JPH07264776A - 複数コンバータの並列接続制御装置 - Google Patents
複数コンバータの並列接続制御装置Info
- Publication number
- JPH07264776A JPH07264776A JP6049121A JP4912194A JPH07264776A JP H07264776 A JPH07264776 A JP H07264776A JP 6049121 A JP6049121 A JP 6049121A JP 4912194 A JP4912194 A JP 4912194A JP H07264776 A JPH07264776 A JP H07264776A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- converters
- parallel
- load
- converter
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Landscapes
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は複数コンバータの並列接続制御装置
に関し、負荷消費電力の変化に応じて効率の低下するコ
ンバータがあれば、それを並列接続から取り除き全体と
して効率良く動作させる装置を提供することを目的とす
る。 【構成】 入力側を互いに並列接続して直流主電源と接
続した複数のコンバータと、前記複数のコンバータの出
力側はそれぞれ逆流防止回路を介して互いに並列接続し
て単一の負荷８と接続したとき、コンバータの入力側を
それぞれ開閉素子３を介して互いに並列接続し、前記逆
流防止回路２の出力側と負荷８との間に挿入された負荷
電流計測手段４と、計測値変換手段５と、開閉素子駆動
手段６とを具備することを特徴とする。
に関し、負荷消費電力の変化に応じて効率の低下するコ
ンバータがあれば、それを並列接続から取り除き全体と
して効率良く動作させる装置を提供することを目的とす
る。 【構成】 入力側を互いに並列接続して直流主電源と接
続した複数のコンバータと、前記複数のコンバータの出
力側はそれぞれ逆流防止回路を介して互いに並列接続し
て単一の負荷８と接続したとき、コンバータの入力側を
それぞれ開閉素子３を介して互いに並列接続し、前記逆
流防止回路２の出力側と負荷８との間に挿入された負荷
電流計測手段４と、計測値変換手段５と、開閉素子駆動
手段６とを具備することを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数のＤＣ−ＤＣコン
バータ（以下、単に「コンバータ」と記述する。）を並
列接続するとき、負荷の軽量化に対応して接続されるコ
ンバータの数を選択できる並列接続制御装置に関する。
バータ（以下、単に「コンバータ」と記述する。）を並
列接続するとき、負荷の軽量化に対応して接続されるコ
ンバータの数を選択できる並列接続制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＩＣ・ＬＳＩなど、多種類で且つ高規格
の低電圧直流電源を必要とする電子部品を駆使している
最近の直流電子回路、例えば電子交換機などの通信装置
用回路では、商用電源を入力とする整流機の出力によっ
て充電或いは浮動する蓄電池、即ち直流主電源の比較的
高い出力電圧を直接には用いず、一旦コンバータで電圧
変換して定電圧化したものを用いることが多い。
の低電圧直流電源を必要とする電子部品を駆使している
最近の直流電子回路、例えば電子交換機などの通信装置
用回路では、商用電源を入力とする整流機の出力によっ
て充電或いは浮動する蓄電池、即ち直流主電源の比較的
高い出力電圧を直接には用いず、一旦コンバータで電圧
変換して定電圧化したものを用いることが多い。
【０００３】図８は従来技術による複数コンバータの並
列接続回路の構成図である。図８において、直流主電源
７は蓄電池などで構成し共通スイッチ１０は単極単投ス
イッチである。負荷８は上記するような電子回路などで
ある。複数ｎ個のコンバータ1-1,1-2,─,1-nは共通スイ
ッチ１０を介して直流主電源７から並列給電されてい
る。共通スイッチ１０は全コンバータ1-1,1-2,〜,1-nを
一斉に接または断に切換える。
列接続回路の構成図である。図８において、直流主電源
７は蓄電池などで構成し共通スイッチ１０は単極単投ス
イッチである。負荷８は上記するような電子回路などで
ある。複数ｎ個のコンバータ1-1,1-2,─,1-nは共通スイ
ッチ１０を介して直流主電源７から並列給電されてい
る。共通スイッチ１０は全コンバータ1-1,1-2,〜,1-nを
一斉に接または断に切換える。
【０００４】この接続回路においてはコンバータ1-1,1-
2,〜,1-nの出力側にそれぞれ逆流防止回路2-1,2-2,〜,2
-nを縦続接続し、逆流防止回路2-1,2-2,〜,2-nの出力側
を並列にして負荷(8) と接続する。この接続回路におい
て、逆流防止回路を具備していないと、各コンバータ間
の極めて僅かな出力電圧の差異でコンバータ出力におい
て短絡が発生し、一部のコンバータが焼損する恐れがあ
る。
2,〜,1-nの出力側にそれぞれ逆流防止回路2-1,2-2,〜,2
-nを縦続接続し、逆流防止回路2-1,2-2,〜,2-nの出力側
を並列にして負荷(8) と接続する。この接続回路におい
て、逆流防止回路を具備していないと、各コンバータ間
の極めて僅かな出力電圧の差異でコンバータ出力におい
て短絡が発生し、一部のコンバータが焼損する恐れがあ
る。
【０００５】図８中の逆流防止回路2-1 を示すブロック
内の回路として、単一のダイオード９０を直列接続する
ことが示されている。他の逆流防止回路2-2,2-3,〜のブ
