JPH07298671A - Driving gear for brushless motor - Google Patents

Driving gear for brushless motor

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JPH07298671A
JPH07298671A JP6081465A JP8146594A JPH07298671A JP H07298671 A JPH07298671 A JP H07298671A JP 6081465 A JP6081465 A JP 6081465A JP 8146594 A JP8146594 A JP 8146594A JP H07298671 A JPH07298671 A JP H07298671A
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JP
Japan
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brushless motor
drive signal
output
signal
speed
Prior art date
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Withdrawn
Application number
JP6081465A
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Japanese (ja)
Inventor
Yoshiyuki Yokomachi
嘉之 横町
Kazutaka Abe
和孝 安部
Taizo Sasada
泰三 笹田
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Sharp Corp
Original Assignee
Sharp Corp
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Publication date
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Abstract

PURPOSE:To precisely rotate and control a brushless motor during low-speed rotation and maximize the rotational torque and number of rotations thereof during high-speed rotation. CONSTITUTION:Fed with the output of Hall elements 84-86, a driving signal generating circuit 8 outputs low-speed driving signals the amplitude of which falls within the linear region of amplifier circuits 27-29, and high-speed driving signals that of which extends to the saturated region of the same amplifier circuits 27-29. A driving signal switching circuit 50 passes, through the amplifier circuits 27-29, low-speed driving signals during low-speed rotation and high-speed driving signals during high-speed rotation. The amplifier circuits 27-29 amplify the lowor high-speed driving signals, and apply them to the coils Cu, Cv, Cw of a motor 70.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】この発明はブラシレスモータの駆
動装置に関し、特に、ブラシレスモータを低速回転また
は高速回転に切換えて駆動させるブラシレスモータの駆
動装置に関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a brushless motor drive device, and more particularly to a brushless motor drive device for driving a brushless motor by switching between low speed rotation and high speed rotation.

【0002】[0002]

【従来の技術】従来より、携帯用VTRムービにおいて
は、VTR用テープを巻取るための駆動源としてのブラ
シレスモータと、このブラシレスモータを駆動するため
の駆動装置が内蔵されている。駆動装置は、互いに位相
が異なる複数の駆動信号を生成するための駆動信号生成
回路と、各駆動信号を増幅してモータの各コイルに出力
する増幅回路とを含む。
2. Description of the Related Art Conventionally, a portable VTR movie has a built-in brushless motor as a drive source for winding a VTR tape and a drive device for driving the brushless motor. The drive device includes a drive signal generation circuit for generating a plurality of drive signals having mutually different phases, and an amplification circuit for amplifying each drive signal and outputting it to each coil of the motor.

【0003】一般に、ブラシレスモータの駆動信号とし
ては矩形波信号が用いられるが、それではモータが間欠
的に駆動され、騒音(唸り)が発生する。そこで、携帯
用VTRムービにおいては、矩形波信号の立上がりおよ
び立下がりを鈍らせたいわゆるソフトスイッチング信号
を用いてモータを滑らかに駆動させ、騒音の発生を防止
している。もっとも、ソフトスイッチング信号を用いた
場合、同じ波高値の矩形波信号を用いた場合よりもモー
タの回転トルクが低下し、このため回転数が低下する。
Generally, a rectangular wave signal is used as a drive signal for a brushless motor, but this causes the motor to be driven intermittently, producing noise (groaning). Therefore, in the portable VTR movie, the so-called soft switching signal in which the rising and falling edges of the rectangular wave signal are blunted is used to smoothly drive the motor to prevent noise. However, when the soft switching signal is used, the rotation torque of the motor is lower than when the rectangular wave signal having the same crest value is used, and thus the rotation speed is reduced.

【0004】また、携帯用VTRムービにおいては、モ
ードの切換えに伴うテープの巻取速度の切換えは、ソフ
トスイッチング信号の波高値を切換えることによって行
なわれている。たとえば記録モードや再生モードでは信
号の波高値を低くしてモータのトルクおよび回転速度を
低くし、テープの巻取速度を低速にしている。また、巻
戻しモードや早送りモードでは信号の波高値を高くして
モータのトルクおよび回転速度を大きくし、テープの巻
取速度を高速にしている。
Further, in the portable VTR movie, the tape winding speed is switched in accordance with the mode switching by switching the peak value of the soft switching signal. For example, in the recording mode and the reproducing mode, the peak value of the signal is lowered to lower the torque and rotation speed of the motor, and the winding speed of the tape is slowed. In the rewinding mode and the fast-forwarding mode, the peak value of the signal is increased to increase the torque and rotation speed of the motor to increase the winding speed of the tape.

【0005】[0005]

【発明が解決しようとする課題】このような携帯用VT
Rムービの開発においては、装置の小型軽量化が重要な
課題となっているが、この課題達成のためには装置本体
はもちろんのこと装置に内蔵する電池を小型軽量化する
必要がある。このため装置の低消費電力化と電池の小容
量化が並行して進められている。また、鉛電池をリチウ
ム電池に置換することも検討されている。
[Problems to be Solved by the Invention] Such a portable VT
In the development of the R movie, it is an important issue to reduce the size and weight of the device. To achieve this issue, it is necessary to reduce the size and weight of the battery not only in the device itself but also in the device. For this reason, the reduction of power consumption of the device and the reduction of the capacity of the battery are being carried out in parallel. Also, replacement of the lead battery with a lithium battery is under consideration.

【0006】しかし、鉛電池をリチウム電池に置換する
と、電源電圧が6Vから4Vに低下するので、従来の駆
動装置をそのまま用いたのではモータコイルへの印加電
圧が低下し、モータのトルクおよび回転数が低下してし
まう。
However, when the lead battery is replaced with a lithium battery, the power supply voltage drops from 6V to 4V. Therefore, if the conventional driving device is used as it is, the voltage applied to the motor coil is lowered, and the torque and rotation of the motor are reduced. The number will decrease.

【0007】記録モードや再生モードのようにモータを
低速回転させる場合は電源電圧よりも十分に小さな電圧
でモータを駆動させていたので対応可能であるが、巻戻
しモードや早送りモードのようにモータを高速回転させ
る場合は元々電源電圧に近い大きな電圧でモータを駆動
させていたので、電源電圧が低下するとその分だけモー
タの回転トルクおよび回転数が低下してしまう。
When the motor is rotated at a low speed such as the recording mode or the reproduction mode, the motor is driven at a voltage sufficiently smaller than the power supply voltage, and therefore it is possible to cope with it. When the motor is rotated at a high speed, the motor is originally driven with a large voltage close to the power supply voltage. Therefore, if the power supply voltage decreases, the rotational torque and the rotational speed of the motor decrease correspondingly.

【0008】それゆえに、この発明の主たる目的は、低
速回転時にはブラシレスモータを精密に回転制御でき、
高速回転時にはブラシレスモータの回転トルクおよび回
転数を最大にすることができるブラシレスモータの駆動
装置を提供することである。
Therefore, the main object of the present invention is to precisely control the rotation of a brushless motor at low speed rotation,
It is an object of the present invention to provide a brushless motor drive device capable of maximizing the rotational torque and the rotational speed of the brushless motor during high-speed rotation.

【0009】[0009]

【課題を解決するための手段】この発明のブラシレスモ
ータの駆動装置は、ブラシレスモータを低速回転または
高速回転に切換えて駆動させるブラシレスモータの駆動
装置において、低速回転時にはその波高値が所定のしき
い値よりも小さな低速駆動信号を出力し、高速回転時に
はその波高値が前記しきい値よりも大きな高速駆動信号
を出力する駆動信号生成回路と、その入力が前記しきい
値よりも小さい場合は入力の変化に対して出力が線形に
変化し、その入力が前記しきい値よりも大きい場合は入
力の変化に対して出力が飽和する特性を有し、前記駆動
信号生成回路から出力された低速駆動信号または高速駆
動信号を増幅して前記ブラシレスモータのコイルに出力
する増幅回路とを含むことを特徴としている。
A brushless motor drive apparatus of the present invention is a brushless motor drive apparatus which drives a brushless motor by switching between low speed rotation and high speed rotation, and at a low speed rotation, the peak value thereof is a predetermined threshold value. Drive signal generation circuit that outputs a low speed drive signal smaller than the threshold value and outputs a high speed drive signal whose peak value is higher than the threshold value at high speed rotation, and an input when the input is smaller than the threshold value The output changes linearly with respect to the change in the output, and when the input is larger than the threshold value, the output saturates with respect to the change in the input, and the low-speed drive output from the drive signal generation circuit. And an amplifier circuit for amplifying a signal or a high-speed drive signal and outputting the amplified signal to the coil of the brushless motor.

【0010】また、前記増幅回路は、その第1の電極が
前記ブラシレスモータのコイルの一端に接続され、その
第2の電極が該コイルに電流を供給するための電源の出
力端に接続されるトランジスタと、前記ブラシレスモー
タのコイルの一端の電位が前記駆動信号生成回路の出力
端の電位と一致するように前記トランジスタを制御する
演算増幅器とを含むこととしてもよい。
Further, in the amplifier circuit, a first electrode thereof is connected to one end of a coil of the brushless motor, and a second electrode thereof is connected to an output end of a power source for supplying a current to the coil. A transistor and an operational amplifier that controls the transistor so that the potential at one end of the coil of the brushless motor matches the potential at the output end of the drive signal generation circuit may be included.

【0011】また、さらに前記高速回転時に前記ブラシ
レスモータの回転に同期して前記増幅回路を能動化およ
び非能動化させる制御回路を含むこととしてもよい。
Further, a control circuit for activating and deactivating the amplifier circuit in synchronization with the rotation of the brushless motor during the high speed rotation may be further included.

