JPH07231258A - Noise shaping circuit - Google Patents
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- JPH07231258A JPH07231258A JP2015194A JP2015194A JPH07231258A JP H07231258 A JPH07231258 A JP H07231258A JP 2015194 A JP2015194 A JP 2015194A JP 2015194 A JP2015194 A JP 2015194A JP H07231258 A JPH07231258 A JP H07231258A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、量子化雑音等のノイズ
の周波数構造を変化させるノイズシェーピング回路に関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a noise shaping circuit that changes the frequency structure of noise such as quantization noise.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、１〜３ビットの量子化数で１６ビ
ット以上の精度を持つアナログ／ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ変換器）やディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変
換器）が登場してきた。これらは、オーバサンプリング
とノイズシェーピングを用いて、量子化の精度を振幅か
ら時間軸に依存する形を取っている。ここで、ノイズシ
ェーピングは量子化器を帰還ループ内に設けることで、
量子化雑音に微分特性即ち高域上がりの特性を与えるも
のであり、オーディオ帯域の量子化雑音を低減し、高い
Ｓ／Ｎが得られる特長を持つ。更に、ノイズシェーピン
グの次数を大きくすると低域でのノイズが減少（同一の
標本化周波数ｆsで周波数ｆs／３２において次数を１次
から２次にすると−１３ｄＢ、３次にすると−２９ｄ
Ｂ、４次にすると−４４ｄＢとなる。）する。2. Description of the Related Art In recent years, an analog / digital converter (A
A / D converter) and a digital / analog converter (D / A converter) have appeared. They use oversampling and noise shaping to make the quantization accuracy dependent on the time axis from the amplitude. Here, noise shaping is achieved by providing a quantizer in the feedback loop,
It gives a quantization characteristic to the quantization noise, that is, a characteristic of increasing the high frequency range, and has a feature that the quantization noise in the audio band is reduced and a high S / N is obtained. Further, if the order of noise shaping is increased, noise in the low frequency band is reduced (at the same sampling frequency f s, at frequencies f s / 32, when the order is changed from 1st order to 2nd order, −13dB, and 3rd order is −29d.
In the case of B and quaternary, it becomes −44 dB. ) Do.
【０００３】ところで、２次以下のノイズシェーピング
は安定に動作するが、３次以上の構成では量子化ステッ
プ数が制約されると量子化雑音が量子化器の入力と相関
を持つため動作が不安定になる。By the way, the noise shaping of the second order or lower operates stably, but in the configuration of the third order or higher, if the number of quantization steps is restricted, the quantization noise correlates with the input of the quantizer, so that the operation is unsuccessful. Be stable.
【０００４】そこで、従来より量子化器の量子化ステッ
プ数を増加させ量子化雑音が入力と無相関になるように
する方法や、雑誌「ラジオ技術」（ラジオ技術社）1989
年2月号pp.88〜pp.97に記載されているようなスタガー
ドデルタ・シグマ（ΔΣ）型のノイズシェーピング回路
を用いた１ビットＡ／Ｄ変換器があった。Therefore, conventionally, a method of increasing the number of quantization steps of the quantizer so that the quantization noise is uncorrelated with the input, and a magazine "Radio Technology" (Radio Technology Co., Ltd.) 1989
There was a 1-bit A / D converter using a staggered delta sigma (ΔΣ) type noise shaping circuit as described in the February issue pp.88-97.
【０００５】以下に、従来のスタガードΔΣ型のノイズ
シェーピング回路について説明する。A conventional staggered ΔΣ type noise shaping circuit will be described below.
【０００６】図６は従来のスタガードΔΣ型のノイズシ
ェーピング回路を用いた１ビットＡ／Ｄ変換器を示すも
のである。６０１はアナログ信号を入力する入力端子、
６０２は積分器、６０３は積分器６０２の出力を積分す
る積分器、６０４は積分器６０３の出力を積分し積分し
た出力を所定の出力値で制限するリミッタ付きの積分
器、６０５は積分器６０３の出力を増幅する増幅器、６
０６は積分器６０４の出力を増幅する増幅器、６０７は
積分器６０２の出力と増幅器６０５，６０６の出力を加
算する加算器、６０８は加算器６０７の出力を１ビット
のディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、６０９はＡ
／Ｄ変換器６０８の出力信号を出力する出力端子、６１
０はＡ／Ｄ変換器６０８の出力を１標本化周期遅延させ
る遅延器、６１１は入力信号と遅延器６１０の出力を加
算する加算器であり、加算器６１１の出力は積分器６０
２に入力される。ここで、積分器６０２，６０３，６０
４はそれぞれ１次の積分特性を持つ積分器である。FIG. 6 shows a 1-bit A / D converter using a conventional staggered ΔΣ type noise shaping circuit. 601 is an input terminal for inputting an analog signal,
Reference numeral 602 is an integrator, 603 is an integrator that integrates the output of the integrator 602, 604 is an integrator with a limiter that integrates the output of the integrator 603 and limits the integrated output with a predetermined output value, and 605 is the integrator 603. Amplifier that amplifies the output of 6
Reference numeral 06 is an amplifier for amplifying the output of the integrator 604, 607 is an adder for adding the output of the integrator 602 and the outputs of the amplifiers 605, 606, and 608 is A / A for converting the output of the adder 607 into a 1-bit digital signal. D converter, 609 is A
An output terminal for outputting the output signal of the D / D converter 608;
0 is a delay device that delays the output of the A / D converter 608 by one sampling period, 611 is an adder that adds the input signal and the output of the delay device 610, and the output of the adder 611 is the integrator 60.
Entered in 2. Here, integrators 602, 603, 60
Reference numerals 4 are integrators each having a first-order integration characteristic.
【０００７】図６を用いて、系の安定性について説明す
る。６０８は１ビットのＡ／Ｄ変換器であり、入力を
Ｕ、出力をＹとすれば、出力Ｙは入力Ｕの符号の正負に
応じて＋１、−１となる。ただし、出力Ｙの大きさは１
である。従って、Ａ／Ｄ変換器６０８で発生する量子化
雑音をＱとすると、Ａ／Ｄ変換器６０８の入出力間の関
係式は（数１）、（数２）となる。The stability of the system will be described with reference to FIG. Reference numeral 608 denotes a 1-bit A / D converter, and if the input is U and the output is Y, the output Y becomes +1 and -1 according to the sign of the input U. However, the size of output Y is 1
Is. Therefore, if the quantization noise generated in the A / D converter 608 is Q, the relational expressions between the inputs and outputs of the A / D converter 608 are (Equation 1) and (Equation 2).
【０００８】[0008]
【数１】 [Equation 1]
【０００９】[0009]
【数２】 [Equation 2]
【００１０】但し、｜Ｕ｜は入力Ｕの大きさを現す。ま
た、遅延器６１０の位相回転を無視すると図６の系の開
ループ伝達関数Ｇ0(s)は（数３）となる。However, | U | represents the size of the input U. If the phase rotation of the delay device 610 is ignored, the open loop transfer function G 0 (s) of the system of FIG. 6 becomes (Equation 3).
【００１１】[0011]
【数３】 [Equation 3]
【００１２】（数３）の周波数特性を考える。開ループ
伝達関数Ｇ0(s)の周波数伝達関数Ｇ0(ω)、振幅｜Ｇ
0(ω)｜及び位相ΦＧ0(ω)はそれぞれ（数４），（数
５），（数６）となる。Consider the frequency characteristic of (Equation 3). Frequency transfer function G 0 (ω) of open loop transfer function G 0 (s), amplitude | G
0 (ω) | and the phase ΦG 0 (ω) are (Equation 4), (Equation 5), and (Equation 6), respectively.