ロック内の接続も全く同じである。
内の回路として、単一のダイオード９０を直列接続する
ことが示されている。他の逆流防止回路2-2,2-3,〜のブ
ロック内の接続も全く同じである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】一般にコンバータは、
直流主電源の出力電圧を受けて電圧変換し定電圧化して
負荷に供給しているが、その時コンバータ内部回路で前
記操作のために消費される内部消費電力が必ず存在し、
この内部消費電力の値は負荷の消費電力の大小に関わら
ず、ほぼ一定という特徴がある。ここで内部消費電力と
負荷消費電力との比をそのコンバータの効率ηと定義す
る。
直流主電源の出力電圧を受けて電圧変換し定電圧化して
負荷に供給しているが、その時コンバータ内部回路で前
記操作のために消費される内部消費電力が必ず存在し、
この内部消費電力の値は負荷の消費電力の大小に関わら
ず、ほぼ一定という特徴がある。ここで内部消費電力と
負荷消費電力との比をそのコンバータの効率ηと定義す
る。
【０００７】図９は単一のコンバータについてその効率
対負荷電流ＩL の特性を示すグラフである。図９によれ
ば、負荷電流ＩL が減少すると、即ち軽負荷になるとコ
ンバータの効率が低下した動作を行っている。並列接続
したコンバータがそれぞれ同一規格であれば、負荷の軽
重に対応する全コンバータの効率は図８に示すとおり全
て同様に変化していた。また異なる規格のコンバータを
並列接続している場合は、軽負荷となったときに並列接
続状態を変えないため、大容量のコンバータが小容量の
コンバータと比較して、より低効率となる欠点が生じ
た。
対負荷電流ＩL の特性を示すグラフである。図９によれ
ば、負荷電流ＩL が減少すると、即ち軽負荷になるとコ
ンバータの効率が低下した動作を行っている。並列接続
したコンバータがそれぞれ同一規格であれば、負荷の軽
重に対応する全コンバータの効率は図８に示すとおり全
て同様に変化していた。また異なる規格のコンバータを
並列接続している場合は、軽負荷となったときに並列接
続状態を変えないため、大容量のコンバータが小容量の
コンバータと比較して、より低効率となる欠点が生じ
た。
【０００８】したがって本発明の目的は、従来技術にお
ける上述の欠点を除き、負荷消費電力の変化に応じて効
率の低下するコンバータがあれば、それを並列接続から
取り除き、全体として効率良く動作させる複数コンバー
タの並列接続制御装置を提供することにある。
ける上述の欠点を除き、負荷消費電力の変化に応じて効
率の低下するコンバータがあれば、それを並列接続から
取り除き、全体として効率良く動作させる複数コンバー
タの並列接続制御装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理ブロ
ック図である。本発明は、入力側を互いに並列接続して
直流主電源７と接続した複数のコンバータ1-1,1-2,〜
と、前記複数のコンバータの出力側はそれぞれ逆流防止
回路2-1,2-2,〜を介して互いに並列接続して単一の負荷
８と接続した複数コンバータの並列接続制御装置におい
て、前記複数のコンバータ1-1,1-2,〜の入力側をそれぞ
れ開閉素子3-1,3-2,〜を介して互いに並列接続し、前記
逆流防止回路2-1,2-2,〜の出力側と前記負荷８との間に
挿入された負荷電流計測手段４と、前記負荷電流計測手
段４で計測された負荷電流値を、負荷８と接続するコン
バータを選択するコンバータ選択用信号に変換する計測
値変換手段５と、前記計測値変換手段５からのコンバー
タ選択信号に応答するコンバータを、直流主電源７と接
続するため前記開閉素子3-1,3-2,〜の接断を制御する開
閉素子駆動手段６とを具備することで構成する。
ック図である。本発明は、入力側を互いに並列接続して
直流主電源７と接続した複数のコンバータ1-1,1-2,〜
と、前記複数のコンバータの出力側はそれぞれ逆流防止
回路2-1,2-2,〜を介して互いに並列接続して単一の負荷
８と接続した複数コンバータの並列接続制御装置におい
て、前記複数のコンバータ1-1,1-2,〜の入力側をそれぞ
れ開閉素子3-1,3-2,〜を介して互いに並列接続し、前記
逆流防止回路2-1,2-2,〜の出力側と前記負荷８との間に
挿入された負荷電流計測手段４と、前記負荷電流計測手
段４で計測された負荷電流値を、負荷８と接続するコン
バータを選択するコンバータ選択用信号に変換する計測
値変換手段５と、前記計測値変換手段５からのコンバー
タ選択信号に応答するコンバータを、直流主電源７と接
続するため前記開閉素子3-1,3-2,〜の接断を制御する開
閉素子駆動手段６とを具備することで構成する。
【００１０】
【作用】複数のコンバータ1-1,1-2,〜が並列接続され所
定の負荷８に電力を供給しているとき、負荷電流計測手
段４は負荷電流の増減を常時監視している。今、重負荷
になって負荷電流が増加すると、負荷電流計測手段４は
計測値変換手段５に負荷電流増加という信号を送るの
で、計測値変換手段５はその増加信号を、コンバータ選
択数を増加する旨のコンバータ選択信号に変換する。
定の負荷８に電力を供給しているとき、負荷電流計測手
段４は負荷電流の増減を常時監視している。今、重負荷
になって負荷電流が増加すると、負荷電流計測手段４は
計測値変換手段５に負荷電流増加という信号を送るの
で、計測値変換手段５はその増加信号を、コンバータ選
択数を増加する旨のコンバータ選択信号に変換する。
【００１１】計測値変換手段５はそのコンバータ選択信
号を、開閉素子駆動手段６に送出するので、開閉素子3-
1,3-2,〜はコンバータと直流主電源７との接続数増加或
いは切断を適切に制御する。