【0012】また、前記ブラシレスモータは、回転磁界
を発生するための複数のコイルと、前記複数のコイルに
対向して異なる磁極が交互に配置された磁石と、前記各
コイルに対応して設けられ、前記磁石からの磁界の変化
を検知するための複数の磁界検知手段とを含み、前記駆
動信号生成回路は、前記複数の磁界検知手段の検知出力
を演算して互いに位相が異なる複数の波形信号を生成す
る波形信号生成手段と、前記波形信号生成手段から出力
された各波形信号の波高値を前記しきい値よりも小さく
設定し、前記低速駆動信号として出力する低速駆動信号
生成手段と、前記複数の磁界検知手段の検知出力を論理
演算してその波高値が前記しきい値よりも大きな前記高
速駆動信号を出力する高速駆動信号生成手段とを含むこ
ととしてもよい。
The brushless motor is provided with a plurality of coils for generating a rotating magnetic field, a magnet in which different magnetic poles are alternately arranged facing the plurality of coils, and corresponding to each of the coils. A plurality of magnetic field detection means for detecting a change in the magnetic field from the magnet, wherein the drive signal generation circuit calculates a detection output of the plurality of magnetic field detection means and outputs a plurality of waveform signals having different phases. And a low-speed drive signal generation unit that sets the peak value of each waveform signal output from the waveform signal generation unit to be smaller than the threshold value and outputs the low-speed drive signal as the low-speed drive signal, It is also possible to include a high speed drive signal generation means for logically operating the detection outputs of the plurality of magnetic field detection means and outputting the high speed drive signal whose peak value is larger than the threshold value.

【0013】[0013]

【作用】この発明のブラシレスモータの駆動装置にあっ
ては、低速回転時には、増幅回路を線形領域で使用する
ので、低速駆動信号を線形に増幅してモータのコイルに
印加することができ、モータを精密に制御することがで
きる。たとえば、低速駆動信号をソフトスイッチング信
号にすれば、モータ駆動時の騒音を低減できる。
In the brushless motor drive device of the present invention, since the amplifier circuit is used in the linear region during low speed rotation, the low speed drive signal can be linearly amplified and applied to the motor coil. Can be precisely controlled. For example, if the low speed drive signal is a soft switching signal, noise when driving the motor can be reduced.

【0014】また、高速回転時には、増幅回路を飽和領
域で使用するので、増幅回路の出力を最大にすることが
でき、モータの回転トルクおよび回転数を最大にするこ
とができる。
Further, since the amplifier circuit is used in the saturation region during high speed rotation, the output of the amplifier circuit can be maximized, and the rotation torque and rotation speed of the motor can be maximized.

【0015】また、増幅回路をトランジスタおよび演算
増幅器を含む負帰還増幅回路とすれば、トランジスタの
特性にばらつきがあっても、そのばらつきを演算増幅器
で補償することができ、モータを一層精密に制御するこ
とができる。
Further, if the amplifier circuit is a negative feedback amplifier circuit including a transistor and an operational amplifier, even if there is a variation in the characteristics of the transistor, the variation can be compensated for by the operational amplifier, and the motor can be controlled more precisely. can do.

【0016】また、高速回転時にモータの回転に同期し
て増幅回路を能動化および非能動化させる制御回路を設
ければ、モータのコイルに矩形波電圧を印加することが
でき、高速回転時におけるモータの回転数を一層増大さ
せることができる。
Further, if a control circuit that activates and deactivates the amplifier circuit in synchronization with the rotation of the motor at high speed rotation is provided, a rectangular wave voltage can be applied to the coil of the motor, and at the time of high speed rotation. The rotation speed of the motor can be further increased.

【0017】また、ブラシレスモータの駆動に伴う磁界
の変化を検知するための複数の磁界検知手段を設け、そ
れらの検知出力を演算して複数の波形信号を生成し、各
波形信号の波高値をしきい値よりも小さく設定すれば、
複数の低速駆動信号を容易に生成できる。また、複数の
磁界検知手段の出力の各々を論理信号に変換し、所定の
論理演算を行なえば、複数の高速駆動信号を容易に生成
できる。
Further, a plurality of magnetic field detecting means for detecting the change of the magnetic field due to the driving of the brushless motor is provided, the detection outputs of these are calculated to generate a plurality of waveform signals, and the peak value of each waveform signal is calculated. If you set it smaller than the threshold,
A plurality of low speed drive signals can be easily generated. Further, by converting each of the outputs of the plurality of magnetic field detecting means into a logic signal and performing a predetermined logic operation, a plurality of high speed drive signals can be easily generated.

【0018】[0018]

【実施例】実施例を説明する前に、まず、この発明の原
理について説明する。今、図13に示すようにNPNト
ランジスタ100のベースに入力電圧Vinを入力し、
そのコレクタに電源電圧Vcを印加し、そのエミッタを
負荷抵抗101を介して接地するとともに、そのエミッ
タから出力電圧Voutを取出すものとする。
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Before describing the embodiments, the principle of the present invention will be described first. Now, as shown in FIG. 13, the input voltage Vin is input to the base of the NPN transistor 100,
The power supply voltage Vc is applied to the collector, the emitter is grounded through the load resistor 101, and the output voltage Vout is taken out from the emitter.

【0019】図14はこのように接続されたトランジス
タ100の増幅特性を示す図である。入力電圧が所定の
しきい値Vthよりも小さい場合は入力電圧Vinの増
加に応じて出力電圧Voutが線形に増加し(この領域
を線形領域という。)、入力電圧Vinがしきい値Vt
hよりも大きい場合は出力電圧Voutが飽和し電源電
圧Vcに略等しくなる(この領域を飽和領域とい
う。)。
FIG. 14 is a diagram showing the amplification characteristics of the transistor 100 thus connected. When the input voltage is smaller than the predetermined threshold value Vth, the output voltage Vout linearly increases in accordance with the increase of the input voltage Vin (this area is called a linear area), and the input voltage Vin is the threshold value Vt.
When it is larger than h, the output voltage Vout is saturated and becomes substantially equal to the power supply voltage Vc (this region is called a saturation region).

【0020】トランジスタ100のベースにその振幅が
図14の線形領域内に収まる信号vinを入力した場
合、入力信号vinと同じ波形の出力信号voutを得
ることができるが、電源電圧Vcをトランジスタ100
と負荷抵抗101で分圧することとなり、トランジスタ
100における電圧降下が大きくなる。
When a signal vin whose amplitude falls within the linear region of FIG. 14 is input to the base of the transistor 100, an output signal vout having the same waveform as the input signal vin can be obtained, but the power supply voltage Vc is the same as that of the transistor 100.
Then, the voltage is divided by the load resistor 101, and the voltage drop in the transistor 100 increases.

【0021】トランジスタ100のベースにその振幅が
図14の飽和領域に及ぶ信号vinを入力した場合、入
力信号vinが飽和領域に及んだ部分において出力信号
voutが一定値(略電源電圧Vcに等しい値)にな
り、入力信号vinと同じ波形の出力信号voutを得
ることができなくなる。しかし、飽和領域においてはト
ランジスタ100における電圧降下が最小になる。
When the signal vin whose amplitude reaches the saturation region of FIG. 14 is input to the base of the transistor 100, the output signal vout is a constant value (approximately equal to the power supply voltage Vc) in the portion where the input signal vin reaches the saturation region. Value), and the output signal vout having the same waveform as the input signal vin cannot be obtained. However, in the saturated region, the voltage drop across transistor 100 is minimal.

【0022】NPNトランジスタ100の代わりにPN
Pトランジスタを用いた場合、各電圧の符号が正から負
になるだけで同様になる。
PN instead of NPN transistor 100
When the P-transistor is used, the same applies except that the sign of each voltage changes from positive to negative.

【0023】そこで、本発明においては、低速回転時に
おいてはその振幅が線形領域内に収まる駆動信号をトラ
ンジスタで増幅してモータのコイル(負荷抵抗101に
相当する。)に出力し、高速回転時においてはその振幅
が飽和領域に及ぶ駆動信号をトランジスタで増幅してモ
ータのコイルに出力することとした。
Therefore, in the present invention, at low speed rotation, a drive signal whose amplitude falls within a linear region is amplified by a transistor and output to a motor coil (corresponding to the load resistor 101), and at high speed rotation. In the above, the drive signal whose amplitude reaches the saturation region is amplified by the transistor and output to the motor coil.

【0024】このようにすれば、低速回転時には駆動信
号(たとえばソフトスイッチング信号)を線形に増幅し
てモータのコイルに印加し、モータを低騒音で精密に駆
動させることができ、高速回転時には電源電圧に略等し
い電圧をモータのコイルに印加し、モータを可能な限り
大きな回転トルクおよび回転数で駆動させることができ
るからである。
With this arrangement, a drive signal (for example, a soft switching signal) is linearly amplified at the time of low speed rotation and applied to the coil of the motor, so that the motor can be accurately driven with low noise, and the power source is supplied at the time of high speed rotation. This is because a voltage substantially equal to the voltage can be applied to the coil of the motor, and the motor can be driven with a rotational torque and a rotational speed that are as large as possible.

【0025】以下、図を用いてこの発明の実施例を詳述
する。 [実施例1]図1はこの発明の一実施例によるブラシレ
スモータの駆動装置の構成を示すブロック図である。図
1を参照して、このブラシレスモータの駆動装置は、速
度検出素子1、モータ回転数制御回路2、電圧制御回路
3およびドライバ回路4を含み、ブラシレスモータ70
およびモータ用電池90とともに携帯用VTRムービに
内蔵される。
Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. [Embodiment 1] FIG. 1 is a block diagram showing a structure of a brushless motor drive apparatus according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 1, this brushless motor drive device includes a speed detection element 1, a motor rotation speed control circuit 2, a voltage control circuit 3 and a driver circuit 4, and a brushless motor 70.
Also, it is built into the portable VTR movie together with the motor battery 90.