【００１３】[0013]
【数４】 [Equation 4]
【００１４】[0014]
【数５】 [Equation 5]
【００１５】[0015]
【数６】 [Equation 6]
【００１６】（数４），（数５），（数６）をもとに開
ループ伝達関数Ｇ0(s)の周波数特性を図７に示す。図７
の（ａ）はα＝β＝１としている。図７の（ａ）より、
ｋ＜＝１ではゲインが１以下になる周波数において位相
が−１８０度以上になり不安定となる。即ち、｜Ｕ｜が
１を越えると発振が始まりＵが増大し、ｋがどんどん小
さくなり発振を加速する。ここで、β＜α＜１とすると
ｋ＝１では図７の（ｂ）となり、位相余裕があるためｋ
＜１となっても発振は開始しない。ｋが小さくなると発
振が開始するが、積分器６０４はリミッタを持ち一定値
となるため系は２次のノイズシェーピングとなり発振は
起こらない。FIG. 7 shows the frequency characteristics of the open loop transfer function G 0 (s) based on (Equation 4), (Equation 5) and (Equation 6). Figure 7
In (a) of, α = β = 1. From (a) of FIG.
When k <= 1, the phase becomes −180 degrees or more and becomes unstable at a frequency where the gain is 1 or less. That is, when | U | exceeds 1, oscillation starts, U increases, k becomes smaller, and oscillation accelerates. Here, when β <α <1, when k = 1, the result is (b) in FIG. 7, and since there is a phase margin, k
Oscillation does not start even if <1. Oscillation starts when k becomes small, but since the integrator 604 has a limiter and has a constant value, the system becomes second-order noise shaping and oscillation does not occur.
【００１７】本従来例は、積分器６０３及び積分器６０
４の出力にそれぞれゲインが１未満の増幅器６０５（ゲ
インα）、増幅器６０６（ゲインβ）を設けて系の位相
余裕を大きくし、更に大きな入力信号に対しては積分器
６０４のリミッタで積分器６０４の出力を一定とするこ
とで系を２次にし、安定なノイズシェーピング回路の構
成を可能としている。In this conventional example, the integrator 603 and the integrator 60 are used.
An amplifier 605 (gain α) and an amplifier 606 (gain β) each having a gain of less than 1 are provided at the output of 4 to increase the phase margin of the system, and for a larger input signal, the limiter of the integrator 604 integrators By making the output of 604 constant, the system is quadratic and a stable noise shaping circuit can be configured.
【００１８】[0018]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、３次のノイズシェーピング回路を構成する
のに積分器を３個必要とする。そのため、部品点数が増
えることによるコストアップと言う問題点と、部品点数
が増加することにより部品から生じる雑音が増加すると
言う問題点と、（数３）〜（数６）及び図６から分かる
ように、高域では積分器の周波数特性は１次の積分特性
となり２次の積分特性を維持できないためノイズシェー
ピング特性が悪化すると言う問題点とを有していた。However, in the above-mentioned conventional configuration, three integrators are required to configure the third-order noise shaping circuit. Therefore, it can be understood from the problems that the cost increases due to the increase in the number of parts, the problem that the noise generated from the parts increases due to the increase in the number of parts, and the expressions (3) to (6) and FIG. In addition, in the high frequency range, the frequency characteristic of the integrator becomes a first-order integration characteristic and the second-order integration characteristic cannot be maintained, so that the noise shaping characteristic is deteriorated.
【００１９】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、積分器に帰還回路としてｎ次のハイパスフィルタを
用いることで１個の演算増幅器でｎ次のノイズシェーピ
ング回路を構成でき部品点数及び部品から生じる雑音を
減少させることを可能とすることと、積分器の出力信号
の振幅レベルに応じて積分器の帰還回路であるフィルタ
の次数をｎ次から２次に切り換えることで安定なノイズ
シェーピング回路を構成することが可能なことと、ま
た、積分器の出力信号の周波数成分により帰還回路であ
るフィルタの遮断特性を切り換えることで安定なノイズ
シェーピング回路を構成することが可能なことと、積分
器の出力にローパスフィルタを縦続接続することで２次
の積分特性が高域まで維持できノイズシェーピング特性
の向上が可能なノイズシェーピング回路を提供すること
を目的とする。The present invention solves the above-mentioned conventional problems. By using an nth-order high-pass filter as a feedback circuit in the integrator, an nth-order noise shaping circuit can be constructed with one operational amplifier. Stable noise shaping by reducing the noise generated from the components and switching the order of the filter, which is the feedback circuit of the integrator, from the nth order to the second order according to the amplitude level of the output signal of the integrator. That the circuit can be configured, and that a stable noise shaping circuit can be configured by switching the cutoff characteristics of the filter that is the feedback circuit according to the frequency component of the output signal of the integrator; By connecting a low-pass filter in cascade to the output of the converter, the second-order integration characteristics can be maintained up to high frequencies, and noise shaping characteristics can be improved. And to provide a shaping circuit.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のノイズシェーピング回路は、ｎ次のハイパス
フィルタを帰還回路とした積分手段と、積分手段の出力
信号の振幅レベルを判断するレベル検出手段と、レベル
検出手段の出力に基づきハイパスフィルタの次数を２次
に切り換える切り換え手段と、積分手段の出力を帯域制
限するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力で
あるアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ
／ディジタル変換手段と、アナログ／ディジタル変換手
段により変換されたディジタル信号を１標本化周期遅延
させる遅延手段と、遅延手段により遅延されたディジタ
ル信号をアナログ信号に変換するディジタル／アナログ
変換手段と、ディジタル／アナログ変換手段の出力を前
記積分手段に帰還する帰還抵抗とを備えた構成を持つ。To achieve this object, a noise shaping circuit according to the present invention comprises an integrating means using an nth-order high-pass filter as a feedback circuit and a level for judging an amplitude level of an output signal of the integrating means. Detecting means, switching means for switching the order of the high-pass filter to quadratic based on the output of the level detecting means, low-pass filter for band limiting the output of the integrating means, and converting the analog signal output from the low-pass filter into a digital signal. Analog / digital conversion means, delay means for delaying the digital signal converted by the analog / digital conversion means by one sampling period, digital / analog conversion means for converting the digital signal delayed by the delay means into an analog signal, The output of the digital / analog conversion means is fed back to the integration means. That has a configuration in which a feedback resistor.
【００２１】また、本発明のノイズシェーピング回路
は、ｎ次のハイパスフィルタを帰還回路とした積分手段
と、積分手段の出力信号の周波数を判断する周波数検出
手段と、周波数検出手段の出力に基づき前記ハイパスフ
ィルタの遮断特性を切り換える切り換え手段と、積分手
段の出力を帯域制限するローパスフィルタと、ローパス
フィルタの出力であるアナログ信号をディジタル信号に
変換するアナログ／ディジタル変換手段と、アナログ／
ディジタル変換手段により変換されたディジタル信号を
１標本化周期遅延させる遅延手段と、遅延手段により遅
延されたディジタル信号をアナログ信号に変換するディ
ジタル／アナログ変換手段と、ディジタル／アナログ変
換手段の出力を前記積分手段に帰還する帰還抵抗とを備
えた構成を持つ。Further, the noise shaping circuit of the present invention is characterized in that the integrating means using the nth-order high-pass filter as a feedback circuit, the frequency detecting means for judging the frequency of the output signal of the integrating means, and the output based on the output of the frequency detecting means. Switching means for switching the cutoff characteristics of the high-pass filter, low-pass filter for band limiting the output of the integrating means, analog / digital conversion means for converting the analog signal output from the low-pass filter into a digital signal, and analog / digital conversion means.