号を、開閉素子駆動手段６に送出するので、開閉素子3-
1,3-2,〜はコンバータと直流主電源７との接続数増加或
いは切断を適切に制御する。
【００１２】負荷電流が減少し、軽負荷となれば、上述
の各手段が上述と同様に動作して、所定の開閉素子3-1,
3-2,〜を切断するから、コンバータと直流主電源との接
続数を減少させる。
の各手段が上述と同様に動作して、所定の開閉素子3-1,
3-2,〜を切断するから、コンバータと直流主電源との接
続数を減少させる。
【００１３】したがって、特に負荷電流の減少のとき所
定数以外のコンバータは、直流主電源との接続が断たれ
るから、残存コンバータはその動作として効率の低いも
のが無く、適切な動作を行うことが出来る。
定数以外のコンバータは、直流主電源との接続が断たれ
るから、残存コンバータはその動作として効率の低いも
のが無く、適切な動作を行うことが出来る。
【００１４】
【実施例】図２は本発明の第１実施例の構成を示す図で
ある。図２は図１に示す構成の主として下方の部分のみ
を示している。負荷電流計測手段４の出力はｎ値振幅弁
別回路５１に印加される。ｎ値振幅弁別回路５１の出力
はコンバータ並列接続個数増減回路６１に印加される。
そして増減回路６１の各出力は、開閉素子3-1,3-2,〜に
印加される。
ある。図２は図１に示す構成の主として下方の部分のみ
を示している。負荷電流計測手段４の出力はｎ値振幅弁
別回路５１に印加される。ｎ値振幅弁別回路５１の出力
はコンバータ並列接続個数増減回路６１に印加される。
そして増減回路６１の各出力は、開閉素子3-1,3-2,〜に
印加される。
【００１５】図２において、コンバータはｎ個が並列接
続されているとする。負荷８に流れる電流について計測
手段４により計測され、計測値がｎ値振幅弁別回路５１
に印加される。この弁別回路５１は、負荷８に流れる電
流の予定最大電流値をｎ個の振幅出力値に分割する作用
を行う。
続されているとする。負荷８に流れる電流について計測
手段４により計測され、計測値がｎ値振幅弁別回路５１
に印加される。この弁別回路５１は、負荷８に流れる電
流の予定最大電流値をｎ個の振幅出力値に分割する作用
を行う。
【００１６】次にコンバータ並列接続個数増減回路６１
において、前記振幅弁別回路の出力に基づき開閉素子の
接断を制御する出力を発生する。振幅弁別回路の出力と
して負荷電流が最小値のとき例えば第１振幅値を発生す
るとして、その振幅値出力に対し第１開閉素子3-1 のみ
を閉成するように出力を発生する。若し振幅弁別回路の
出力が第１・第２振幅値であるときは、開閉素子として
第１・第２素子3-1,3-2 の両者を閉成するように出力を
発生する。同様に振幅弁別回路の出力値が増大するとき
( 即ち、負荷電流値が増大しているとき) 、開閉素子は
それに応じて閉成される数を増大するように、並列接続
個数増減回路６１が動作する。このとき並列接続される
コンバータの数が当然増大する。
において、前記振幅弁別回路の出力に基づき開閉素子の
接断を制御する出力を発生する。振幅弁別回路の出力と
して負荷電流が最小値のとき例えば第１振幅値を発生す
るとして、その振幅値出力に対し第１開閉素子3-1 のみ
を閉成するように出力を発生する。若し振幅弁別回路の
出力が第１・第２振幅値であるときは、開閉素子として
第１・第２素子3-1,3-2 の両者を閉成するように出力を
発生する。同様に振幅弁別回路の出力値が増大するとき
( 即ち、負荷電流値が増大しているとき) 、開閉素子は
それに応じて閉成される数を増大するように、並列接続
個数増減回路６１が動作する。このとき並列接続される
コンバータの数が当然増大する。
【００１７】若し、負荷電流値が減少するときは、並列
接続されるコンバータの数を減少するように、開閉素子
の切断を行うことが容易に理解できる。図３は本発明の
第２実施例の構成を示す図である。図３は図２と同様
に、図１の主要部分のみを図示している。並列通路9-1,
9-2,〜は図１における計測値変換手段５の出力と、開閉
素子駆動手段６の入力とを接続している。図３では計測
値変換手段５が、並列通路数選択回路５２となり、開閉
素子駆動手段６がコンバータ並列接続個数増減回路６１
と示している。
接続されるコンバータの数を減少するように、開閉素子
の切断を行うことが容易に理解できる。図３は本発明の
第２実施例の構成を示す図である。図３は図２と同様
に、図１の主要部分のみを図示している。並列通路9-1,
9-2,〜は図１における計測値変換手段５の出力と、開閉
素子駆動手段６の入力とを接続している。図３では計測
値変換手段５が、並列通路数選択回路５２となり、開閉
素子駆動手段６がコンバータ並列接続個数増減回路６１
と示している。
【００１８】並列通路数選択回路５２は、その構成とし
て負荷８に流れる電流値をｎ個の振幅出力値に弁別する
回路も含み、弁別回路の出力により並列通路9-1,9-2,〜
について選択して所定電位に保持するか否かを制御す
る。即ち、負荷電流が最小の第１振幅値の時は並列通路
のうち第１通路9-1 のみを選択して所定電位に保持す
る。ｎ値振幅弁別回路の出力が第１・第２振幅出力値の
ときは並列通路のうち第１・第２の両通路を選択して共
に所定電位に保持する。以下並列通路の選択動作と、そ
れに応じてコンバータの並列接続個数が増減することは
図２について説明したことと同様である。
て負荷８に流れる電流値をｎ個の振幅出力値に弁別する
回路も含み、弁別回路の出力により並列通路9-1,9-2,〜
について選択して所定電位に保持するか否かを制御す
る。即ち、負荷電流が最小の第１振幅値の時は並列通路
のうち第１通路9-1 のみを選択して所定電位に保持す
る。ｎ値振幅弁別回路の出力が第１・第２振幅出力値の
ときは並列通路のうち第１・第２の両通路を選択して共
