号Ｖ２は第１発振器９の出力を９０deg位相遅延
したものとミキサー８で混合されることで、それぞれ中
間周波数に周波数変換される。
【０００５】さらに、変換された両信号は加算器１１で
加算され、信号Ｖ３として出力される。信号Ｖ３は、第
２発振器１９の出力と混合器１２で混合され、送信周波
数帯に変換さた信号Ｖ４となり、さらに増幅器１３、バ
ンドパスフィルタ１４、増幅器１５を通過し、アンテナ
に送出される。
加算され、信号Ｖ３として出力される。信号Ｖ３は、第
２発振器１９の出力と混合器１２で混合され、送信周波
数帯に変換さた信号Ｖ４となり、さらに増幅器１３、バ
ンドパスフィルタ１４、増幅器１５を通過し、アンテナ
に送出される。
【０００６】一方、ＴＤＭＡ方式では、時分割して送受
信するため、送信側である変調出力信号は、第１制御信
号発生回路１７によって発生された制御信号で、ＲＦス
イッチ１８をＯＮ／ＯＦＦし、制御する。この動作を図
４のタイミングチャートとともに説明する。
信するため、送信側である変調出力信号は、第１制御信
号発生回路１７によって発生された制御信号で、ＲＦス
イッチ１８をＯＮ／ＯＦＦし、制御する。この動作を図
４のタイミングチャートとともに説明する。
【０００７】同図（ａ）は、第１制御信号発生器１７か
ら発生される信号である。上述の規格ＲＣＲ−２７Ｂで
は、４０ｍＳｅｃのフレームを６のスロットに分割し、
この６スロットを３つの通信チャンネルで送受信を行う
よう決められている。従って、信号Ｖｃ１は送信スロッ
トに合わせて４０ｍＳｅｃの周期で発生される。
ら発生される信号である。上述の規格ＲＣＲ−２７Ｂで
は、４０ｍＳｅｃのフレームを６のスロットに分割し、
この６スロットを３つの通信チャンネルで送受信を行う
よう決められている。従って、信号Ｖｃ１は送信スロッ
トに合わせて４０ｍＳｅｃの周期で発生される。
【０００８】直交信号Ｉ、Ｑは、第１制御信号発生器１
７で発生した信号Ｖｃ１により＋５Ｖを電源スイッチ部
１６でスイッチングされた電圧Ｖｓを、抵抗Ｒ１、Ｒ２
でＶｓ／２になるようＤＣバイアスされる、その後バッ
ファーアンプ１、ローパスフィルタ２を通過する事で時
間的遅れを生じ、差動増幅器３の非反転入力ＶＩに入力
される。一方、反転入力invertＶＩには、Ｖｓを抵抗Ｒ
５、Ｒ６でＶｓ／２になるようＤＣバイアスされる。
７で発生した信号Ｖｃ１により＋５Ｖを電源スイッチ部
１６でスイッチングされた電圧Ｖｓを、抵抗Ｒ１、Ｒ２
でＶｓ／２になるようＤＣバイアスされる、その後バッ
ファーアンプ１、ローパスフィルタ２を通過する事で時
間的遅れを生じ、差動増幅器３の非反転入力ＶＩに入力
される。一方、反転入力invertＶＩには、Ｖｓを抵抗Ｒ
５、Ｒ６でＶｓ／２になるようＤＣバイアスされる。
【０００９】この時のＩ、ＶＩ、invertＶＩのタイミン
グチャートをそれぞれ図４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示
す。斜線部はディジタルデータを示す。また、Ｑ信号に
ついても同様になる。
グチャートをそれぞれ図４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示
す。斜線部はディジタルデータを示す。また、Ｑ信号に
ついても同様になる。
【００１０】ところで、このように構成される従来技術
においては、差動増幅器３、７の出力は、２入力間の差
成分を出力するため、出力信号の波形は図４（ｅ）の様
になる。すなわち、変調信号には立ち上がり、立ち下が
り時に本来の信号とは関係のない信号Ｎが出力されるこ
とになる。図５は、このような従来技術の、周波数と出
力レベルの関係を示したものであるが、この不要信号Ｎ
により、本来曲線Ｌ１で示すような特性が曲線Ｌ２に示
すようになり、この結果、斜線で示す部分が送信帯域外
へのスプリアス妨害を発生させ、送信特性を劣化させる
要因となるという問題点があった。