Delay means for delaying the digital signal converted by the digital converting means by one sampling period, digital / analog converting means for converting the digital signal delayed by the delay means into an analog signal, and output of the digital / analog converting means It has a configuration including a feedback resistor that returns to the integrating means.
【００２２】[0022]
【作用】本発明は上記した構成により、以下のような作
用をする。即ち、アナログ／ディジタル変換手段は積分
手段の出力を帯域制限したローパスフィルタの出力であ
るアナログ信号をディジタル信号に変換する。遅延手段
はアナログ／ディジタル変換手段の出力を１標本化周期
遅延する。遅延手段の出力は帰還抵抗を通じて積分手段
に帰還され入力信号と加算される。このような構成でノ
イズシェーピング回路を構成する。そして、積分手段の
帰還回路がｎ次のハイパスフィルタであるためｎ次のノ
イズシェーピング回路を構成する。更に、レベル検出手
段は積分手段の出力信号の振幅レベルを検出する。そし
て、積分手段の出力レベルが所定レベルよりも大きくな
ると切り換え手段に切り換え信号を出力する。切り換え
手段はレベル検出手段の出力に基づき積分手段の帰還回
路であるハイパスフィルタの次数をｎ次から２次に切り
換えるようにしている。更に、ローパスフィルタは積分
手段の周波数特性が高域で１次の積分特性になるのを２
次の積分特性になるようにしている。The present invention has the following functions due to the above configuration. That is, the analog / digital conversion means converts the analog signal, which is the output of the low-pass filter in which the output of the integration means is band-limited, into a digital signal. The delay means delays the output of the analog / digital conversion means by one sampling period. The output of the delay means is fed back to the integrating means through the feedback resistor and added to the input signal. The noise shaping circuit is configured with such a configuration. Since the feedback circuit of the integrating means is an nth-order high-pass filter, an nth-order noise shaping circuit is formed. Further, the level detecting means detects the amplitude level of the output signal of the integrating means. Then, when the output level of the integrating means becomes higher than a predetermined level, a switching signal is output to the switching means. The switching means switches the order of the high-pass filter, which is the feedback circuit of the integrating means, from the nth order to the second order based on the output of the level detecting means. Further, the low-pass filter prevents the frequency characteristic of the integrating means from becoming a first-order integral characteristic in the high range.
The following integration characteristics are set.
【００２３】また、本発明は上記した構成により、以下
のような作用をする。即ち、アナログ／ディジタル変換
手段は積分手段の出力を帯域制限したローパスフィルタ
の出力であるアナログ信号をディジタル信号に変換す
る。遅延手段はアナログ／ディジタル変換手段の出力を
１標本化周期遅延する。遅延手段の出力は帰還抵抗を通
じて積分手段に帰還され入力信号と加算される。このよ
うな構成でノイズシェーピング回路を構成する。そし
て、積分手段の帰還回路がｎ次のハイパスフィルタであ
るためｎ次のノイズシェーピング回路を構成する。更
に、周波数検出手段は積分手段の出力信号に所定の周波
数成分を持つ信号を検出する。そして、検出したら切り
換え手段に切り換え信号を出力する。切り換え手段は周
波数検出手段の出力に基づき積分手段の帰還回路である
ハイパスフィルタの遮断特性を切り換えるようにしてい
る。更に、ローパスフィルタは積分手段の周波数特性が
高域で１次の積分特性になるのを２次の積分特性になる
ようにしている。Further, the present invention having the above-described configuration operates as follows. That is, the analog / digital conversion means converts the analog signal, which is the output of the low-pass filter in which the output of the integration means is band-limited, into a digital signal. The delay means delays the output of the analog / digital conversion means by one sampling period. The output of the delay means is fed back to the integrating means through the feedback resistor and added to the input signal. The noise shaping circuit is configured with such a configuration. Since the feedback circuit of the integrating means is an nth-order high-pass filter, an nth-order noise shaping circuit is formed. Further, the frequency detecting means detects a signal having a predetermined frequency component in the output signal of the integrating means. Then, upon detection, a switching signal is output to the switching means. The switching means switches the cutoff characteristic of the high-pass filter which is the feedback circuit of the integrating means based on the output of the frequency detecting means. Further, in the low-pass filter, the frequency characteristic of the integrating means becomes the first-order integral characteristic in the high range so as to become the second-order integral characteristic.
【００２４】[0024]
【実施例】以下、本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００２５】図１は本発明の第１の実施例におけるノイ
ズシェーピング回路のブロック図を示す。図１におい
て、１０１は入力信号を積分する積分器で、１０２はア
ナログ信号を入力する入力端子、１０３は入力抵抗、１
０４は演算増幅器、１０５はｎ次のハイパスフィルタ、
１０６は演算増幅器１０４の出力信号を帯域制限するロ
ーパスフィルタ、１０７はローパスフィルタ１０６を構
成する抵抗器、１０８はローパスフィルタ１０６を構成
するコンデンサ、１０９はローパスフィルタ１０６の出
力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１１
０はＡ／Ｄ変換器１０９の出力信号を出力する出力端
子、１１１はＡ／Ｄ変換器１０９の出力信号を１標本化
周期遅延させる遅延器、１１２は遅延器１１１の出力で
あるディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器、１１３はＤ／Ａ変換器１１２の出力信号を演算増
幅器１０４に帰還する帰還抵抗、１１４は演算増幅器１
０４の出力信号の振幅レベルが所定のレベル以上である
かを検出するレベル検出器、１１５はレベル検出器１１
４の出力に基づきハイパスフィルタ１０５の次数をｎ次
から２次に切り換える切り換え器である。FIG. 1 is a block diagram of a noise shaping circuit according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, 101 is an integrator for integrating an input signal, 102 is an input terminal for inputting an analog signal, 103 is an input resistor, 1
04 is an operational amplifier, 105 is an nth-order high-pass filter,
Reference numeral 106 is a low-pass filter that limits the output signal of the operational amplifier 104, 107 is a resistor that forms the low-pass filter 106, 108 is a capacitor that forms the low-pass filter 106, and 109 is a signal that converts the output signal of the low-pass filter 106 into a digital signal. A / D converter, 11
0 is an output terminal that outputs the output signal of the A / D converter 109, 111 is a delay device that delays the output signal of the A / D converter 109 by one sampling period, and 112 is a digital signal that is the output of the delay device 111. A D / A converter for converting into an analog signal, 113 is a feedback resistor for returning the output signal of the D / A converter 112 to the operational amplifier 104, and 114 is the operational amplifier 1.
A level detector for detecting whether the amplitude level of the output signal of 04 is a predetermined level or more, 115 is a level detector 11
It is a switcher that switches the order of the high-pass filter 105 from the n-th order to the second-order based on the output of No. 4.