【0026】速度検出素子1は、ブラシレスモータ70
のロータの回転数を検出し、その回転数に応じた電気信
号をモータ回転数制御回路2に出力する。速度検出素子
1としては、たとえばホール素子が使用される。
The speed detecting element 1 is a brushless motor 70.
The rotation speed of the rotor is detected and an electric signal corresponding to the rotation speed is output to the motor rotation speed control circuit 2. As the speed detecting element 1, for example, a Hall element is used.

【0027】モータ回転数制御回路2は、速度検出素子
1から出力された電気信号と、設定回転数に応じて回転
数設定回路(図示せず)から出力された電気信号とを受
け、2つの電気信号の差すなわちモータの実際の回転数
と設定回転数の差に応じた制御信号を電圧制御回路3に
出力する。また、モータ回転数制御回路2は、設定回転
数が予め定められた基準回転数より大きい場合は高速側
切換信号を、設定回転数がその基準回転数より小さい場
合は低速側切換信号をドライバ回路4に出力する。
The motor rotation speed control circuit 2 receives an electric signal output from the speed detecting element 1 and an electric signal output from a rotation speed setting circuit (not shown) according to the set rotation speed, and outputs two signals. A control signal corresponding to the difference between the electric signals, that is, the difference between the actual rotation speed of the motor and the set rotation speed is output to the voltage control circuit 3. Further, the motor rotation speed control circuit 2 outputs a high speed side switching signal when the set rotation speed is higher than a predetermined reference rotation speed, and a low speed side switching signal when the set rotation speed is lower than the reference rotation speed. Output to 4.

【0028】電圧制御回路3は、モータ回転数制御回路
2から出力された制御信号と、モータ用電池90から出
力された電源電圧を受け、制御信号すなわちモータの実
際の回転数と設定回転数の差に応じたモータ駆動電圧を
ドライバ回路4に出力する。
The voltage control circuit 3 receives the control signal output from the motor rotation speed control circuit 2 and the power supply voltage output from the motor battery 90, and receives a control signal, that is, the actual rotation speed and the set rotation speed of the motor. The motor drive voltage according to the difference is output to the driver circuit 4.

【0029】ドライバ回路4は、電圧制御回路3から出
力されたモータ駆動電圧と、モータ回転数制御回路2か
ら出力された高速側切換信号または低速側切換信号を受
ける。ドライバ回路4が低速側切換信号を受けた場合、
ドライバ回路4は、モータ駆動電圧に応じた波高値のソ
フトスイッチング信号を生成し、その信号を増幅してモ
ータ70のコイルに出力する。また、ドライバ回路4が
高速側切換信号を受けた場合、ドライバ回路4は、モー
タ駆動電圧に応じた波高値の矩形波信号を生成し、その
信号を増幅してモータ70のコイルに出力する。
The driver circuit 4 receives the motor drive voltage output from the voltage control circuit 3 and the high speed side switching signal or the low speed side switching signal output from the motor rotation speed control circuit 2. When the driver circuit 4 receives the low speed side switching signal,
The driver circuit 4 generates a soft switching signal having a peak value according to the motor drive voltage, amplifies the signal, and outputs the amplified signal to the coil of the motor 70. When the driver circuit 4 receives the high speed side switching signal, the driver circuit 4 generates a rectangular wave signal having a peak value corresponding to the motor drive voltage, amplifies the signal, and outputs the amplified signal to the coil of the motor 70.

【0030】ここで、図2を参照してブラシレスモータ
70について説明する。一般にブラシレスモータには面
対向型と周対向型があるが、ここでは面対向型について
説明する。ブラシレスモータ70はロータ71とステー
タ75を備える。ロータ71は、図2(a)に示すよう
に、円盤状の支持部材72と、支持部材72の中心に設
けられた軸受73と、軸受73の周囲に環状に配置され
た複数極(図では8極)の磁石74を含む。磁石74の
N極とS極は所定の角度ピッチで交互に配置されてい
る。
Now, the brushless motor 70 will be described with reference to FIG. Generally, brushless motors include a surface-opposing type and a circumferentially-opposing type. Here, the surface-opposing type will be described. The brushless motor 70 includes a rotor 71 and a stator 75. As shown in FIG. 2A, the rotor 71 includes a disk-shaped support member 72, a bearing 73 provided at the center of the support member 72, and a plurality of poles (in the drawing, annularly arranged around the bearing 73). (8-pole) magnet 74 is included. The north poles and south poles of the magnets 74 are alternately arranged at a predetermined angular pitch.

【0031】一方、ステータ75は、図2(b)に示す
ように、円盤状の支持部材76と、支持部材76の中心
に設けられた回転軸77と、回転軸77の周囲に所定の
角度ピッチで配置された複数(図では6つ)のコイル7
8〜83と、コイル78〜83の中心にそれぞれ設けら
れた複数(この場合は3つ)のホール素子84〜86を
含む。回転軸77を挟んで対向している2つのコイル7
8と81,79と82,80と83の一端はそれぞれノ
ードNu,Nv,Nwに共通接続されており、コイル7
8〜83の他端はすべてノードNoに共通接続されてい
る。コイル対78,81;79,82;80,83は、
それぞれU相,V相,W相のコイルCu,Cv,Cwを
構成している。
On the other hand, as shown in FIG. 2B, the stator 75 has a disk-shaped supporting member 76, a rotating shaft 77 provided at the center of the supporting member 76, and a predetermined angle around the rotating shaft 77. Multiple (six in the figure) coils 7 arranged at a pitch
8 to 83, and a plurality (three in this case) of Hall elements 84 to 86 provided at the centers of the coils 78 to 83, respectively. Two coils 7 facing each other with the rotating shaft 77 in between.
One ends of 8 and 81, 79 and 82, 80 and 83 are commonly connected to the nodes Nu, Nv, and Nw, respectively.
The other ends of 8 to 83 are all commonly connected to the node No. The coil pairs 78, 81; 79, 82; 80, 83 are
The U-phase, V-phase, and W-phase coils Cu, Cv, and Cw are formed, respectively.

【0032】ステータ75の回転軸77がロータ71の
軸受73に挿入され、ステータ75のコイル78〜83
とロータ71の磁石74は所定の間隔で対向して配置さ
れる。
The rotating shaft 77 of the stator 75 is inserted into the bearing 73 of the rotor 71, and the coils 78 to 83 of the stator 75 are inserted.
And the magnet 74 of the rotor 71 are arranged to face each other at a predetermined interval.

【0033】ロータ71が一定の回転数で回転している
とき、ホール素子84〜86の出力信号Hu,Hv,H
wは、それぞれ図9(a)〜(c)に示すように、その
立上がりおよび立下がりを鈍らせたデューティ比が50
%の矩形波信号となる。信号Hu,Hv,Hwの1周期
を360°とすると、信号Hu,Hv,Hwの位相は互
いに120°ずつずれる。
When the rotor 71 is rotating at a constant rotational speed, the output signals Hu, Hv, H of the Hall elements 84 to 86 are output.
As shown in FIGS. 9A to 9C, w has a duty ratio of 50 with its rising and falling being blunted.
% Square wave signal. When one cycle of the signals Hu, Hv, Hw is 360 °, the phases of the signals Hu, Hv, Hw are shifted by 120 ° from each other.

【0034】このようなホール素子84〜86の出力信
号Hu,Hv,Hwに同期してノードNu,Nv,Nw
に所定の電圧を印加し、コイル78〜83に励磁電流I
u,Iv,Iwを流し回転磁界を発生させるのが図1で
示したドライバ回路4である。
The nodes Nu, Nv, Nw are synchronized with the output signals Hu, Hv, Hw of the Hall elements 84 to 86.
Is applied to the coils 78 to 83 to generate an exciting current I
It is the driver circuit 4 shown in FIG. 1 that flows u, Iv, and Iw to generate a rotating magnetic field.

【0035】図3はドライバ回路4の構成を示す回路ブ
ロック図である。ドライバ回路4は、切換信号入力端子
5、モータ駆動電圧入力端子6および接地端子7を含
む。切換信号入力端子5には図1で示したモータ回転数
制御回路2からの高速側切換信号または低速側切換信号
が入力され、モータ駆動電圧入力端子6には図1で示し
た電圧制御回路3からのモータ駆動電圧が入力される。
接地端子7は接地される。
FIG. 3 is a circuit block diagram showing the configuration of the driver circuit 4. The driver circuit 4 includes a switching signal input terminal 5, a motor drive voltage input terminal 6 and a ground terminal 7. The switching signal input terminal 5 receives the high speed side switching signal or the low speed side switching signal from the motor speed control circuit 2 shown in FIG. 1, and the motor drive voltage input terminal 6 receives the voltage control circuit 3 shown in FIG. The motor drive voltage from is input.
The ground terminal 7 is grounded.

【0036】また、このドライバ回路4は、駆動信号生
成回路8、駆動信号切換回路50および増幅回路27〜
29を含む。駆動信号生成回路8は、差動アンプ9〜1
1、加算アンプ12〜14、積アンプ15〜17、コン
パレータ18〜20、第1のゲート回路21〜23およ
び第2のゲート回路24〜26を含む。
The driver circuit 4 includes the drive signal generation circuit 8, the drive signal switching circuit 50 and the amplifier circuits 27 to 27.
Including 29. The drive signal generation circuit 8 includes differential amplifiers 9 to 1
1, the addition amplifiers 12 to 14, the product amplifiers 15 to 17, the comparators 18 to 20, the first gate circuits 21 to 23, and the second gate circuits 24 to 26.