においては、差動増幅器３、７の出力は、２入力間の差
成分を出力するため、出力信号の波形は図４（ｅ）の様
になる。すなわち、変調信号には立ち上がり、立ち下が
り時に本来の信号とは関係のない信号Ｎが出力されるこ
とになる。図５は、このような従来技術の、周波数と出
力レベルの関係を示したものであるが、この不要信号Ｎ
により、本来曲線Ｌ１で示すような特性が曲線Ｌ２に示
すようになり、この結果、斜線で示す部分が送信帯域外
へのスプリアス妨害を発生させ、送信特性を劣化させる
要因となるという問題点があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術の問題
点を解決する手段としては、差動アンプの反転入力前段
部にも非反転入力前段部と同特性の遅延時間を持ったア
ンプ、ローパスフィルタ、もしくは同等の遅延特性をも
つ素子を追加することで、差動増幅器３の２入力間の時
間差をなくすことで出力信号のスプリアスを低減するが
方法がある。しかし、この方法では、部品点数が増加す
るとともに、遅延素子の遅延特性の微妙な差の違いによ
り、完全にスプリアスを除去できない欠点がある。
点を解決する手段としては、差動アンプの反転入力前段
部にも非反転入力前段部と同特性の遅延時間を持ったア
ンプ、ローパスフィルタ、もしくは同等の遅延特性をも
つ素子を追加することで、差動増幅器３の２入力間の時
間差をなくすことで出力信号のスプリアスを低減するが
方法がある。しかし、この方法では、部品点数が増加す
るとともに、遅延素子の遅延特性の微妙な差の違いによ
り、完全にスプリアスを除去できない欠点がある。
【００１２】本発明は、極めて簡単な構成でこの問題点
を改善するものである。
を改善するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上述の従来技術の問題点
を改善するため、本発明はベースバンド信号を直交変調
変調することによって形成されるＩおよびＱ信号が入力
されるローパスフィルタと、該ローパスフィルタから出
力される信号とＩおよびＱ信号の反転信号InvertＩおよ
びInvertＱが入力される差動増幅器と、該差動増幅器の
出力を送信スロットに合わせて所定の時間間隔で出力さ
せるための制御信号を発生する制御信号発生器と、前記
作動増幅器の出力と発振器出力とを混合しアンテナより
送出するよう構成されたπ／４シフトＱＰＳＫ方式の変
調回路において、前記制御信号発生器によって発生され
る制御信号の立ち上がりよりわずかの時間遅れて立ち上
がるとともに前記制御信号の立ち下がりと同じタイミン
グで立ち下がる第２の制御信号を発生する第２制御信号
発生器と、該第２制御信号に基ずいて前記発振器の出力
をスイッチングするスイッチとを有することを特徴とす
るものである。
を改善するため、本発明はベースバンド信号を直交変調
変調することによって形成されるＩおよびＱ信号が入力
されるローパスフィルタと、該ローパスフィルタから出
力される信号とＩおよびＱ信号の反転信号InvertＩおよ
びInvertＱが入力される差動増幅器と、該差動増幅器の
出力を送信スロットに合わせて所定の時間間隔で出力さ
せるための制御信号を発生する制御信号発生器と、前記
作動増幅器の出力と発振器出力とを混合しアンテナより
送出するよう構成されたπ／４シフトＱＰＳＫ方式の変
調回路において、前記制御信号発生器によって発生され
る制御信号の立ち上がりよりわずかの時間遅れて立ち上
がるとともに前記制御信号の立ち下がりと同じタイミン
グで立ち下がる第２の制御信号を発生する第２制御信号
発生器と、該第２制御信号に基ずいて前記発振器の出力
をスイッチングするスイッチとを有することを特徴とす
るものである。
【００１４】
【作用】第２の制御信号に基づいて作動増幅器の出力と
発振器出力との混合が制御され、ローパスフィルタによ
るＩ信号と反転信号InvertＩ、およびＱ信号と反転信号
InvertＱの立ち上がり、立ち下がりの時間差によって生