【００２６】このように構成された本実施例のノイズシ
ェーピング回路について、以下その動作について説明す
る。入力端子１０２から入力されたアナログ信号は、ハ
イパスフィルタ１０５を帰還回路とする入力抵抗１０
３、演算増幅器１０４及びハイパスフィルタ１０５から
なる積分器１０１に入力される。抵抗器１０７とコンデ
ンサ１０８で構成されたローパスフィルタ１０６は積分
器１０１の出力信号を帯域制限する。Ａ／Ｄ変換器１０
９はローパスフィルタ１０６の出力をディジタル信号に
変換し、出力端子１１０に出力する。遅延器１１１はＡ
／Ｄ変換器１０９の出力信号であるディジタル信号を１
標本化周期Ｔs遅延する。Ｄ／Ａ変換器１１２は遅延器
１１１の出力即ちＡ／Ｄ変換器１０９が出力するディジ
タル信号を１標本化周期遅延した信号をアナログ信号に
変換する。そして、Ｄ／Ａ変換器１１２の出力は帰還抵
抗１１３を通じて演算増幅器１０４に帰還される。ハイ
パスフィルタ１０５の次数はｎ次であるため、全体とし
てはｎ次のノイズシェーピング回路を構成する。ところ
で、３次以上のノイズシェーピング回路はＡ／Ｄ変換器
１０９の量子化ステップが大きくないとＡ／Ｄ変換器１
０９で発生した量子化雑音は入力信号と相関を持つため
入力信号の振幅レベルが大きくなると不安定になり発振
する。そこで、レベル検出器１１４は演算増幅器１０４
の出力信号の振幅レベルが所定のレベル（ノイズシェー
ピング回路が不安定になる信号レベル）以上であること
を検出する。そして、切り換え器１１５はレベル検出器
１１４の出力に基づきハイパスフィルタ１０５の次数を
ｎ次から２次に切り換える。つまり、ｎ次のノイズシェ
ーピング回路から２次のノイズシェーピング回路に切り
換わることになる。また、２次のノイズシェーピング回
路はＡ／Ｄ変換器１０９の量子化ステップに関係なく安
定である。そのため、本実施例は安定となる。ところ
が、本実施例の積分器１０１は帰還回路にハイパスフィ
ルタを用いているため各次数の積分器の周波数特性を加
算した様な周波数特性を持つ。すなわち、ハイパスフィ
ルタ１０５が３次であれば３次の積分器の周波数特性と
２次の積分器の周波数特性と１次の積分器の周波数特性
を加算した周波数特性を持つ。そのため、高域では１次
の積分器の周波数特性が支配的になり、高域程ノイズシ
ェーピング特性が劣化する。そこで、ローパスフィルタ
１０６の遮断特性を積分器１０１が１次の積分特性にな
る周波数に設定することで、積分器１０１の周波数特性
を高域まで２次の積分特性にし、高域でのノイズシェー
ピング特性の劣化を防いでいる。The operation of the noise shaping circuit of this embodiment thus constructed will be described below. The analog signal input from the input terminal 102 receives the input resistance 10 using the high-pass filter 105 as a feedback circuit.
3, input to the integrator 101 including the operational amplifier 104 and the high-pass filter 105. A low-pass filter 106 composed of a resistor 107 and a capacitor 108 band-limits the output signal of the integrator 101. A / D converter 10
Reference numeral 9 converts the output of the low-pass filter 106 into a digital signal and outputs it to the output terminal 110. Delay device 111 is A
The digital signal which is the output signal of the D / D converter 109 is set to 1
Delay the sampling period T s . The D / A converter 112 converts the digital signal output from the delay device 111, that is, the digital signal output from the A / D converter 109 by one sampling period, into an analog signal. Then, the output of the D / A converter 112 is fed back to the operational amplifier 104 through the feedback resistor 113. Since the order of the high-pass filter 105 is the n-th order, an n-th order noise shaping circuit is configured as a whole. By the way, if the quantization step of the A / D converter 109 is not large, the noise shaping circuit of the third order or higher does not have the A / D converter 1
Since the quantization noise generated at 09 is correlated with the input signal, it becomes unstable and oscillates when the amplitude level of the input signal becomes large. Therefore, the level detector 114 is the operational amplifier 104.
It is detected that the amplitude level of the output signal of is equal to or higher than a predetermined level (a signal level at which the noise shaping circuit becomes unstable). Then, the switching unit 115 switches the order of the high-pass filter 105 from the nth order to the second order based on the output of the level detector 114. That is, the nth-order noise shaping circuit is switched to the second-order noise shaping circuit. Further, the secondary noise shaping circuit is stable regardless of the quantization step of the A / D converter 109. Therefore, the present embodiment is stable. However, since the integrator 101 of this embodiment uses the high-pass filter in the feedback circuit, it has a frequency characteristic similar to that of the frequency characteristic of the integrator of each order. That is, if the high-pass filter 105 is third-order, it has a frequency characteristic obtained by adding the frequency characteristic of the third-order integrator, the frequency characteristic of the second-order integrator, and the frequency characteristic of the first-order integrator. Therefore, the frequency characteristic of the primary integrator becomes dominant in the high frequency range, and the noise shaping characteristic deteriorates in the higher frequency range. Therefore, by setting the cutoff characteristic of the low-pass filter 106 to a frequency at which the integrator 101 has a first-order integral characteristic, the frequency characteristic of the integrator 101 is made into a second-order integral characteristic up to a high range, and noise shaping in the high range is performed. Prevents deterioration of characteristics.
【００２７】図２は第１の実施例の具体的な回路の一例
であり、２０１はアナログ信号を入力する入力端子、２
０２は抵抗器Ｒ1、２０３は演算増幅器、２０４はコン
デンサＣ1、２０５はコンデンサＣ2、２０６はコンデン
サＣ3、２０７は抵抗器Ｒ3、２０８は抵抗器Ｒ4、２０
９はダイオードＤ1，２１０はダイオードＤ2，２１１は
抵抗器Ｒ5、２１２はコンデンサＣ4、２１３はコンパレ
ータ、２１４は出力端子、２１５はＤ型フリップフロッ
プ（Ｄ・ＦＦ）、２１６はサンプリングクロックを入力
する入力端子、２１７は抵抗器Ｒ2である。FIG. 2 shows an example of a concrete circuit of the first embodiment, and 201 is an input terminal for inputting an analog signal, 2
Reference numeral 02 is a resistor R 1 , 203 is an operational amplifier, 204 is a capacitor C 1 , 205 is a capacitor C 2 , 206 is a capacitor C 3 , 207 is a resistor R 3 , and 208 is a resistor R 4 , 20.
9 is a diode D 1 , 210 is a diode D 2 , 211 is a resistor R 5 , 212 is a capacitor C 4 , 213 is a comparator, 214 is an output terminal, 215 is a D-type flip-flop (D · FF), 216 is a sampling clock. An input terminal 217 for inputting is a resistor R 2 .
【００２８】図３は本発明の第１の実施例の動作説明図
である。以上のように構成した具体的な回路例について
説明する。ここでは、ハイパスフィルタ１０５の次数を
３次（ｎ＝３）として説明する。FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the first embodiment of the present invention. A specific circuit example configured as above will be described. Here, the order of the high-pass filter 105 will be described as a third order (n = 3).