【0037】差動アンプ9〜11は、それぞれホール素
子84〜86の出力信号Hu,Hv,Hwを受け、各信
号Hu,Hv,Hwと同位相で同波形の信号Hu′,H
v′,Hw′と、各信号Hu,Hv,Hwと位相が18
0°異なる反転信号/Hu′,/Hv′,/Hw′を出
力する。
The differential amplifiers 9-11 receive the output signals Hu, Hv, Hw of the Hall elements 84-86, respectively, and receive signals Hu ', H having the same phase and the same waveform as the signals Hu, Hv, Hw.
v ', Hw' and the phases of the signals Hu, Hv, Hw are 18
Inverted signals / Hu ', / Hv', / Hw 'differing by 0 ° are output.

【0038】加算アンプ12〜14は、入力された2つ
の信号を加算して出力するアンプである。加算アンプ1
2は、差動アンプ9の出力信号Hu′と差動アンプ10
の反転信号/Hv′を受け、この受けた2つの信号H
u′,/Hv′を加算して積アンプ15に出力する。
The addition amplifiers 12 to 14 are amplifiers that add two input signals and output the added signals. Summing amplifier 1
2 is the output signal Hu ′ of the differential amplifier 9 and the differential amplifier 10
Inverted signal / Hv 'of the two received signals H
u ', / Hv' are added and output to the product amplifier 15.

【0039】信号Hu′は、図4(a)に示すように、
立上がりおよび立下がりを鈍らせたデューティ比50%
の矩形波信号であり、0レベルと正レベルを持つ。信号
/Hv′は、図4(b)に示すように、立上がりおよび
立上がりを鈍らせたデューティ比50%の矩形波信号で
あり、0レベルと負レベルを持つ。信号/Hu′の立上
がりは信号/Hv′の立下がりよりも120°進んでい
る。したがって、加算アンプ12の出力信号Hu′+/
Hv′は、図4(c)に示すように、正レベル、0レベ
ルおよび負レベルの3つのレベルを持ち、信号Hu′の
立上がりに同期して0レベルから正レベルに変化し、信
号/Hvの立下がりに同期して正レベルから0レベルに
変化し、信号Hu′の立下がりに同期して0レベルから
負レベルに変化し、信号/Hv′の立上がりに同期して
負レベルから0レベルに変化するソフトスイッチング信
号となる。
The signal Hu 'is, as shown in FIG.
50% duty ratio with blunted rising and falling
Is a rectangular wave signal having a 0 level and a positive level. As shown in FIG. 4B, the signal / Hv ′ is a rectangular wave signal having a duty ratio of 50% with rising and blunting rising, and has a 0 level and a negative level. The rising edge of the signal / Hu 'leads the falling edge of the signal / Hv' by 120 °. Therefore, the output signal Hu ′ + / of the adding amplifier 12 is
As shown in FIG. 4 (c), Hv 'has three levels of positive level, 0 level and negative level, changes from 0 level to positive level in synchronization with the rise of signal Hu', and outputs signal / Hv Changes from the positive level to 0 level in synchronization with the fall of signal Hu, changes from the 0 level to negative level in synchronization with the fall of signal Hu ', and changes from the negative level to 0 level in synchronization with the rise of signal / Hv'. The soft switching signal changes to.

【0040】加算アンプ13は、差動アンプ10の出力
信号Hv′と差動アンプ11の反転信号/Hw′を受
け、2つの信号Hu′,/Hw′を加算して積アンプ1
6に出力する。加算アンプ14は、差動アンプ11の出
力信号Hw′と差動アンプ9の反転信号/Hu′を受
け、2つの信号Hw′,/Hu′を加算して積アンプ1
7に出力する。加算アンプ13,14の出力信号Hu′
+/Hw′,Hw′+/Hu′の波形は加算アンプ12
の出力信号Hu′+/Hv′と同様になる。また加算ア
ンプ12〜14の出力信号Hu′+/Hv′,Hu′+
/Hw′,Hw′+/Hu′の位相は互いに120°ず
つずれる。
The adder amplifier 13 receives the output signal Hv 'of the differential amplifier 10 and the inverted signal / Hw' of the differential amplifier 11, adds the two signals Hu 'and / Hw', and the product amplifier 1
Output to 6. The summing amplifier 14 receives the output signal Hw ′ of the differential amplifier 11 and the inverted signal / Hu ′ of the differential amplifier 9 and adds the two signals Hw ′ and / Hu ′ to the product amplifier 1
Output to 7. Output signal Hu 'of the summing amplifiers 13 and 14
The waveforms of + / Hw ′ and Hw ′ + / Hu ′ are summing amplifier 12
Output signal Hu '+ / Hv'. Further, the output signals Hu '+ / Hv', Hu '+ of the adding amplifiers 12 to 14 are provided.
The phases of / Hw 'and Hw' + / Hu 'are shifted from each other by 120 °.

【0041】積アンプ15〜17は、それぞれ加算アン
プ12〜14の出力と、モータ駆動電圧入力端子6から
入力されたモータ駆動電圧を受け、加算アンプ12〜1
4の出力の振幅をモータ駆動電圧に応じた振幅に変化さ
せ、低速駆動信号φu,φv,φwとして出力する。低
速駆動信号φu,φv,φwの振幅は、増幅回路27〜
29の増幅特性の線形領域内に収まるように設定され
る。
The product amplifiers 15 to 17 receive the outputs of the addition amplifiers 12 to 14 and the motor drive voltage input from the motor drive voltage input terminal 6, respectively, and receive the addition amplifiers 12 to 1.
The amplitude of the output of No. 4 is changed to the amplitude according to the motor drive voltage, and the low speed drive signals φu, φv, and φw are output. The amplitudes of the low speed drive signals φu, φv, and φw are the same as those of the amplifier circuit 27 to
It is set to fall within the linear region of the 29 amplification characteristics.

【0042】一方、コンパレータ18〜20は、それぞ
れ差動アンプ9〜11の出力信号Hu′,Hv′,H
w′を受け、図5(a)〜(f)に示すように、各信号
Hu′,Hv′,Hw′をデューティ比が50%の論理
信号Du,Dv,Dwに変換する。
On the other hand, the comparators 18 to 20 output the signals Hu ', Hv' and H from the differential amplifiers 9 to 11, respectively.
Upon receiving w ', as shown in FIGS. 5A to 5F, the signals Hu', Hv ', Hw' are converted into logic signals Du, Dv, Dw having a duty ratio of 50%.

【0043】第1のゲート回路21は、2つのコンパレ
ータ18,19の出力信号Du,Dwを受け、出力信号
Duと、出力信号Dwの反転信号/Dwの論理積を高速
駆動信号φu1として出力する。高速駆動信号φu1
は、図5(g)に示すように、信号Duが高レベルで、
かつ信号Dvが低レベルのときのみ高レベルとなる。
The first gate circuit 21 receives the output signals Du and Dw of the two comparators 18 and 19, and outputs the logical product of the output signal Du and the inverted signal / Dw of the output signal Dw as the high speed drive signal φu1. . High-speed drive signal φu1
Is a high level signal Du, as shown in FIG.
Moreover, it becomes high level only when the signal Dv is low level.

【0044】第1のゲート回路22は、2つのコンパレ
ータ19,20の出力信号Dv,Dwを受け、出力信号
Dvと、出力信号Dwの反転信号/Dwの論理積を高速
駆動信号φv1として出力する。第1のゲート回路23
は、2つのコンパレータ20,18の出力信号Dw,D
uを受け、出力信号Dwと、出力信号Duの反転信号/
Duの論理積を高速駆動信号φw1として出力する。高
速駆動信号φu1,φv1,φw1の位相は互いに12
0°ずつずれる。
The first gate circuit 22 receives the output signals Dv and Dw of the two comparators 19 and 20, and outputs the logical product of the output signal Dv and the inverted signal / Dw of the output signal Dw as the high speed drive signal φv1. . First gate circuit 23
Are output signals Dw and D of the two comparators 20 and 18.
u, the output signal Dw and the inverted signal of the output signal Du /
The logical product of Du is output as the high speed drive signal φw1. The high-speed drive signals φu1, φv1, and φw1 are 12 in phase with each other.
Offset by 0 °.

【0045】また、第2のゲート回路24は、2つのコ
ンパレータ18,19の出力信号Du,Dvを受け、出
力信号Duと、出力信号Dvの反転信号/Dvの論理和
を高速駆動信号φu2として出力する。高速駆動信号φ
u2は、図5(h)に示すように、信号Duが高レベル
か、信号Dvが低レベルのときのみ高レベルとなる。
The second gate circuit 24 receives the output signals Du and Dv of the two comparators 18 and 19, and takes the logical sum of the output signal Du and the inverted signal / Dv of the output signal Dv as the high speed drive signal φu2. Output. High-speed drive signal φ
As shown in FIG. 5H, u2 becomes high level only when the signal Du is at high level or the signal Dv is at low level.

【0046】第2のゲート回路25は、2つのコンパレ
ータ19,20の出力信号Dv,Dwを受け、出力信号
Dvと、出力信号Dwの反転信号/Dwの論理和を高速
駆動信号φv2として出力する。第2のゲート回路26
は、2つのコンパレータ20,18の出力信号Dw,D
uを受け、出力信号Dwと、出力信号Duの反転信号/
Duの論理和を高速駆動信号φw2として出力する。高
速駆動信号φu2,φv2,φw2の位相は互いに12
0°ずつずれる。高速駆動信号φu1,φu2,φv
1,φv2,φw1,φw2の振幅は増幅回路27〜2
9の増幅特性の飽和領域に及ぶように設定される。
The second gate circuit 25 receives the output signals Dv and Dw of the two comparators 19 and 20, and outputs the logical sum of the output signal Dv and the inverted signal / Dw of the output signal Dw as the high speed drive signal φv2. . Second gate circuit 26
Are output signals Dw and D of the two comparators 20 and 18.
u, the output signal Dw and the inverted signal of the output signal Du /
The logical sum of Du is output as the high speed drive signal φw2. The phases of the high-speed drive signals φu2, φv2, and φw2 are 12 with respect to each other.
Offset by 0 °. High-speed drive signals φu1, φu2, φv
The amplitudes of 1, φv2, φw1, and φw2 are amplification circuits 27-2.
It is set so as to reach the saturation region of the amplification characteristic of 9.