に所定電位に保持する。以下並列通路の選択動作と、そ
れに応じてコンバータの並列接続個数が増減することは
図２について説明したことと同様である。
【００１９】次に図３に示す並列通路数選択回路５２と
同様の動作を行う回路として、Ａ−Ｄ変換回路を採用す
ることも出来る。このときは負荷電流値をｎビットの２
進符号に変換し、その符号の各ビット位置とビット符号
に対応して、開閉素子の番号と接断の制御を行う。例え
ば第１ビットが“１”であれば、第１開閉素子3-1 をオ
ンとすること、第１ビットが“１”，第２ビットが
“０”であれば、第１開閉素子をオンに、第２開閉素子
をオフとする制御を行う。この時Ａ−Ｄ変換回路の出力
と開閉素子との間にはビット符号について直列−並列符
号変換回路を挿入して置く必要がある。
同様の動作を行う回路として、Ａ−Ｄ変換回路を採用す
ることも出来る。このときは負荷電流値をｎビットの２
進符号に変換し、その符号の各ビット位置とビット符号
に対応して、開閉素子の番号と接断の制御を行う。例え
ば第１ビットが“１”であれば、第１開閉素子3-1 をオ
ンとすること、第１ビットが“１”，第２ビットが
“０”であれば、第１開閉素子をオンに、第２開閉素子
をオフとする制御を行う。この時Ａ−Ｄ変換回路の出力
と開閉素子との間にはビット符号について直列−並列符
号変換回路を挿入して置く必要がある。
【００２０】本発明の実施例として、以下に各手段・素
子のより具体的構成を順次に示す。図４は負荷電流計測
手段４の構成を示す図である。図４において、負荷電流
検出用抵抗素子１１は、負荷８に流れる電流回路に挿入
され、増幅器１２は抵抗素子１１の両端と接続する。ホ
トカプラ１３は増幅器１２の出力が印加され、端子１４
はホトカプラ１３の出力を取り出して次段へ送出する。
子のより具体的構成を順次に示す。図４は負荷電流計測
手段４の構成を示す図である。図４において、負荷電流
検出用抵抗素子１１は、負荷８に流れる電流回路に挿入
され、増幅器１２は抵抗素子１１の両端と接続する。ホ
トカプラ１３は増幅器１２の出力が印加され、端子１４
はホトカプラ１３の出力を取り出して次段へ送出する。
【００２１】図４において負荷電流検出用抵抗素子１１
は、負荷８に流れる電流に比例する電圧を取り出して、
増幅器１１で増幅する。その出力はホトカプラ１３の発
光ダイオード側に印加される。したがって受光ダイオー
ド側から取り出す出力は、負荷８に流れる電流値に対応
するから、端子１４より次段の計測値変換手段５に送出
する。
は、負荷８に流れる電流に比例する電圧を取り出して、
増幅器１１で増幅する。その出力はホトカプラ１３の発
光ダイオード側に印加される。したがって受光ダイオー
ド側から取り出す出力は、負荷８に流れる電流値に対応
するから、端子１４より次段の計測値変換手段５に送出
する。
【００２２】図５は計測値変換手段５の構成を示す図で
ある。図５において、端子１４は前段の負荷電流計測手
段４からの信号印加端子、演算増幅器15-1,15-2,〜はそ
の一方の端子が信号印加端子１４と接続される。端子16
-1,16-2,〜は演算増幅器の出力を取り出す端子である。
電位差計式抵抗素子17-1,17-2,〜は電源１８を両端に接
続し、各抵抗素子の接続点は、対応する演算増幅器の他
方の端子と接続する。
ある。図５において、端子１４は前段の負荷電流計測手
段４からの信号印加端子、演算増幅器15-1,15-2,〜はそ
の一方の端子が信号印加端子１４と接続される。端子16
-1,16-2,〜は演算増幅器の出力を取り出す端子である。
電位差計式抵抗素子17-1,17-2,〜は電源１８を両端に接
続し、各抵抗素子の接続点は、対応する演算増幅器の他
方の端子と接続する。
【００２３】電源１８は基準電圧のもので、抵抗素子17
-1,17-2,〜は基準電圧を分割した値を演算増幅器の他方
端子に印加しているから、信号印加端子１４からの電圧
に応じたコンパレータ出力が、演算増幅器の出力即ち、
端子16-1,16-2,〜の何れからか得られる。
-1,17-2,〜は基準電圧を分割した値を演算増幅器の他方
端子に印加しているから、信号印加端子１４からの電圧
に応じたコンパレータ出力が、演算増幅器の出力即ち、
端子16-1,16-2,〜の何れからか得られる。
【００２４】端子16-1などの出力について説明する。負
荷電流に対応する電圧が端子１４から演算増幅器の一方
の端子に印加される。その電圧をＰL とし、抵抗素子17
-1により分圧した電圧をＰ1 とする。ＰL ≦Ｐ1 の時は
出力端子16-1,16-2,〜の出力は全て「０」かマイナス値
である。抵抗素子17-2により分圧した電圧をＰ2 とする
時、Ｐ1 ＜ＰL ≦Ｐ2 では出力端子16-1のみ正の出力が
送出される。若しＰ2＜ＰL ≦Ｐ3 のときは端子16-1,16
-2 の両方から正の出力が送出される。ＰL ＞Ｐn の時
は端子16-1乃至16-nの全てから正の出力が送出される。
このようにして負荷電流に対応するコンバータの並列接
続個数増減の情報が得られる。
荷電流に対応する電圧が端子１４から演算増幅器の一方
の端子に印加される。その電圧をＰL とし、抵抗素子17
-1により分圧した電圧をＰ1 とする。ＰL ≦Ｐ1 の時は
出力端子16-1,16-2,〜の出力は全て「０」かマイナス値
である。抵抗素子17-2により分圧した電圧をＰ2 とする
時、Ｐ1 ＜ＰL ≦Ｐ2 では出力端子16-1のみ正の出力が
送出される。若しＰ2＜ＰL ≦Ｐ3 のときは端子16-1,16
-2 の両方から正の出力が送出される。ＰL ＞Ｐn の時
は端子16-1乃至16-nの全てから正の出力が送出される。
このようにして負荷電流に対応するコンバータの並列接
続個数増減の情報が得られる。
【００２５】図６は、図１における開閉素子を具体的に