【００２９】コンデンサ２０４〜２０６、抵抗器２０
７，２０８は３次のハイパスフィルタ１０５を構成す
る。そして、このハイパスフィルタ１０５を帰還回路と
して抵抗器２０２と演算増幅器２０３とで積分器を構成
し、入力端子２０１から入力される入力信号と抵抗器２
１７を通じて入力される帰還信号との和を積分する。抵
抗器２１１とコンデンサ２１２は１次のローパスフィル
タを構成する。そして、演算増幅器２０３の出力信号を
帯域制限する。コンパレータ２１３は帯域制限された演
算増幅器２０３の出力信号の符号の正負を判定する。即
ち、コンパレータ２１３は演算増幅器２０３の出力であ
るアナログ信号をディジタル信号に変換する１ビットの
Ａ／Ｄ変換器である。変換されたディジタル信号は出力
端子２１４から出力される。また、Ｄ・ＦＦ２１５は入
力端子２１６から入力されるサンプリングクロック（ｆ
s）に基づき、コンパレータ２１３が出力するディジタ
ル信号を１標本化周期（Ｔs＝１／ｆs）遅延する。そし
て、Ｄ・ＦＦ２１５が出力するディジタル信号は二値信
号であるためＤ／Ａ変換器１１２は必要ない。そして、
抵抗器２１７を通じて演算増幅器２０３に帰還される。Capacitors 204 to 206, resistor 20
Reference numerals 7 and 208 form a third-order high-pass filter 105. Then, the high-pass filter 105 is used as a feedback circuit to form an integrator with the resistor 202 and the operational amplifier 203, and the input signal input from the input terminal 201 and the resistor 2
The sum with the feedback signal input through 17 is integrated. The resistor 211 and the capacitor 212 form a first-order low-pass filter. Then, the output signal of the operational amplifier 203 is band-limited. The comparator 213 determines whether the sign of the output signal of the band-limited operational amplifier 203 is positive or negative. That is, the comparator 213 is a 1-bit A / D converter that converts the analog signal output from the operational amplifier 203 into a digital signal. The converted digital signal is output from the output terminal 214. Further, the D / FF 215 inputs the sampling clock (f
s ), the digital signal output by the comparator 213 is delayed by one sampling period (T s = 1 / f s ). Since the digital signal output from the D / FF 215 is a binary signal, the D / A converter 112 is not necessary. And
It is fed back to the operational amplifier 203 through the resistor 217.
【００３０】以上の構成で、入力信号をｘ、出力信号を
ｙ、コンパレータ２１３で発生する量子化雑音をＱとし
たときの入出力間の関係式は（数７）となる。With the above configuration, when the input signal is x, the output signal is y, and the quantization noise generated in the comparator 213 is Q, the relational expression between the input and output becomes (Equation 7).
【００３１】[0031]
【数７】 [Equation 7]
【００３２】但し、（数８），（数９），（数１０）を
条件とする。However, (Equation 8), (Equation 9), (Equation 10) are conditions.
【００３３】[0033]
【数８】 [Equation 8]
【００３４】[0034]
【数９】 [Equation 9]
【００３５】[0035]
【数１０】 [Equation 10]
【００３６】従って、（数７）より、上記の構成は３次
のノイズシェーピング回路であることがわかる。Therefore, from (Equation 7), it can be seen that the above configuration is a third-order noise shaping circuit.
【００３７】ところで、図２に示したノイズシェーピン
グ回路は次数が３次でＡ／Ｄ変換器の量子化数が１ビッ
トであるため、演算増幅器２０３の出力信号がコンパレ
ータ２１３の出力レベルを越えると発振が始まる。しか
し、演算増幅器２０３の出力信号レベルがコンパレータ
２１３の出力レベルに等しくなる前にダイオード２０
９，２１０が導通する。更に、ダイオード２０９，２１
０はコンデンサ２０６に並列に接続されているため、ダ
イオード２０９，２１０が導通することによりコンデン
サ２０６は短絡されハイパスフィルタ１０５は次数が３
次から２次に変化する。つまり、ダイオード２０９，２
１０は演算増幅器２０３の出力信号レベルが所定レベル
以上であるかを検出するレベル検出器１１４とハイパス
フィルタ１０５の次数を切り換える切り換え器１１５の
役割を持っている。従って、演算増幅器２０３の出力信
号レベルがコンパレータ２１３の出力レベルを越える場
合、２次のノイズシェーピング回路となるため本ノイズ
シェーピング回路は発振しない。なお、この具体的な回
路例では、演算増幅器２０３の出力レベルを検出する判
断の基準レベルをダイオード１個分の順方向電圧（０.
６Ｖ）としたが、ダイオードを複数個直列に接続するこ
とで基準レベルを簡単に変更できる。By the way, since the noise shaping circuit shown in FIG. 2 has a third order and the quantization number of the A / D converter is 1 bit, when the output signal of the operational amplifier 203 exceeds the output level of the comparator 213. Oscillation starts. However, before the output signal level of the operational amplifier 203 becomes equal to the output level of the comparator 213, the diode 20
9,210 becomes conductive. Further, the diodes 209 and 21
Since 0 is connected in parallel to the capacitor 206, the capacitors 206 are short-circuited due to the conduction of the diodes 209 and 210, and the order of the high-pass filter 105 is 3
It changes from the second to the second. That is, the diodes 209, 2
Reference numeral 10 serves as a level detector 114 for detecting whether the output signal level of the operational amplifier 203 is equal to or higher than a predetermined level and a switch 115 for switching the order of the high pass filter 105. Therefore, when the output signal level of the operational amplifier 203 exceeds the output level of the comparator 213, the noise shaping circuit of the second order does not oscillate because it becomes a secondary noise shaping circuit. In this specific circuit example, the reference level of the determination for detecting the output level of the operational amplifier 203 is the forward voltage (0.
However, the reference level can be easily changed by connecting a plurality of diodes in series.
【００３８】ところで、抵抗器２０２，２０７，２０
８、コンデンサ２０４，２０５，２０６及び演算増幅器
２０３で構成される積分器１０１の伝達関数Ｉ(s)は、
（数８），（数９）を条件とすると（数１１）となる。By the way, the resistors 202, 207, 20
8, the transfer function I (s) of the integrator 101 composed of the capacitors 204, 205, 206 and the operational amplifier 203 is
If (Equation 8) and (Equation 9) are used as conditions, (Equation 11) is obtained.
【００３９】[0039]
【数１１】 [Equation 11]
【００４０】（数１１）をもとに積分器１０１の周波数
特性を図示すると図３の（ａ）となる。図３の（ａ）よ
り、高域では１次の積分特性になっていることが分か
る。一方、抵抗器２１１及びコンデンサ２１２からなる
ローパスフィルタ１０６の伝達関数Ｈ(s)は（数１２）
となる。ここで、ローパスフィルタの遮断角周波数ωc
は（数１３）となる。ローパスフィルタ１０６の周波数
特性を図３の（ａ）に示す。ローパスフィルタ１０６
は、１次のローパスフィルタであるため、遮断特性は−
６ｄＢ／ｏｃｔである。ここで、ローパスフィルタ１０
６の遮断角周波数を積分器１０１の周波数特性が１次の
積分特性（−６ｄＢ／ｏｃｔ）となる角周波数に設定す
ると図３の（ｂ）に示すように積分器１０１の１次の積
分特性とローパスフィルタ１０６の周波数特性が合成さ
れ２次の積分特性を示し、全体として高域まで２次のノ
イズシェーピング特性が実現できる。The frequency characteristic of the integrator 101 is shown in FIG. 3 (a) based on (Equation 11). It can be seen from FIG. 3A that the first-order integration characteristic is obtained in the high range. On the other hand, the transfer function H (s) of the low-pass filter 106 including the resistor 211 and the capacitor 212 is (Equation 12)
Becomes Here, the cutoff angular frequency ω c of the low-pass filter
Becomes (Equation 13). The frequency characteristic of the low-pass filter 106 is shown in FIG. Low-pass filter 106
Is a first-order low-pass filter, its cutoff characteristic is-
It is 6 dB / oct. Here, the low-pass filter 10
When the cutoff angular frequency of 6 is set to an angular frequency at which the frequency characteristic of the integrator 101 becomes the first-order integration characteristic (-6 dB / oct), the first-order integration characteristic of the integrator 101 is obtained as shown in FIG. 3B. And the frequency characteristics of the low-pass filter 106 are combined to show a second-order integration characteristic, and a second-order noise shaping characteristic can be realized up to a high frequency band as a whole.