【0047】駆動信号切換回路50は、6連の切換スイ
ッチ51〜56を含み、各切換スイッチ51〜56は低
速側端子L、高速側端子Hおよび共通端子Cを含む。切
換スイッチ51〜56は、実際にはトランジスタなどの
半導体素子で構成される。切換信号入力端子5から低速
側切換信号が入力された場合は各スイッチ51〜56の
共通端子Cは低速側端子Lと導通し、切換信号入力端子
5から高速側切換信号が入力された場合は各切換スイッ
チ51〜56の共通端子Cは高速側端子Hと導通する。
The drive signal changeover circuit 50 includes six sets of changeover switches 51 to 56, and each changeover switch 51 to 56 includes a low speed side terminal L, a high speed side terminal H and a common terminal C. The changeover switches 51 to 56 are actually composed of semiconductor elements such as transistors. When the low speed side switching signal is input from the switching signal input terminal 5, the common terminal C of each of the switches 51 to 56 is electrically connected to the low speed side terminal L, and when the high speed side switching signal is input from the switching signal input terminal 5. The common terminal C of each of the changeover switches 51 to 56 is electrically connected to the high speed side terminal H.

【0048】スイッチ51,52の低速側端子Lは、共
通接続されるとともに積アンプ15の出力ノードに接続
される。スイッチ53,54の低速側端子Lは共通接続
されるとともに積アンプ16の出力ノードに接続され
る。スイッチ55,56の低速側端子Lは、共通接続さ
れるとともに積アンプ17の出力ノードに接続される。
スイッチ51,53,55の高速側端子Hは、それぞれ
第1のゲート回路21〜23の出力ノードに接続され
る。スイッチ52,54,56の高速側端子Hは、それ
ぞれ第2のゲート回路24〜26の出力ノードに接続さ
れる。また、スイッチ51と52の共通端子C、スイッ
チ53と54の共通端子C、スイッチ55と56の共通
端子Cは、それぞれ増幅回路26〜28に接続される。
The low speed side terminals L of the switches 51 and 52 are commonly connected and also connected to the output node of the product amplifier 15. The low speed side terminals L of the switches 53 and 54 are commonly connected and also connected to the output node of the product amplifier 16. The low speed side terminals L of the switches 55 and 56 are commonly connected and also connected to the output node of the product amplifier 17.
The high-speed terminals H of the switches 51, 53, 55 are connected to the output nodes of the first gate circuits 21-23, respectively. The high speed terminals H of the switches 52, 54 and 56 are connected to the output nodes of the second gate circuits 24 to 26, respectively. The common terminal C of the switches 51 and 52, the common terminal C of the switches 53 and 54, and the common terminal C of the switches 55 and 56 are connected to the amplifier circuits 26 to 28, respectively.

【0049】図6は増幅回路27の構成を示す回路ブロ
ック図である。増幅回路27は2つの負帰還増幅回路3
0,33を含み、負帰還増幅回路30はオペアンプ31
およびNPNトランジスタ32を含み、負帰還増幅回路
33はオペアンプ34とPNPトランジスタ35を含
む。NPNトランジスタ32のベースはオペアンプ31
の出力ノードに接続され、そのコレクタはモータ駆動電
圧入力端子6に接続され、そのエミッタはノードNuに
接続される。PNPトランジスタ35のベースはオペア
ンプ34の出力ノードに接続され、そのコレクタは接地
端子7に接続され、そのエミッタはノードNuに接続さ
れる。
FIG. 6 is a circuit block diagram showing the structure of the amplifier circuit 27. The amplifier circuit 27 includes two negative feedback amplifier circuits 3
0 and 33, the negative feedback amplifier circuit 30 includes an operational amplifier 31
And an NPN transistor 32, and the negative feedback amplifier circuit 33 includes an operational amplifier 34 and a PNP transistor 35. The base of the NPN transistor 32 is the operational amplifier 31.
Is connected to the output node of the motor, its collector is connected to the motor drive voltage input terminal 6, and its emitter is connected to the node Nu. The base of the PNP transistor 35 is connected to the output node of the operational amplifier 34, its collector is connected to the ground terminal 7, and its emitter is connected to the node Nu.

【0050】オペアンプ31,34の反転入力ノードは
それぞれ駆動信号切換回路50のスイッチ51,52の
共通端子Cに接続され、その非反転入力ノードはともに
ノードNuに接続される。したがって、オペアンプ3
1,34は、それぞれノードNuの電位がスイッチ5
1,52の共通端子Cの電位と一致するようにトランジ
スタ32,35を制御する。なお、増幅回路にオペアン
プを用いたのは、トランジスタの増幅率hfe(図14
の線形領域の傾斜角に相当する。)のばらつきを補償
し、モータのコイルCu,Cv,Cwへの印加電圧を等
しくするためである。
The inverting input nodes of the operational amplifiers 31 and 34 are connected to the common terminals C of the switches 51 and 52 of the drive signal switching circuit 50, respectively, and their non-inverting input nodes are both connected to the node Nu. Therefore, the operational amplifier 3
1 and 34, the potential of the node Nu is the switch 5 respectively.
The transistors 32 and 35 are controlled so as to match the potential of the common terminal C of 1, 52. The operational amplifier is used in the amplifier circuit because the amplification factor hfe of the transistor (see FIG.
Corresponds to the inclination angle of the linear region of. ) Is compensated for and the voltages applied to the motor coils Cu, Cv, Cw are made equal.

【0051】次に、このブラシレスモータの駆動装置の
動作について説明する。まず、携帯用VTRムービがた
とえば記録モードに設定され、ブラシレスモータ70が
低速回転する場合を説明する。この場合、ドライバ回路
4は、モータ回転数制御回路2から低速側切換信号を受
け、電圧制御回路3から比較的低いモータ駆動電圧を受
ける。切換信号入力端子5から入力された低速側切換信
号に応じて、ドライバ回路4の駆動信号切換回路50の
スイッチ51〜56の共通端子Cは低速側端子Lと導通
する。したがって、増幅回路27〜29には、それぞれ
積アンプ15〜17からソフトスイッチング波形の低速
駆動信号φu,φv,φwが入力される。
Next, the operation of this brushless motor driving device will be described. First, a case where the portable VTR movie is set to the recording mode and the brushless motor 70 rotates at a low speed will be described. In this case, the driver circuit 4 receives the low speed side switching signal from the motor rotation speed control circuit 2 and the relatively low motor drive voltage from the voltage control circuit 3. In response to the low speed side switching signal input from the switching signal input terminal 5, the common terminal C of the switches 51 to 56 of the drive signal switching circuit 50 of the driver circuit 4 is electrically connected to the low speed side terminal L. Therefore, the low-speed drive signals φu, φv, and φw having soft switching waveforms are input to the amplifier circuits 27 to 29 from the product amplifiers 15 to 17, respectively.

【0052】低速駆動信号φu,φv,φwの振幅は積
アンプ15〜17により増幅回路27〜29の増幅特性
の線形領域内に収まるように設定されているので、増幅
回路27〜29は入力された低速駆動信号φu,φv,
φwを線形に増幅してノードNu,Nv,Nwに与え
る。したがって、ブラシレスモータ70の各コイルC
u,Cv,Cwには、図7に示すように、低速駆動信号
φu,φv,φwと同じソフトスイッチング波形の励磁
電流Iu,Iv,Iwが流れ、ブラシレスモータ70は
滑らかに静かに駆動する。
Since the amplitudes of the low speed drive signals φu, φv, and φw are set by the product amplifiers 15 to 17 so that they fall within the linear region of the amplification characteristics of the amplification circuits 27 to 29, the amplification circuits 27 to 29 are input. Low speed drive signals φu, φv,
φw is linearly amplified and given to the nodes Nu, Nv, and Nw. Therefore, each coil C of the brushless motor 70
As shown in FIG. 7, the exciting currents Iu, Iv, Iw having the same soft switching waveform as the low speed drive signals φu, φv, φw flow through u, Cv, Cw, and the brushless motor 70 is driven smoothly and quietly.

【0053】次いで、携帯用VTRムービがたとえば巻
戻しモードに設定され、ブラシレスモータ70が高速回
転する場合を説明する。この場合、ドライバ回路4は、
モータ回転数制御回路2から高速側切換信号を受け、電
圧制御回路3から比較的高いモータ駆動電圧を受ける。
切換信号入力端子5から入力された高速側切換信号に応
じて、ドライバ回路4の駆動信号切換回路50のスイッ
チ51〜56の共通端子Cは高速側端子Hと導通する。
したがって、増幅回路27〜29には、それぞれゲート
回路21,24;22,25;23,26から矩形波の
高速駆動信号φu1,φu2,φv1,φv2,φw
1,φw2が入力される。
Next, the case where the portable VTR movie is set to the rewind mode and the brushless motor 70 rotates at a high speed will be described. In this case, the driver circuit 4
A high speed side switching signal is received from the motor speed control circuit 2 and a relatively high motor drive voltage is received from the voltage control circuit 3.
In response to the high speed side switching signal input from the switching signal input terminal 5, the common terminal C of the switches 51 to 56 of the drive signal switching circuit 50 of the driver circuit 4 is electrically connected to the high speed side terminal H.
Therefore, in the amplifier circuits 27 to 29, the high-speed drive signals φu1, φu2, φv1, φv2, φw of rectangular waves from the gate circuits 21, 24; 22, 25;
1, φw2 is input.