じるスプリアスが低減される。
発振器出力との混合が制御され、ローパスフィルタによ
るＩ信号と反転信号InvertＩ、およびＱ信号と反転信号
InvertＱの立ち上がり、立ち下がりの時間差によって生
じるスプリアスが低減される。
【００１５】
【実施例】以下、本発明による実施例を説明する。図１
は本発明によるπ／４シフトＱＰＳＫ変調回路のブロッ
ク図を示したものであり、図３の従来技術と同一の構成
には同一の図番を付し説明を省略する。
は本発明によるπ／４シフトＱＰＳＫ変調回路のブロッ
ク図を示したものであり、図３の従来技術と同一の構成
には同一の図番を付し説明を省略する。
【００１６】本発明によるπ／４シフトＱＰＳＫ変調回
路の最も特徴とするところは、第１制御信号発生器１７
によって発生される制御信号Ｖｃ１に基づいて、第２の
制御信号Ｖｃ２を発生する第２制御信号発生器２０を付
加した点にある。
路の最も特徴とするところは、第１制御信号発生器１７
によって発生される制御信号Ｖｃ１に基づいて、第２の
制御信号Ｖｃ２を発生する第２制御信号発生器２０を付
加した点にある。
【００１７】次に図２のタイミングチャートに基づいて
本発明の動作を説明する。図２は図１における各部のタ
イミングチャートを示したものである。図１の実施例に
おいて、Ｖ３の出力信号まで（タイミングチャート図２
（ａ）から（ｅ））は従来技術と同じである。図１の第
１制御信号発生器１７でのＯＮ／ＯＦＦの立ち上がり、
立ち下がり時におけるバッファーアンプ１、５、ローパ
スフィルタ２、６での遅延時間はほぼ一定であることか
ら、本発明の実施例では図１に示すように、第２制御信
号発生器２０を付加し、差動増幅器３、７の入力間の時
間差を考慮した制御信号を第１制御信号発生回路１７に
基づいて作成しその出力Ｖｃ２とする。すなわち、第２
制御信号Ｖｃ２は第１制御信号Ｖｃ１の立ち上がりより
僅かの時間遅れて立ち上がるとともに、同じタイミング
で立ち下がるような信号である。
本発明の動作を説明する。図２は図１における各部のタ
イミングチャートを示したものである。図１の実施例に
おいて、Ｖ３の出力信号まで（タイミングチャート図２
（ａ）から（ｅ））は従来技術と同じである。図１の第
１制御信号発生器１７でのＯＮ／ＯＦＦの立ち上がり、
立ち下がり時におけるバッファーアンプ１、５、ローパ
スフィルタ２、６での遅延時間はほぼ一定であることか
ら、本発明の実施例では図１に示すように、第２制御信
号発生器２０を付加し、差動増幅器３、７の入力間の時
間差を考慮した制御信号を第１制御信号発生回路１７に
基づいて作成しその出力Ｖｃ２とする。すなわち、第２
制御信号Ｖｃ２は第１制御信号Ｖｃ１の立ち上がりより
僅かの時間遅れて立ち上がるとともに、同じタイミング
で立ち下がるような信号である。
【００１８】制御信号Ｖｃ２のタイミングチャートを図
２（ｆ）に示す。図１で、変調後の信号Ｖ３は第２発振
器１９の出力とミキサー１２で混合され出力する。ここ
で第２制御信号発生器２０の出力信号Ｖｃ２で、第２発
振器１９の出力をＲＦスイッチ１８で制御する。この
時、ミキサー１２は２入力の内、１つの入力がないとき
Ｖ４には出力されないので、出力信号は制御信号Ｖｃ２
のＯＮする時間内でしか出力されない。ここで、送信時
の変調信号は、差動アンプ３、７の立ち上がり時立ち下
がり時における不要信号が削除された信号が出力され
る。図２の（ｆ）に第２制御信号発生器２０の出力信号
Ｖｃ２、（ｇ）に変調された出力送信信号Ｖ４、Ｖ５の
タイミングチャートを示す。このように、変調信号に不
要な信号が重畳されることはない。
２（ｆ）に示す。図１で、変調後の信号Ｖ３は第２発振
器１９の出力とミキサー１２で混合され出力する。ここ
で第２制御信号発生器２０の出力信号Ｖｃ２で、第２発
振器１９の出力をＲＦスイッチ１８で制御する。この
時、ミキサー１２は２入力の内、１つの入力がないとき
Ｖ４には出力されないので、出力信号は制御信号Ｖｃ２