【００４１】[0041]
【数１２】 [Equation 12]
【００４２】[0042]
【数１３】 [Equation 13]
【００４３】以上のように、本発明の第１の実施例で
は、積分器を構成する帰還回路にｎ次のハイパスフィル
タを用いることで演算増幅器１つでｎ次のノイズシェー
ピング回路を構成している。さらに、ノイズシェーピン
グ回路の発振をレベル検出器が積分器の出力信号の振幅
レベルを検出し、発振を開始する電圧に達する前にハイ
パスフィルタの次数をｎ次から２次に切り換えノイズシ
ェーピング回路の次数を２次にして発振を回避してい
る。また、積分器の出力に１次のローパスフィルタを縦
続接続することで積分器の特性が高域で２次の積分特性
から１次の積分特性になるのを防止することができるた
め高域まで２次のノイズシェーピング特性が実現でき
る。As described above, in the first embodiment of the present invention, the n-th order noise shaping circuit is configured by one operational amplifier by using the n-th order high-pass filter in the feedback circuit forming the integrator. There is. Further, the level detector detects the amplitude level of the output signal of the integrator, and switches the order of the high-pass filter from the nth order to the second order before reaching the voltage at which the oscillation starts in the noise shaping circuit. To avoid oscillation. In addition, by connecting a first-order low-pass filter in cascade to the output of the integrator, it is possible to prevent the integrator characteristic from changing from the second-order integration characteristic to the first-order integration characteristic in the high range, so that the high-range Second-order noise shaping characteristics can be realized.
【００４４】図４は本発明の第２の実施例におけるノイ
ズシェーピング回路のブロック図を示す。図４におい
て、４０１は入力信号を積分する積分器で、４０２はア
ナログ信号を入力する入力端子、４０３は入力抵抗、４
０４は演算増幅器、４０５はｎ次のハイパスフィルタ、
４０６は演算増幅器４０４の出力信号を帯域制限するロ
ーパスフィルタ、４０７はローパスフィルタ４０６を構
成する抵抗器、４０８はローパスフィルタ４０６を構成
するコンデンサ、４０９はローパスフィルタ４０６の出
力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、４１
０はＡ／Ｄ変換器４０９の出力信号を出力する出力端
子、４１１はＡ／Ｄ変換器４０９の出力信号を１標本化
周期遅延させる遅延器、４１２は遅延器４１１の出力で
あるディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器、４１３はＤ／Ａ変換器４１２の出力信号を演算増
幅器４０４に帰還する帰還抵抗、４１４は演算増幅器４
０４の出力信号の出力信号に所定の周波数（低域）成分
を持つ信号が存在するかを検出する周波数検出器、４１
５は周波数検出器４１４の出力に基づきハイパスフィル
タ４０５の遮断特性を切り換える切り換え器である。FIG. 4 is a block diagram of a noise shaping circuit according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 4, 401 is an integrator for integrating an input signal, 402 is an input terminal for inputting an analog signal, 403 is an input resistor, 4
04 is an operational amplifier, 405 is an nth-order high-pass filter,
Reference numeral 406 is a low-pass filter that limits the output signal of the operational amplifier 404, 407 is a resistor that forms the low-pass filter 406, 408 is a capacitor that forms the low-pass filter 406, and 409 converts the output signal of the low-pass filter 406 into a digital signal. A / D converter, 41
0 is an output terminal that outputs the output signal of the A / D converter 409, 411 is a delay device that delays the output signal of the A / D converter 409 by one sampling period, and 412 is a digital signal that is the output of the delay device 411. A D / A converter for converting to an analog signal, a feedback resistor 413 for feeding back the output signal of the D / A converter 412 to the operational amplifier 404, and a reference numeral 414 for the operational amplifier 4.
A frequency detector for detecting whether or not a signal having a predetermined frequency (low range) component exists in the output signal of the output signal 04, 41
Reference numeral 5 is a switcher that switches the cutoff characteristic of the high-pass filter 405 based on the output of the frequency detector 414.
【００４５】このように構成された本実施例のノイズシ
ェーピング回路について、以下その動作について説明す
る。入力端子４０２から入力されたアナログ信号は、ハ
イパスフィルタ４０５を帰還回路とする入力抵抗４０
３、演算増幅器４０４及びハイパスフィルタ４０５から
なる積分器４０１に入力される。抵抗器４０７とコンデ
ンサ４０８で構成されたローパスフィルタ４０６は積分
器４０１の出力信号を帯域制限する。Ａ／Ｄ変換器４０
９はローパスフィルタ４０６の出力をディジタル信号に
変換し、出力端子４１０に出力する。遅延器４１１はＡ
／Ｄ変換器４０９の出力信号であるディジタル信号を１
標本化周期Ｔs遅延する。Ｄ／Ａ変換器４１２は遅延器
４１１の出力即ちＡ／Ｄ変換器４０９が出力するディジ
タル信号を１標本化周期遅延した信号をアナログ信号に
変換する。そして、Ｄ／Ａ変換器４１２の出力は帰還抵
抗４１３を通じて演算増幅器４０４に帰還される。ハイ
パスフィルタ４０５の次数はｎ次であるため、全体とし
てはｎ次のノイズシェーピング回路を構成する。ところ
で、３次以上のノイズシェーピング回路はＡ／Ｄ変換器
４０９の量子化ステップが大きくないとＡ／Ｄ変換器４
０９で発生した量子化雑音は入力信号と相関を持つため
入力信号の振幅レベルが大きくなると不安定になり発振
する。そこで、周波数検出器４１４は演算増幅器４０４
の出力信号に所定の周波数（ハイパスフィルタ４０５で
大きく減衰される周波数）成分の信号（この周波数で
は、ハイパスフィルタ４０５で大きく減衰されるため帰
還量が減り、ゲインが大きくなる。そのため、ノイズシ
ェーピング回路は不安定になる。）が存在するかを検出
する。そして、切り換え器４１５は周波数検出器４１４
の出力に基づきハイパスフィルタ４０５の遮断特性を切
り換える。つまり、演算増幅器４０４の出力信号にノイ
ズシェーピング回路を不安定にする周波数成分の信号が
存在する場合、ハイパスフィルタの遮断特性を変化さ
せ、即ち系を不安定にする周波数成分の帰還量を小さく
する。そのため、本実施例は安定となる。The operation of the noise shaping circuit of this embodiment thus constructed will be described below. The analog signal input from the input terminal 402 receives the input resistance 40 using the high-pass filter 405 as a feedback circuit.