【0054】たとえばU相においては、図8(a)
(b)に示すような矩形波の高速駆動信号φu1,φu
2が増幅回路27に入力される。励磁電流Iuは、図8
(c)に示すように、高速駆動信号φu1が高レベルの
とき+Icとなり、高速駆動信号φu2が低レベルのと
き−Icとなり、それ以外のときは0となる。励磁電流
Iu,Iv,Iwは、図9に示すように、それぞれホー
ル素子84〜86の出力信号Hu,Hv,Hwに同期し
て流れることとなり、互いに120°ずつ位相がずれ
る。
For example, in the U phase, FIG.
High-speed drive signals φu1 and φu of rectangular waves as shown in (b)
2 is input to the amplifier circuit 27. The exciting current Iu is shown in FIG.
As shown in (c), it is + Ic when the high speed drive signal φu1 is at a high level, −Ic when the high speed drive signal φu2 is at a low level, and is 0 at other times. As shown in FIG. 9, the exciting currents Iu, Iv, and Iw flow in synchronization with the output signals Hu, Hv, and Hw of the Hall elements 84 to 86, respectively, and are out of phase with each other by 120 °.

【0055】高速駆動信号φu1,φu2,φv1,φ
v2,φw1,φw2の振幅はコンパレータ18〜20
またはゲート回路21〜26において増幅回路27〜2
9の増幅特性の飽和領域に及ぶように設定されているの
で、増幅回路26〜28の出力が最大になり、ブラシレ
スモータ70が最大の回転トルクおよび回転数で駆動す
る。なお、このとき若干の騒音が生じるが、巻戻しモー
ドではさほど問題とされない。
High-speed drive signals φu1, φu2, φv1, φ
The amplitudes of v2, φw1, and φw2 are comparators 18 to 20.
Alternatively, in the gate circuits 21 to 26, the amplifier circuits 27 to 2
Since the amplification characteristic of No. 9 is set to reach the saturation region, the outputs of the amplification circuits 26 to 28 are maximized, and the brushless motor 70 is driven with the maximum rotation torque and the maximum rotation speed. Although some noise is generated at this time, it is not a serious problem in the rewind mode.

【0056】なお、この実施例では、増幅回路27〜2
9は増幅率が1の非反転増幅回路であるとしたが、これ
に限るものではなく、増幅回路27〜29の増幅率が1
以外の別の値でも増幅回路27〜29が反転増幅回路で
あっても差支えない。ただし、その場合は増幅回路27
〜29への入力信号をそれに応じた振幅・位相の信号に
する必要がある。
In this embodiment, the amplifier circuits 27-2 are used.
Although 9 is a non-inverting amplifier circuit having an amplification factor of 1, it is not limited to this, and the amplification factors of the amplification circuits 27 to 29 are 1.
It does not matter if the amplifier circuits 27 to 29 are inverting amplifier circuits with other values other than the above. However, in that case, the amplifier circuit 27
It is necessary to make the input signals to .about.29 into signals having amplitudes and phases corresponding thereto.

【0057】また、低速駆動信号φuをソフトスイッチ
ング信号としたが、正弦波信号としてもよい。
Although the low speed drive signal φu is a soft switching signal, it may be a sine wave signal.

【0058】[実施例2]図10はこの発明の他の実施
例によるブラシレスモータの駆動装置を示す一部省略し
た回路図である。図10にはモータ70のノードNuに
接続される部分の駆動信号切換回路60および増幅回路
36のみが示されている。他のノードNv,Nwに接続
される部分も同じであるので説明は省略される。
[Second Embodiment] FIG. 10 is a partially omitted circuit diagram showing a brushless motor drive device according to another embodiment of the present invention. FIG. 10 shows only the drive signal switching circuit 60 and the amplifier circuit 36 in the portion connected to the node Nu of the motor 70. Since the portions connected to the other nodes Nv and Nw are the same, the description thereof will be omitted.

【0059】駆動信号切換回路60は、2連の切換スイ
ッチ61,64と、同じく2連の切換スイッチ62,6
3を含む。スイッチ61〜64は、それぞれ低速側端子
L、高速側端子Hおよび共通端子Cを含む。スイッチ6
1,64の低速側端子Lには図8(a)に示した低速駆
動信号φuが入力され、その高速側端子Hにはそれぞれ
高速駆動信号φu11,φu12が入力される。スイッ
チ62の低速側端子Lは接地端子7に接続され、スイッ
チ63の低速側端子Lは高電源電位端子47に接続さ
れ、スイッチ62,63の高速側端子Hにはそれぞれト
ランジスタ駆動信号φu21,φu22が入力される。
高電源電位端子47には、ノードNuの電位よりも高い
高電源電位Vccが印加される。
The drive signal changeover circuit 60 includes two changeover switches 61 and 64 and two changeover switches 62 and 6 similarly.
Including 3. The switches 61 to 64 include a low speed side terminal L, a high speed side terminal H, and a common terminal C, respectively. Switch 6
The low speed side terminals L of 1 and 64 receive the low speed drive signal φu shown in FIG. 8A, and the high speed side terminals H thereof receive the high speed drive signals φu11 and φu12, respectively. The low speed side terminal L of the switch 62 is connected to the ground terminal 7, the low speed side terminal L of the switch 63 is connected to the high power supply potential terminal 47, and the high speed side terminals H of the switches 62 and 63 are connected to the transistor drive signals φu21 and φu22, respectively. Is entered.
A high power supply potential Vcc higher than the potential of the node Nu is applied to the high power supply potential terminal 47.

【0060】増幅回路36は2つの負帰還増幅回路3
7,42を含む。負帰還増幅回路37は、オペアンプ3
8、抵抗39およびNPNトランジスタ40,41を含
み、負帰還増幅回路42は、オペアンプ43、抵抗44
およびPNPトランジスタ45,46を含む。NPNト
ランジスタ40のベースは抵抗39を介してオペアンプ
38の出力ノードに接続され、そのコレクタはモータ駆
動電圧入力端子6に接続され、そのエミッタはノードN
uに接続される。PNPトランジスタ45のベースは抵
抗44を介してオペアンプ43の出力ノードに接続さ
れ、そのコレクタは接地端子7に接続され、そのエミッ
タはノードNuに接続される。
The amplifier circuit 36 includes two negative feedback amplifier circuits 3
Including 7,42. The negative feedback amplifier circuit 37 includes the operational amplifier 3
8, a resistor 39, and NPN transistors 40 and 41. The negative feedback amplifier circuit 42 includes an operational amplifier 43 and a resistor 44.
And PNP transistors 45 and 46. The base of the NPN transistor 40 is connected to the output node of the operational amplifier 38 via the resistor 39, the collector thereof is connected to the motor drive voltage input terminal 6, and the emitter thereof is the node N.
connected to u. The base of the PNP transistor 45 is connected to the output node of the operational amplifier 43 via the resistor 44, the collector thereof is connected to the ground terminal 7, and the emitter thereof is connected to the node Nu.

【0061】オペアンプ38,43の反転入力ノードは
それぞれスイッチ61,64の共通端子Cに接続され、
その非反転入力ノードはともにノードNuに接続され
る。また、NPNトランジスタ41のベースはスイッチ
62の共通端子Cに接続され、そのコレクタはNPNト
ランジスタ40のベースに接続され、そのエミッタは接
地端子7に接続される。PNPトランジスタ46のベー
スはスイッチ64の共通端子Cに接続され、そのコレク
タはPNPトランジスタ45のベースに接続され、その
エミッタは高電源電位端子47に接続される。
The inverting input nodes of the operational amplifiers 38 and 43 are connected to the common terminals C of the switches 61 and 64, respectively,
Both the non-inverting input nodes are connected to the node Nu. The base of the NPN transistor 41 is connected to the common terminal C of the switch 62, its collector is connected to the base of the NPN transistor 40, and its emitter is connected to the ground terminal 7. The base of the PNP transistor 46 is connected to the common terminal C of the switch 64, its collector is connected to the base of the PNP transistor 45, and its emitter is connected to the high power supply potential terminal 47.

【0062】オペアンプ38,43とトランジスタ4
0,45は、図6で説明したとおり、ノードNuの電位
をスイッチ61,64の共通端子Cの電位と同じにする
働きをする。抵抗39,44およびトランジスタ41,
46は、オペアンプ38,43の出力がトランジスタ4
0,45をオンさせるような値であってもトランジスタ
40,45をオフさせる働きをする。すなわち、トラン
ジスタ41をオンさせると、オペアンプ38の出力が抵
抗39を介して接地され、トランジスタ40のベース電
位が接地電位になり、トランジスタ40がオフする。同
様に、トランジスタ46をオンさせると、オペアンプ4
3の出力が抵抗44を介して高電源電位端子47に導通
し、トランジスタ45のベース電位が高電源電位Vcc
になり、トランジスタ45がオフする。抵抗39,44
は、トランジスタ41,46に流れる電流を制限する目
的で設けられている。
Operational amplifiers 38 and 43 and transistor 4
As described in FIG. 6, 0 and 45 function to make the potential of the node Nu the same as the potential of the common terminal C of the switches 61 and 64. Resistors 39 and 44 and a transistor 41,
46 indicates that the output of the operational amplifiers 38 and 43 is the transistor 4
Even if it is a value that turns on 0, 45, it works to turn off the transistors 40, 45. That is, when the transistor 41 is turned on, the output of the operational amplifier 38 is grounded via the resistor 39, the base potential of the transistor 40 becomes the ground potential, and the transistor 40 is turned off. Similarly, when the transistor 46 is turned on, the operational amplifier 4
3 is conducted to the high power supply potential terminal 47 through the resistor 44, and the base potential of the transistor 45 is high power supply potential Vcc.
Then, the transistor 45 is turned off. Resistance 39,44
Are provided for the purpose of limiting the current flowing through the transistors 41 and 46.