のＯＮする時間内でしか出力されない。ここで、送信時
の変調信号は、差動アンプ３、７の立ち上がり時立ち下
がり時における不要信号が削除された信号が出力され
る。図２の（ｆ）に第２制御信号発生器２０の出力信号
Ｖｃ２、（ｇ）に変調された出力送信信号Ｖ４、Ｖ５の
タイミングチャートを示す。このように、変調信号に不
要な信号が重畳されることはない。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によればデ
ィジタル方式無線通信機の送信時の信号の立ち上がり、
立ち下がり時における送信帯域外の発生するスプリアス
を低減する事ができる。
ィジタル方式無線通信機の送信時の信号の立ち上がり、
立ち下がり時における送信帯域外の発生するスプリアス
を低減する事ができる。
【図１】本発明の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の動作を説明するためのタイミングチャ
ートである。
ートである。
【図３】従来技術を示す回路図である。
【図４】従来技術の動作を説明するためのタイミングチ
ャートである。
ャートである。
【図５】従来技術の周波数と出力レベルの関係を示すグ
ラフである。
ラフである。
２、６ ローパスフィルタ ３、７ 作動増幅器 １２ 混合器 １７ 第１制御信号発生器 １８ ＲＦスイッチ １９ 発振器 ２０ 第２制御信号発生器
Claims (1)
- 【請求項１】 ベースバンド信号を直交変調変調するこ
とによって形成されるＩおよびＱ信号が入力されるロー
パスフィルタと、該ローパスフィルタから出力される信
号とＩおよびＱ信号の反転信号InvertＩおよびInvertＱ
が入力される差動増幅器と、該差動増幅器の出力を送信
スロットに合わせて所定の時間間隔で出力させるための
制御信号を発生する制御信号発生器と、前記作動増幅器
の出力と発振器出力とを混合しアンテナより送出するよ
う構成されたπ／４シフトＱＰＳＫ方式の変調回路にお
いて、前記制御信号発生器によって発生される制御信号
の立ち上がりよりわずかの時間遅れて立ち上がるととも
に前記制御信号の立ち下がりと同じタイミングで立ち下
がる第２の制御信号を発生する第２制御信号発生器と、
該第２制御信号に基ずいて前記発信器の出力をスイッチ
ングするスイッチとを有することを特徴とするπ／４シ
フトＱＰＳＫ方式の変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16786993A JPH0730597A (ja) | 1993-07-07 | 1993-07-07 | π／４シフトＱＰＳＫ変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16786993A JPH0730597A (ja) | 1993-07-07 | 1993-07-07 | π／４シフトＱＰＳＫ変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0730597A true JPH0730597A (ja) | 1995-01-31 |
Family
ID=15857596
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16786993A Pending JPH0730597A (ja) | 1993-07-07 | 1993-07-07 | π／４シフトＱＰＳＫ変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0730597A (ja) |
-
1993
- 1993-07-07 JP JP16786993A patent/JPH0730597A/ja active Pending
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