3, the operational amplifier 404 and the high-pass filter 405 are input to the integrator 401. A low pass filter 406 composed of a resistor 407 and a capacitor 408 band-limits the output signal of the integrator 401. A / D converter 40
Reference numeral 9 converts the output of the low-pass filter 406 into a digital signal and outputs it to the output terminal 410. Delay device 411 is A
The digital signal which is the output signal of the D / D converter 409 is set to 1
Delay the sampling period T s . The D / A converter 412 converts the output of the delay unit 411, that is, the digital signal output from the A / D converter 409, delayed by one sampling period, into an analog signal. Then, the output of the D / A converter 412 is fed back to the operational amplifier 404 through the feedback resistor 413. Since the order of the high-pass filter 405 is the n-th order, an n-th order noise shaping circuit is configured as a whole. By the way, if the quantization step of the A / D converter 409 is not large, the noise shaping circuit of the third order or higher does not have to be the A / D converter 4.
Since the quantization noise generated at 09 is correlated with the input signal, it becomes unstable and oscillates when the amplitude level of the input signal becomes large. Therefore, the frequency detector 414 is operated by the operational amplifier 404.
A signal of a predetermined frequency component (a frequency that is largely attenuated by the high-pass filter 405) is included in the output signal of (1) (at this frequency, the amount of feedback is reduced because the high-pass filter 405 largely attenuates, and the gain increases. Therefore, the noise shaping circuit Becomes unstable.) Is present. The switch 415 is used as the frequency detector 414.
The cutoff characteristic of the high-pass filter 405 is switched based on the output of. That is, when the output signal of the operational amplifier 404 includes a signal of a frequency component that makes the noise shaping circuit unstable, the cutoff characteristic of the high-pass filter is changed, that is, the feedback amount of the frequency component that makes the system unstable is reduced. . Therefore, the present embodiment is stable.
【００４６】ところが、本実施例の積分器４０１は帰還
回路にハイパスフィルタを用いているため各次数の積分
器の周波数特性を加算した様な周波数特性を持つ。すな
わち、ハイパスフィルタ４０５が３次であれば３次の積
分器の周波数特性と２次の積分器の周波数特性と１次の
積分器の周波数特性を加算した周波数特性を持つ。その
ため、高域では１次の積分器の周波数特性が支配的にな
り、高域程ノイズシェーピング特性が劣化する。そこ
で、ローパスフィルタ４０６の遮断特性を積分器４０１
が１次の積分特性になる周波数に設定することで、積分
器４０１の周波数特性を高域まで２次の積分特性にし、
高域でのノイズシェーピング特性の劣化を防いでいる。However, since the integrator 401 of this embodiment uses the high-pass filter in the feedback circuit, it has a frequency characteristic similar to that of the frequency characteristic of the integrator of each order. That is, if the high-pass filter 405 is third-order, it has a frequency characteristic obtained by adding the frequency characteristic of the third-order integrator, the frequency characteristic of the second-order integrator, and the frequency characteristic of the first-order integrator. Therefore, the frequency characteristic of the primary integrator becomes dominant in the high frequency range, and the noise shaping characteristic deteriorates in the higher frequency range. Therefore, the cutoff characteristic of the low-pass filter 406 is set to the integrator 401.
Is set to a frequency that gives a first-order integration characteristic, the frequency characteristic of the integrator 401 becomes a second-order integration characteristic up to a high range,
This prevents deterioration of noise shaping characteristics in the high frequency range.
【００４７】図５は第２の実施例の具体的な回路の一例
であり、５０１はアナログ信号を入力する入力端子、５
０２は抵抗器Ｒ1、５０３は演算増幅器、５０４はコン
デンサＣ1、５０５はコンデンサＣ2、５０６はコンデン
サＣ3、５０７は抵抗器Ｒ3、５０８は抵抗器Ｒ4、５０
９はコンデンサＣ5、５１０は抵抗器Ｒ5、５１１はコン
デンサＣ4、５１２はコンパレータ、５１３は出力端
子、５１４はＤ型フリップフロップ（Ｄ・ＦＦ）、５１
５はサンプリングクロックを入力する入力端子、５１６
は抵抗器Ｒ2である。FIG. 5 shows an example of a concrete circuit of the second embodiment, and 501 is an input terminal for inputting an analog signal, 5
02 is a resistor R 1 , 503 is an operational amplifier, 504 is a capacitor C 1 , 505 is a capacitor C 2 , 506 is a capacitor C 3 , 507 is a resistor R 3 , and 508 is a resistor R 4 , 50.
9 is a capacitor C 5 , 510 is a resistor R 5 , 511 is a capacitor C 4 , 512 is a comparator, 513 is an output terminal, 514 is a D-type flip-flop (DFF), 51
5 is an input terminal for inputting a sampling clock, 516
Is a resistor R 2 .
【００４８】以上のように構成した具体的な回路例につ
いて説明する。ここでハイパスフィルタ４０５の次数を
３次（ｎ＝３）として説明する。A concrete circuit example configured as described above will be described. Here, the order of the high pass filter 405 will be described as a third order (n = 3).
【００４９】コンデンサ５０４〜５０６及び５０９、抵
抗器５０７，５０８は３次のハイパスフィルタ４０５を
構成する。そして、このハイパスフィルタ４０５を帰還
回路として抵抗器５０２と演算増幅器５０３とで積分器
を構成し、入力端子５０１から入力される入力信号と抵
抗５１６を通じて入力される帰還信号との和を積分す
る。抵抗器５１０とコンデンサ５１１は１次のローパス
フィルタを構成する。そして、演算増幅器５０３の出力
信号を帯域制限する。コンパレータ５１２は帯域制限さ
れた演算増幅器５０３の出力信号の符号の正負を判定す
る。即ち、コンパレータ５１２は演算増幅器５０３の出
力であるアナログ信号をディジタル信号に変換する１ビ
ットのＡ／Ｄ変換器である。変換されたディジタル信号
は出力端子５１３から出力される。また、Ｄ・ＦＦ５１
４は入力端子５１５から入力されるサンプリングクロッ
ク（ｆs）に基づき、コンパレータ５１２が出力するデ
ィジタル信号を１標本化周期（Ｔs＝１／ｆs）遅延す
る。そして、Ｄ・ＦＦ５１４が出力するディジタル信号
は二値信号であるためＤ／Ａ変換器４１２は必要ない。
そして、抵抗器５１６を通じて演算増幅器５０３に帰還
される。The capacitors 504 to 506 and 509 and the resistors 507 and 508 form a third-order high-pass filter 405. The high-pass filter 405 is used as a feedback circuit to form an integrator with the resistor 502 and the operational amplifier 503, and the sum of the input signal input from the input terminal 501 and the feedback signal input through the resistor 516 is integrated. The resistor 510 and the capacitor 511 form a first-order low-pass filter. Then, the output signal of the operational amplifier 503 is band-limited. The comparator 512 determines whether the sign of the output signal of the band-limited operational amplifier 503 is positive or negative. That is, the comparator 512 is a 1-bit A / D converter that converts the analog signal output from the operational amplifier 503 into a digital signal. The converted digital signal is output from the output terminal 513. Also, D / FF51
Reference numeral 4 delays the digital signal output from the comparator 512 by one sampling period (T s = 1 / f s ) based on the sampling clock (f s ) input from the input terminal 515. Since the digital signal output from the D / FF 514 is a binary signal, the D / A converter 412 is unnecessary.
Then, it is fed back to the operational amplifier 503 through the resistor 516.
【００５０】以上の構成で、コンデンサ５０９のインピ
ーダンス（１／ｓＣ5）が充分小さい周波数においては
３次のノイズシェーピング回路を構成する。そして、入
出力間の関係式は（数７）と等しい。With the above configuration, a third-order noise shaping circuit is constructed at a frequency where the impedance (1 / sC 5 ) of the capacitor 509 is sufficiently small. The relational expression between the input and output is equal to (Equation 7).