【0063】次に、このブラシレスモータの駆動装置の
動作について説明する。低速回転時の動作は実施例1と
同じである。すなわち、低速回転時においてはスイッチ
61〜64を低速側にし、それぞれの共通端子Cを低速
側端子Lと導通させる。これにより、トランジスタ4
1,46がオフし、オペアンプ38,43は、ノードN
uの電位がスイッチ61,64の共通端子Cの電位と同
じになるようにトランジスタ40,45を制御する。ス
イッチ61,64の共通端子Cには図7(a)に示した
ソフトスイッチング信号φuが入力されるので、ブラシ
レスモータ70は滑らかに静かに回転する。
Next, the operation of this brushless motor drive device will be described. The operation at low speed rotation is the same as that of the first embodiment. That is, during low speed rotation, the switches 61 to 64 are set to the low speed side, and the respective common terminals C are electrically connected to the low speed side terminal L. As a result, the transistor 4
1, 46 are turned off, and the operational amplifiers 38, 43 are connected to the node N.
The transistors 40 and 45 are controlled so that the potential of u becomes the same as the potential of the common terminal C of the switches 61 and 64. Since the soft switching signal φu shown in FIG. 7A is input to the common terminal C of the switches 61 and 64, the brushless motor 70 rotates smoothly and quietly.

【0064】高速回転に切換える場合は、まず、スイッ
チ61,64を高速側に切換え、それぞれの共通端子C
を高速側端子Hと導通させる。これにより、オペアンプ
38,43には図11(a)に示すソフトスイッチング
信号が入力される。このソフトスイッチング信号は、図
7(a)のソフトスイッチング信号の振幅を拡大したも
のであり、その波高値は図中区間T1,T2でトランジ
スタ40,45を飽和させるに足る値になっている。
When switching to the high speed rotation, first, the switches 61 and 64 are switched to the high speed side, and the common terminal C of each of them is changed.
Is connected to the high-speed side terminal H. As a result, the soft switching signal shown in FIG. 11A is input to the operational amplifiers 38 and 43. This soft switching signal is an enlarged version of the amplitude of the soft switching signal of FIG. 7A, and its peak value is a value sufficient to saturate the transistors 40 and 45 in the sections T1 and T2 in the figure.

【0065】この後、スイッチ62,63を高速側に切
換え、それぞれの共通端子Cを高速側端子Hと導通させ
る。これにより、トランジスタ41のベースには図11
(b)に示したような波形のトランジスタ駆動信号φu
21が入力され、トランジスタ46のベースには図11
(c)に示すような波形のトランジスタ駆動信号φu2
2が入力される。このトランジスタ駆動信号φu21,
φu22は、それぞれ図6(g)(h)で示した高速駆
動信号φu1,φu2と相補な関係にある。トランジス
タ駆動信号φu21は、1周期内において区間T1でト
ランジスタ41をオフさせる値になり、区間T2でトラ
ンジスタ41をオンさせる値になる。また、トランジス
タ駆動信号φu22は、1周期内において区間T3でト
ランジスタ46をオフさせる値になり、区間T4でトラ
ンジスタ46をオンさせる値になる。したがって、ノー
ドNuとノードNoの間に図11(d)に示すような矩
形波の電流Iuを流すことができ、ブラシレスモータ7
0の回転トルクおよび回転数を最大にすることができ
る。
After that, the switches 62 and 63 are switched to the high speed side, and the respective common terminals C are electrically connected to the high speed side terminal H. As a result, the base of the transistor 41 is shown in FIG.
A transistor drive signal φu having a waveform as shown in (b)
21 is input to the base of the transistor 46 shown in FIG.
A transistor drive signal φu2 having a waveform as shown in (c)
2 is input. This transistor drive signal φu21,
φu22 has a complementary relationship with the high speed drive signals φu1 and φu2 shown in FIGS. The transistor drive signal φu21 has a value that turns off the transistor 41 in a section T1 and a value that turns on the transistor 41 in a section T2 within one cycle. In addition, the transistor drive signal φu22 has a value that turns off the transistor 46 in the section T3 and a value that turns on the transistor 46 in the section T4 within one cycle. Therefore, the rectangular wave current Iu as shown in FIG. 11D can be passed between the node Nu and the node No.
The rotational torque of 0 and the number of rotations can be maximized.

【0066】なお、トランジスタ40,45はそれぞれ
区間T1,T3で飽和領域で動作するので、トランジス
タ41,45を動作させなくてもよいとも思われる。し
かし、このようなブラシレスモータ70においては、図
3に示すように、励磁電流Iu,Iv,Iwのうちの1
つは常に0にしておく必要があり、そうでない場合はモ
ータの回転トルクおよび回転数が低下する。
Since the transistors 40 and 45 operate in the saturation region in the sections T1 and T3, respectively, it is considered that the transistors 41 and 45 may not be operated. However, in such a brushless motor 70, as shown in FIG. 3, one of the exciting currents Iu, Iv, and Iw is used.
Must always be zero, otherwise the motor's rotational torque and speed will decrease.

【0067】また、この実施例においては、オペアンプ
38,43にソフトスイッチング信号を与えたが、これ
に限るものではなく、オペアンプ38,43にトランジ
スタ40,45を飽和させるに足る電位を常に加えてお
き、トランジスタ41,46をオン・オフしても同等の
効果を得ることができる。ただし、この場合は、トラン
ジスタ40,45がオフしている期間にアンプ38,4
3から接地端子7または高電源電位端子47に電流が流
れ続けるので、消費電力がやや大きくなるという欠点が
ある。
Further, in this embodiment, the soft switching signals are given to the operational amplifiers 38 and 43, but the present invention is not limited to this, and a potential sufficient for saturating the transistors 40 and 45 is always added to the operational amplifiers 38 and 43. The same effect can be obtained even if the transistors 41 and 46 are turned on / off. However, in this case, the amplifiers 38 and 4 are operated while the transistors 40 and 45 are off.
Since the current continues to flow from 3 to the ground terminal 7 or the high power supply potential terminal 47, there is a disadvantage in that the power consumption becomes slightly large.

【0068】また、低速回転時においても図11(a)
に示したような、その振幅が増幅回路36の飽和領域に
及ぶ振幅が大きなソフトスイッチング信号を増幅回路3
6に入力してもよい。この場合、モータのコイルに印加
される電圧の波形は、図12に示すように、一部分でそ
の接続がスムーズでなくなるため、騒音の点では図7
(a)に示したような振幅が小さなソフトスイッチング
信号を使用した場合よりも不利になるが、増幅回路36
を飽和領域まで使用できるので消費電力の点では有利に
なる。
Further, even at the time of low speed rotation, FIG.
The soft switching signal whose amplitude reaches the saturation region of the amplifier circuit 36 as shown in FIG.
You may enter in 6. In this case, the waveform of the voltage applied to the coil of the motor is not smooth as shown in FIG.
Although it is more disadvantageous than the case of using a soft switching signal having a small amplitude as shown in FIG.
Can be used up to the saturation region, which is advantageous in terms of power consumption.

【0069】また、この実施例では、トランジスタ4
0,45をNPN−PNPの相補型にしたが、低速回転
時において駆動信号をオペアンプ38,43に別々に入
力する構成にすれば、NPN−NPNあるいはPNP−
PNPの構成でも動作可能となる。
Further, in this embodiment, the transistor 4
Although 0 and 45 are complementary to NPN-PNP, if the drive signals are separately input to the operational amplifiers 38 and 43 during low speed rotation, NPN-NPN or PNP-
It can also be operated with the PNP configuration.

【0070】[0070]

【発明の効果】以上のように、この発明のブラシレスモ
ータの駆動装置にあっては、低速回転時には、増幅回路
を線形領域で使用するので、低速駆動信号を線形に増幅
してモータのコイルに印加することができ、モータを精
密に制御することができる。たとえば、低速駆動信号を
ソフトスイッチング信号にすれば、モータ駆動時の騒音
を低減できる。
As described above, in the brushless motor drive device of the present invention, the amplifier circuit is used in the linear region at the time of low speed rotation, so that the low speed drive signal is linearly amplified and applied to the motor coil. It can be applied and the motor can be precisely controlled. For example, if the low speed drive signal is a soft switching signal, noise when driving the motor can be reduced.

【0071】また、高速回転時には、増幅回路を飽和領
域で使用するので、増幅回路の出力を最大することがで
き、モータの回転トルクおよび回転数を最大にすること
ができる。
Further, since the amplifier circuit is used in the saturation region at the time of high speed rotation, the output of the amplifier circuit can be maximized, and the rotation torque and rotation speed of the motor can be maximized.

【0072】また、増幅回路をトランジスタおよび演算
増幅器を含む負帰還増幅回路とすれば、トランジスタの
特性にばらつきがあっても、そのばらつきを演算増幅器
で補償することができ、モータを一層精密に制御するこ
とができる。
Further, if the amplifying circuit is a negative feedback amplifying circuit including a transistor and an operational amplifier, even if there is variation in the characteristics of the transistor, the variation can be compensated for by the operational amplifier, and the motor can be controlled more precisely. can do.

【0073】また、高速回転時にモータの回転に同期し
て増幅回路を能動化および非能動化させる制御回路を設
ければ、モータのコイルに矩形波電圧を印加することが
でき、高速回転時におけるモータの回転数を一層増大さ
せることができる。
Further, if a control circuit that activates and deactivates the amplifier circuit in synchronization with the rotation of the motor at the time of high speed rotation is provided, a rectangular wave voltage can be applied to the coil of the motor. The rotation speed of the motor can be further increased.