示す図である。従来の殆どのコンバータの入力側に内装
されている突入電流防止回路を、開閉素子として流用し
ている。即ち、直流主電源７と並列に接続された抵抗素
子２０・コンデンサ２１との直列回路と、ＦＥＴ１９を
含む回路である。ＦＥＴ１９は前記抵抗素子・コンデン
サの直列回路の接続点にＦＥＴのゲートｇを、コンバー
タ１の内側方向にドレインｄを、直流主電源７側にソー
スｓを接続する。また端子２６は開閉素子駆動手段６か
らの制御信号が印加される端子である。
示す図である。従来の殆どのコンバータの入力側に内装
されている突入電流防止回路を、開閉素子として流用し
ている。即ち、直流主電源７と並列に接続された抵抗素
子２０・コンデンサ２１との直列回路と、ＦＥＴ１９を
含む回路である。ＦＥＴ１９は前記抵抗素子・コンデン
サの直列回路の接続点にＦＥＴのゲートｇを、コンバー
タ１の内側方向にドレインｄを、直流主電源７側にソー
スｓを接続する。また端子２６は開閉素子駆動手段６か
らの制御信号が印加される端子である。
【００２６】図６に示す回路では直流主電源７をこの回
路に接続するのみでは、前記直列回路の接続点に接続さ
れた端子２６から０またはマイナス値のバイアス電位を
印加している限り、コンバータ１は直流主電源７とは遮
断されたことと等価であり、端子２６からしきい値を超
える電圧が与えられた時始めて直流主電源７と接続され
てコンバータは動作を開始する。
路に接続するのみでは、前記直列回路の接続点に接続さ
れた端子２６から０またはマイナス値のバイアス電位を
印加している限り、コンバータ１は直流主電源７とは遮
断されたことと等価であり、端子２６からしきい値を超
える電圧が与えられた時始めて直流主電源７と接続され
てコンバータは動作を開始する。
【００２７】端子２６から印加する開閉素子駆動信号は
２値信号であっても、ｎ値信号であっても良い。ｎ値信
号の場合はＦＥＴの動作しきい値をｎ個選択することに
より、駆動信号の電圧による動作開始コンバータの選択
が出来る。
２値信号であっても、ｎ値信号であっても良い。ｎ値信
号の場合はＦＥＴの動作しきい値をｎ個選択することに
より、駆動信号の電圧による動作開始コンバータの選択
が出来る。
【００２８】図７は，図６に示す回路の他の実施例を示
す図である。図７において、直流主電源７と並列接続さ
れた回路として、抵抗素子２３・２４とツェーナダイオ
ード２５とを有している。トランジスタ２２はそのコレ
クタ電極を前記抵抗素子２３・２４の接続点に、そのベ
ース電極を前記抵抗素子２４とツェーナダイオード２５
との接続点に、そのベース電極を端子２７と接続してい
る。端子２７からはコンバータの制御部への制御信号を
送出する。
す図である。図７において、直流主電源７と並列接続さ
れた回路として、抵抗素子２３・２４とツェーナダイオ
ード２５とを有している。トランジスタ２２はそのコレ
クタ電極を前記抵抗素子２３・２４の接続点に、そのベ
ース電極を前記抵抗素子２４とツェーナダイオード２５
との接続点に、そのベース電極を端子２７と接続してい
る。端子２７からはコンバータの制御部への制御信号を
送出する。
【００２９】図７においてトランジスタ２２のベース電
極に端子２６から、０またはツェーテ電圧より低いバイ
アス電圧を印加している限りトランジスタ２２は導通し
ないため、コンバータは直流主電源７と遮断された状態
にある。端子２６からツェーナ電圧より高い電圧を印加
したとき、始めて直流主電源７と接続された状態となっ
て、コンバータが動作を開始できる。
極に端子２６から、０またはツェーテ電圧より低いバイ
アス電圧を印加している限りトランジスタ２２は導通し
ないため、コンバータは直流主電源７と遮断された状態
にある。端子２６からツェーナ電圧より高い電圧を印加
したとき、始めて直流主電源７と接続された状態となっ
て、コンバータが動作を開始できる。
【００３０】端子２６から印加する開閉素子駆動信号は
２値信号であっても、ｎ値信号であっても良い。ｎ値信
号の場合はツェーナ電圧値をｎ個選択して置くことによ
り、駆動信号の電圧による動作開始コンバータを選択で
きる。
２値信号であっても、ｎ値信号であっても良い。ｎ値信
号の場合はツェーナ電圧値をｎ個選択して置くことによ
り、駆動信号の電圧による動作開始コンバータを選択で
きる。
【００３１】以上の説明はコンバータがそれぞれ同一容
量であるとしている。この場合はコンバータの価額が比
較的安価にできるので、システム全体として好適であ
る。特に大容量のコンバータを並列接続していて、負荷
電流が減少を始めるとき、１個のコンバータの接続を断
とすれば、残余のコンバータは負荷容量が不足するよう
な状態であれば、各コンバータの分担負荷が小さくな
る、即ち効率が悪くなるまで待ってから、漸く１個のコ
ンバータずつ断としていた。
量であるとしている。この場合はコンバータの価額が比
較的安価にできるので、システム全体として好適であ
る。特に大容量のコンバータを並列接続していて、負荷
電流が減少を始めるとき、１個のコンバータの接続を断
とすれば、残余のコンバータは負荷容量が不足するよう
な状態であれば、各コンバータの分担負荷が小さくな
る、即ち効率が悪くなるまで待ってから、漸く１個のコ
ンバータずつ断としていた。
【００３２】そのため、各コンバータについて異なる容
量を有するように設計して、上述のような場合に、最も
小容量のコンバータについて接続を断とすれば、残余の
コンバータの効率は高く維持できるので、システム全体
として運転効率が高い。各コンバータについてその容量
の比率を１対２の割合で異ならせたもの、或いは各容量
のものを必要に応じて複数個ずつ並列接続しておけば、
負荷電流の僅かな変化に対しても、効率の悪くならない
範囲で小容量のものから断にすることができるので、き
め細かい制御を実現できる。
量を有するように設計して、上述のような場合に、最も
小容量のコンバータについて接続を断とすれば、残余の
コンバータの効率は高く維持できるので、システム全体
として運転効率が高い。各コンバータについてその容量
の比率を１対２の割合で異ならせたもの、或いは各容量
のものを必要に応じて複数個ずつ並列接続しておけば、
負荷電流の僅かな変化に対しても、効率の悪くならない
範囲で小容量のものから断にすることができるので、き
め細かい制御を実現できる。
【００３３】
【発明の効果】このようにして本発明によると、負荷消
費電力の変化に応じて効率を低下させるコンバータを並
列接続から切断し、効率良く動作しているコンバータの
み並列接続することを継続しているから、経済的に電源
を運用する複数コンバータの並列接続制御装置を簡単に
実現することが出来る。
費電力の変化に応じて効率を低下させるコンバータを並
列接続から切断し、効率良く動作しているコンバータの
み並列接続することを継続しているから、経済的に電源
を運用する複数コンバータの並列接続制御装置を簡単に
実現することが出来る。
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】本発明の実施例の構成を示す図である。
【図３】本発明の他の実施例の構成を示す図である。
【図４】実施例の内、負荷電流計測手段の例を示す図で
ある。
ある。
【図５】実施例の内、計測値変換手段の例を示す図であ
る。
る。
【図６】開閉素子の例を示す図である。
【図７】開閉素子の他の例を示す図である。
【図８】従来の並列接続を示す図である。
【図９】コンバータの効率を説明する図である。
1-1,1-2,〜 コンバータ 2-1,2-2,〜 逆流防止回路 3-1,3-2,〜 開閉素子 ４ 負荷電流計測手段 ５ 計測値変換手段 ６ 開閉素子駆動手段 ７ 直流主電源 ８ 負荷
Claims (7)
- 【請求項１】 入力側を互いに並列接続して直流主電源
(7) と接続した複数のコンバータ(1-1,1-2, 〜) と、前
記複数のコンバータの出力側はそれぞれ逆流防止回路(2
-1,2-2, 〜) を介して互いに並列接続して単一の負荷
(8) と接続した複数コンバータの並列接続制御装置にお
いて、 前記複数のコンバータ(1-1,1-2, 〜) の入力側をそれぞ
れ開閉素子(3-1,3-2,〜) を介して互いに並列接続し、 前記逆流防止回路(2-1,2-2, 〜) の出力側と前記負荷
(8) との間に挿入された負荷電流計測手段(4) と、 前記負荷電流計測手段(4) で計測された負荷電流値を、
負荷(8) と接続するコンバータを選択するコンバータ選
択用信号に変換する計測値変換手段(5) と、 前記計測値変換手段(5) からのコンバータ選択信号に応
答するコンバータを、直流主電源(7) と接続するため前
記開閉素子(3-1,3-2, 〜) の接断を制御する開閉素子駆
動手段(6) とを具備することを特徴とする複数コンバー
タの並列接続制御装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の計測値変換手段(5)
は、ｎ個のコンバータを並列接続して負荷(8) に流れる
予定最大電流値をｎ個の振幅出力値に分割するｎ値振幅
弁別回路であり、 請求項１に記載の開閉素子駆動手段(6) は、前記ｎ値振
幅弁別回路の出力が最小の第１振幅値の時は第１開閉素
子(3-1) のみを閉成して直流主電源(7) を第１コンバー
タ(1-1) と接続させ、前記ｎ値振幅弁別回路の出力が第
１・第２の両振幅出力値の時は第１・第２開閉素子(3-
1,3-2) を閉成して直流主電源(7) を第１・第２コンバ
ータ(1-1,1-2) と接続させ、以後負荷に流れる電流値の
増大に対応して直流主電源と接続されるコンバータの数
をｎまで増大させ、且つ負荷に流れる電流値の減少に対
応して直流主電源と接続されるコンバータの数を減少さ
せるコンバータ並列接続個数の増減回路であることを特
徴とする複数コンンバータの並列接続制御装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載の計測値変換手段(5) と
開閉素子駆動手段(6) とは、前者の出力と後者の入力と
を、それぞれ複数の並列通路(9-1,9-2, 〜)により接続
し、 前記計測値変換手段(5) は、ｎ個のコンバータを並列接
続して負荷(8) に流れる予定最大電流値をｎ個の振幅出
力値に分割するｎ値振幅弁別回路により構成され、該ｎ
値振幅弁別回路の出力が最小の第１振幅値の時は並列通
路のうち第１通路(9-1) のみを選択して所定電位に保持
し、前記ｎ値振幅弁別回路の出力が第１・第２の両振幅
出力値の時は第１・第２通路(9-1,9-2) を選択して所定
電位に保持し、以後負荷に流れる電流値の増大に対応し
て所定電位に保持する通路の数を増大させ、、且つ負荷
に流れる電流値の減少に対応して所定電位に保持する通
路の数を減少させる並列通路数選択回路であり、 前記開閉素子駆動手段(6) は、前記並列通路数選択回路
の通路選択が第１通路のみである時は第１開閉素子(3-
1)のみを閉成して直流主電源(7)を第１コンバータ(1-1)
と接続させ、前記並列通路数選択回路の通路選択が第
１・第２通路である時は第１・第２開閉素子(3-1,3-2)
を閉成して直流主電源(7)を第１・第２コンバータ(1-1,
1-2) と接続させ、以後負荷に流れる電流値の増大に対
応して直流主電源と接続されるコンバータの数をｎまで
増大させ、且つ負荷に流れる電流値の減少に対応して直
流主電源の数を減少させるコンバータ並列接続個数の増
減回路であることを特徴とする複数コンバータの並列接