【0074】また、ブラシレスモータの駆動に伴う磁界
の変化を検知するための複数の磁界検知手段を設け、そ
れらの検知出力を演算して複数の波形信号を生成し、各
波形信号の波高値をしきい値よりも小さく設定すれば、
複数の低速駆動信号を容易に生成できる。また、複数の
磁界検知手段の出力の各々を論理信号に変換し、所定の
論理演算を行なえば、複数の高速駆動信号を容易に生成
できる。
Further, a plurality of magnetic field detecting means for detecting the change of the magnetic field accompanying the driving of the brushless motor is provided, the detection outputs of these are calculated to generate a plurality of waveform signals, and the peak value of each waveform signal is calculated. If you set it smaller than the threshold,
A plurality of low speed drive signals can be easily generated. Further, by converting each of the outputs of the plurality of magnetic field detecting means into a logic signal and performing a predetermined logic operation, a plurality of high speed drive signals can be easily generated.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】この発明の一実施例によるブラシレスモータの
駆動装置の構成を示すブロック図である。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a brushless motor driving device according to an embodiment of the present invention.

【図2】図1に示した駆動装置によって駆動されるブラ
シレスモータの構成を示す断面図である。
FIG. 2 is a cross-sectional view showing a configuration of a brushless motor driven by the driving device shown in FIG.

【図3】図1に示したブラシレスモータの駆動装置のド
ライバ回路の構成を示す回路ブロック図である。
3 is a circuit block diagram showing a configuration of a driver circuit of the brushless motor driving device shown in FIG. 1. FIG.

【図4】図3に示したドライバ回路において低速駆動信
号を生成する方法を説明するための波形図である。
4 is a waveform diagram for explaining a method of generating a low speed drive signal in the driver circuit shown in FIG.

【図5】図3に示したドライバ回路において高速駆動信
号を生成する方法を説明するための波形図である。
5 is a waveform diagram for explaining a method of generating a high speed drive signal in the driver circuit shown in FIG.

【図6】図3に示したドライバ回路の増幅回路の構成を
示す回路図である。
6 is a circuit diagram showing a configuration of an amplifier circuit of the driver circuit shown in FIG.

【図7】低速駆動信号およびそれに応じてモータのコイ
ルに流れる電流を示す波形図である。
FIG. 7 is a waveform diagram showing a low speed drive signal and a current flowing through a coil of a motor in response to the low speed drive signal.

【図8】高速駆動信号およびそれに応じてモータのコイ
ルに流れる電流を示す波形図である。
FIG. 8 is a waveform diagram showing a high speed drive signal and a current flowing through a coil of a motor in response to the high speed drive signal.

【図9】ホール素子の出力信号およびブラシレスモータ
のコイルに流れる励磁電流を示す波形図である。
FIG. 9 is a waveform diagram showing an output signal of a hall element and an exciting current flowing through a coil of a brushless motor.

【図10】この発明の他の実施例によるブラシレスモー
タの駆動装置の構成を示す一部省略した回路図である。
FIG. 10 is a partially omitted circuit diagram showing a configuration of a brushless motor driving device according to another embodiment of the present invention.

【図11】高速駆動信号およびトランジスタ駆動信号な
らびにそれに応じてモータのコイルに流れる電流を示す
波形図である。
FIG. 11 is a waveform diagram showing a high-speed drive signal, a transistor drive signal, and a current flowing through a coil of a motor in response thereto.

【図12】この発明のさらに他の実施例によるブラシレ
スモータの駆動装置の低速駆動方法を説明するための波
形図である。
FIG. 12 is a waveform diagram for explaining a low speed driving method of a brushless motor driving device according to still another embodiment of the present invention.

【図13】この発明の原理を説明するための図であっ
て、トランジスタを含む増幅回路の構成を示す回路図で
ある。
FIG. 13 is a diagram for explaining the principle of the present invention and is a circuit diagram showing a configuration of an amplifier circuit including a transistor.

【図14】図13に示した増幅回路の増幅特性を示す図
である。
14 is a diagram showing amplification characteristics of the amplifier circuit shown in FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 速度検出素子 2 モータ回転数制御回路 3 電圧制御回路 4 ドライバ回路 8 駆動信号生成回路 9〜11 差動アンプ 12〜14 加算アンプ 15〜17 積アンプ 18〜20 コンパレータ 21〜23 第1のゲート回路 24〜26 第2のゲート回路 27〜29,36 増幅回路 32,35,40,41,45,46 トランジスタ 30,34,38,43 オペアンプ 50,60 駆動信号切換回路 70 ブラシレスモータ 74 磁石 78〜83,Cu,Cv,Cw コイル 84〜86 ホール素子 90 モータ用電池 1 speed detection element 2 motor rotation speed control circuit 3 voltage control circuit 4 driver circuit 8 drive signal generation circuit 9-11 differential amplifier 12-14 addition amplifier 15-17 product amplifier 18-20 comparator 21-23 first gate circuit 24-26 2nd gate circuit 27-29,36 Amplification circuit 32,35,40,41,45,46 Transistor 30,34,38,43 Operational amplifier 50,60 Drive signal switching circuit 70 Brushless motor 74 Magnet 78-83 , Cu, Cv, Cw Coil 84-86 Hall element 90 Motor battery

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 ブラシレスモータを低速回転または高速
回転に切換えて駆動させるブラシレスモータの駆動装置
において、 低速回転時にはその波高値が所定のしきい値よりも小さ
な低速駆動信号を出力し、高速回転時にはその波高値が
前記しきい値よりも大きな高速駆動信号を出力する駆動
信号生成回路と、 その入力が前記しきい値よりも小さい場合は入力の変化
に対して出力が線形に変化し、その入力が前記しきい値
よりも大きい場合は入力の変化に対して出力が飽和する
特性を有し、前記駆動信号生成回路から出力された低速
駆動信号または高速駆動信号を増幅して前記ブラシレス
モータのコイルに出力する増幅回路とを含むことを特徴
とする、ブラシレスモータの駆動装置。
1. A drive device for a brushless motor, which drives a brushless motor by switching between low speed rotation and high speed rotation, outputs a low speed drive signal whose peak value is smaller than a predetermined threshold value during low speed rotation, and during high speed rotation. A drive signal generation circuit that outputs a high-speed drive signal whose peak value is larger than the threshold value, and when the input is smaller than the threshold value, the output changes linearly with the change of the input, and the input Has a characteristic that the output is saturated with respect to a change in the input when the value is larger than the threshold value, and amplifies the low-speed drive signal or the high-speed drive signal output from the drive signal generation circuit to coil the brushless motor A drive device for a brushless motor, comprising:
【請求項2】 前記増幅回路は、 その第1の電極が前記ブラシレスモータのコイルの一端
に接続され、その第2の電極が該コイルに電流を供給す
るための電源の出力端に接続されるトランジスタと、 前記ブラシレスモータのコイルの一端の電位が前記駆動
信号生成回路の出力端の電位と一致するように前記トラ
ンジスタを制御する演算増幅器とを含むことを特徴とす
る、請求項1に記載のブラシレスモータの駆動装置。
2. The amplifier circuit has a first electrode connected to one end of a coil of the brushless motor, and a second electrode connected to an output end of a power supply for supplying a current to the coil. The transistor according to claim 1, further comprising: a transistor and an operational amplifier that controls the transistor so that a potential of one end of a coil of the brushless motor matches a potential of an output end of the drive signal generation circuit. Brushless motor drive device.
【請求項3】 さらに前記高速回転時に前記ブラシレス
モータの回転に同期して前記増幅回路を能動化および非
能動化させる制御回路を含むことを特徴とする、請求項
1または2に記載のブラシレスモータの駆動装置。
3. The brushless motor according to claim 1, further comprising a control circuit that activates and deactivates the amplifier circuit in synchronization with the rotation of the brushless motor at the time of the high speed rotation. Drive.
【請求項4】 前記ブラシレスモータは、 回転磁界を発生するための複数のコイルと、 前記複数のコイルに対向して異なる磁極が交互に配置さ
れた磁石と、 前記各コイルに対応して設けられ、前記磁石からの磁界
の変化を検知するための複数の磁界検知手段とを含み、 前記駆動信号生成回路は、 前記複数の磁界検知手段の検知出力を演算して互いに位
相が異なる複数の波形信号を生成する波形信号生成手段
と、 前記波形信号生成手段から出力された各波形信号の波高
値を前記しきい値よりも小さく設定し、前記低速駆動信
号として出力する低速駆動信号生成手段と、 前記複数の磁界検知手段の検知出力を論理演算してその
波高値が前記しきい値よりも大きな前記高速駆動信号を
出力する高速駆動信号生成手段とを含むことを特徴とす
る、請求項1ないし3のいずれかに記載のブラシレスモ
ータの駆動装置。
4. The brushless motor includes a plurality of coils for generating a rotating magnetic field, a magnet in which different magnetic poles are alternately arranged facing the plurality of coils, and the brushless motor is provided corresponding to each of the coils. And a plurality of magnetic field detection means for detecting a change in the magnetic field from the magnet, wherein the drive signal generation circuit calculates a detection output of the plurality of magnetic field detection means and outputs a plurality of waveform signals having mutually different phases. And a low-speed drive signal generation unit that sets the peak value of each waveform signal output from the waveform signal generation unit to be smaller than the threshold value and outputs the low-speed drive signal as the low-speed drive signal, High-speed drive signal generation means for logically operating the detection outputs of the plurality of magnetic field detection means and outputting the high-speed drive signal whose peak value is larger than the threshold value. Brushless motor driving device according to any one of Motomeko 1 to 3.
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