続制御装置。 - 【請求項４】 請求項１に記載の計測値変換手段(5)
は、負荷(8)に流れる電流値をｎビットの２進符号に変
換し、その２進符号をコンバータ並列接続個数の増減用
信号として出力するＡ−Ｄ変換回路として構成し、 請求項１に記載の開閉素子駆動手段(6) は、前記Ａ−Ｄ
変換回路の出力からの２進符号の第１ビット、第２ビッ
ト、〜、第ｎビットの符号に応じてそれぞれ開閉素子(3
-1,3-2, 〜) の接断を制御する開閉素子駆動回路である
ことを特徴とする複数コンバータの並列接続制御装置。 - 【請求項５】 請求項１に記載のコンバータの各電力容
量は互いに等しいことを特徴とする請求項１乃至請求項
３のいずれか１項に記載の複数コンバータの並列接続制
御装置。 - 【請求項６】 請求項１に記載のコンバータの各電力容
量は相異なることを特徴とする請求項１乃至請求項３の
いずれか１項に記載の複数コンバータの並列接続制御装
置。 - 【請求項７】 請求項１に記載のコンバータにおける第
１コンバータの電力容量は所定値の１／２に等しく、第
２コンバータの電力容量は前記所定値の１／４に等し
く、以後当該番コンバータの電力容量は前番の同容量の
半分に等しく構成されたことを特徴とする請求項４に記
載の複数コンバータの並列接続制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6049121A JPH07264776A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | 複数コンバータの並列接続制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6049121A JPH07264776A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | 複数コンバータの並列接続制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07264776A true JPH07264776A (ja) | 1995-10-13 |
Family
ID=12822239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6049121A Withdrawn JPH07264776A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | 複数コンバータの並列接続制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07264776A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003527062A (ja) * | 2000-03-14 | 2003-09-09 | アドバンスト・マイクロ・ディバイシズ・インコーポレイテッド | 低電力モード中の多相スイッチング電源の向上した効率 |
| JP2008245348A (ja) * | 2007-03-26 | 2008-10-09 | Fujitsu Ten Ltd | 昇圧回路制御装置、及び昇圧回路制御方法 |
| JP2009011102A (ja) * | 2007-06-28 | 2009-01-15 | Toyota Motor Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法 |
| JP2009232587A (ja) * | 2008-03-24 | 2009-10-08 | Oki Power Tech Co Ltd | 電源装置及びその制御方法 |
| JP2011101593A (ja) * | 2007-12-25 | 2011-05-19 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源システム |
| US8205103B2 (en) | 2008-09-26 | 2012-06-19 | Fujitsu Limited | Power-source control system and method to supply and control power to an information processing apparatus |
| US9374013B2 (en) | 2013-05-21 | 2016-06-21 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power conversion apparatus and power conversion method |
| KR20170088689A (ko) * | 2016-01-25 | 2017-08-02 | 계명대학교 산학협력단 | Ldc의 전력효율 개선을 위해 병렬 구성을 이용한 제어방법 및 장치 |
| CN109196761A (zh) * | 2016-06-02 | 2019-01-11 | 株式会社村田制作所 | 电源系统 |
-
1994
- 1994-03-18 JP JP6049121A patent/JPH07264776A/ja not_active Withdrawn
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003527062A (ja) * | 2000-03-14 | 2003-09-09 | アドバンスト・マイクロ・ディバイシズ・インコーポレイテッド | 低電力モード中の多相スイッチング電源の向上した効率 |
| JP2008245348A (ja) * | 2007-03-26 | 2008-10-09 | Fujitsu Ten Ltd | 昇圧回路制御装置、及び昇圧回路制御方法 |
| JP2009011102A (ja) * | 2007-06-28 | 2009-01-15 | Toyota Motor Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法 |
| JP2011101593A (ja) * | 2007-12-25 | 2011-05-19 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源システム |
| JP2009232587A (ja) * | 2008-03-24 | 2009-10-08 | Oki Power Tech Co Ltd | 電源装置及びその制御方法 |
| US8205103B2 (en) | 2008-09-26 | 2012-06-19 | Fujitsu Limited | Power-source control system and method to supply and control power to an information processing apparatus |
| US9374013B2 (en) | 2013-05-21 | 2016-06-21 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power conversion apparatus and power conversion method |
| KR20170088689A (ko) * | 2016-01-25 | 2017-08-02 | 계명대학교 산학협력단 | Ldc의 전력효율 개선을 위해 병렬 구성을 이용한 제어방법 및 장치 |
| CN109196761A (zh) * | 2016-06-02 | 2019-01-11 | 株式会社村田制作所 | 电源系统 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6541947B1 (en) | Step-down constant-current transformer | |
| US6429621B1 (en) | Solar power charging system | |
| US7112943B2 (en) | Enabling circuit for avoiding negative voltage transients | |
| US9479060B2 (en) | Control circuit, battery power supply device and control method | |
| US6556407B2 (en) | Method and device for driving a power output stage | |
| US6191964B1 (en) | Circuit and method for controlling a synchronous rectifier converter | |
| US6509721B1 (en) | Buck regulator with ability to handle rapid reduction of load current | |
| WO2007100035A1 (ja) | 電源システム | |
| US20200076305A1 (en) | Electronic converter and method of operating an electronic converter | |
| JPH07264776A (ja) | 複数コンバータの並列接続制御装置 | |
| US20080043499A1 (en) | Buck converter fault detection method | |
| US20090103333A1 (en) | Circuit arrangement and method for converting an alternating voltage into a rectified voltage | |
| CN112448580B (zh) | 飞跨电容转换器 | |
| JP2021175260A (ja) | Ｄｃ／ｄｃ変換装置 | |
| US20020033332A1 (en) | Water Electrolytic system | |
| KR20170049177A (ko) | 프리차지 회로를 포함한 비절연 양방향 dc-dc 컨버터 | |
| US20100194366A1 (en) | DC/DC Converter and Method for Controlling a DC/DC Converter | |
| US6605980B2 (en) | Synchronous rectifier circuit | |
| JPH08130839A (ja) | バッテリ駆動可能電子機器の供給電源自動切換装置 | |
| JP2003216254A (ja) | 半導体集積装置 | |
| CN1418396B (zh) | 单参考dc/dc变换器 | |
| CN218335395U (zh) | 一种多类型输入电源的输入电流自适应电池充电系统 | |
| JP2000184622A (ja) | 無停電電源装置 | |
| KR101022136B1 (ko) | 압전 에너지 수확을 위한 공진형 자려 부스트 컨버터 회로 | |
| KR102364373B1 (ko) | 충전 및 방전을 위한 트윈 배터리 시험 장치 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010605 |