【００５１】ところで、図５に示したノイズシェーピン
グ回路は次数が３次でＡ／Ｄ変換器の量子化数が１ビッ
トであるため、演算増幅器５０３の出力信号がコンパレ
ータ５１２の出力レベルを越えると発振が始まる。しか
も演算増幅器５０３の帰還回路はハイパスフィルタであ
り低域の帰還量が少ない。そのため、低域のゲインが高
くなる。つまり、演算増幅器５０３の出力は低域成分の
信号レベルが大きい。よって、発振を防止するには低域
のゲインを低下させれば良いことがわかる。低域でのゲ
インを制御する、つまりハイパスフィルタの低域での遮
断特性を制御するのは、コンデンサ５０９である。コン
デンサ５０９のインピーダンスが（数１４）のとき、全
体は３次のノイズシェーピング回路となり、（数７）と
なる。また、コンデンサ５０９のインピーダンスが（数
１５）のとき、２次のノイズシェーピング回路と近似さ
れ、（数１６）となる。By the way, since the noise shaping circuit shown in FIG. 5 has a third order and the quantization number of the A / D converter is 1 bit, when the output signal of the operational amplifier 503 exceeds the output level of the comparator 512. Oscillation starts. Moreover, the feedback circuit of the operational amplifier 503 is a high-pass filter and the amount of feedback in the low frequency band is small. Therefore, the low-frequency gain becomes high. That is, the output of the operational amplifier 503 has a high low-frequency component signal level. Therefore, it is understood that the low-frequency gain should be reduced to prevent oscillation. It is the capacitor 509 that controls the gain in the low frequency range, that is, the cutoff characteristic of the high pass filter in the low frequency range. When the impedance of the capacitor 509 is (Equation 14), the whole becomes a third-order noise shaping circuit, which is (Equation 7). Further, when the impedance of the capacitor 509 is (Equation 15), it is approximated to a secondary noise shaping circuit and becomes (Equation 16).
【００５２】[0052]
【数１４】 [Equation 14]
【００５３】[0053]
【数１５】 [Equation 15]
【００５４】[0054]
【数１６】 [Equation 16]
【００５５】即ち、コンデンサ５０９は周波数検出器４
１４及び切り換え器４１５の機能を持っている。コンデ
ンサ５０９は演算増幅器５０３の出力信号の周波数によ
りインピーダンスが変化し、ハイパスフィルタの遮断特
性が変化する。つまり、次数が３次（高域）から２次
（低域）に変化する。そのため、演算増幅器５０３の出
力がコンパレータ５１２の出力レベルを越えても図５に
示したノイズシェーピング回路は安定である。That is, the capacitor 509 is the frequency detector 4
14 and the switch 415. The impedance of the capacitor 509 changes according to the frequency of the output signal of the operational amplifier 503, and the cutoff characteristic of the high-pass filter changes. That is, the order changes from the third order (high range) to the second order (low range). Therefore, the noise shaping circuit shown in FIG. 5 is stable even when the output of the operational amplifier 503 exceeds the output level of the comparator 512.
【００５６】ここで、抵抗器５０２，５０７，５０８、
コンデンサ５０４，５０５，５０６，５０９及び演算増
幅器５０３で構成される積分器４０１の伝達関数Ｉ(s)
は、コンデンサ５０９のインピーダンス（１／ｓＣ5）
が充分小さい周波数においては、第１の実施例と同一の
周波数特性を持つ。従って、第１の実施例と同様に抵抗
器５１０及びコンデンサ５１１からなるローパスフィル
タ４０６の遮断角周波数ωcを積分器４０１の周波数特
性が１次の積分特性（−６ｄＢ／ｏｃｔ）となる角周波
数に設定すると積分器４０１の１次の積分特性とローパ
スフィルタ４０６の周波数特性が合成され２次の積分特
性を示し、全体として高域まで２次のノイズシェーピン
グ特性が実現できる。Here, the resistors 502, 507, 508,
Transfer function I (s) of the integrator 401 including the capacitors 504, 505, 506, 509 and the operational amplifier 503.
Is the impedance of the capacitor 509 (1 / sC 5 )
Has a frequency characteristic identical to that of the first embodiment at a frequency that is sufficiently small. Therefore, as in the first embodiment, the cutoff angular frequency ω c of the low-pass filter 406 including the resistor 510 and the capacitor 511 is the angular frequency at which the frequency characteristic of the integrator 401 becomes the first-order integral characteristic (-6 dB / oct). When set to 1, the first-order integration characteristic of the integrator 401 and the frequency characteristic of the low-pass filter 406 are combined to show the second-order integration characteristic, and the second-order noise shaping characteristic can be realized up to a high frequency band as a whole.
【００５７】以上のように、本発明の第２の実施例で
は、積分器を構成する帰還回路にｎ次のハイパスフィル
タを用いることで演算増幅器１つでｎ次のノイズシェー
ピング回路を構成している。また、積分器の帰還回路は
ハイパスフィルタのため低域のゲインは高い。そのた
め、３次のノイズシェーピング回路は低域で発振する。
そこで、周波数検出器は積分器の出力信号に低域周波数
成分を持つ信号を検出し、ハイパスフィルタの低域での
遮断特性を変化させ、信号レベルが発振を開始する電圧
にならないように積分器の低域のゲインを制御する。こ
のようにして発振を回避している。また、積分器の出力
に１次のローパスフィルタを縦続接続することで積分器
の特性が高域で２次の積分特性から１次の積分特性にな
るのを防止することができるため高域まで２次のノイズ
シェーピング特性が実現できる。As described above, in the second embodiment of the present invention, the nth-order noise shaping circuit is configured by one operational amplifier by using the nth-order high-pass filter in the feedback circuit that constitutes the integrator. There is. Further, the feedback circuit of the integrator is a high-pass filter, so that the low-frequency gain is high. Therefore, the third-order noise shaping circuit oscillates in the low range.
Therefore, the frequency detector detects a signal with a low-frequency component in the output signal of the integrator, changes the cutoff characteristic in the low-pass of the high-pass filter, and prevents the signal level from becoming the voltage at which oscillation starts. Controls the low-frequency gain of. In this way, oscillation is avoided. In addition, by connecting a first-order low-pass filter in cascade to the output of the integrator, it is possible to prevent the integrator characteristic from changing from the second-order integration characteristic to the first-order integration characteristic in the high range, so that the high-range Second-order noise shaping characteristics can be realized.
【００５８】[0058]
【発明の効果】以上のように本発明は、積分器を構成す
る帰還回路にｎ次のハイパスフィルタを用いることで演
算増幅器１つでｎ次のノイズシェーピング回路を構成で
きるため、部品点数及び部品から生じる雑音を減少させ
ることを可能とする効果が得られる。As described above, according to the present invention, since the n-th order noise shaping circuit can be formed by one operational amplifier by using the n-th order high-pass filter in the feedback circuit forming the integrator, the number of parts and the number of parts can be increased. The effect is obtained that it is possible to reduce the noise resulting from the.
【００５９】また、３次以上のノイズシェーピング回路
が発振するのを、積分器の出力信号の振幅レベルに応じ
て積分器の帰還回路であるフィルタの次数をｎ次から２
次に切り換えることで安定なノイズシェーピング回路を
構成することを可能とする効果が得られる。The noise shaping circuit of the third or higher order oscillates according to the amplitude level of the output signal of the integrator from the nth order to the second order of the filter which is the feedback circuit of the integrator.
The next switching has the effect of enabling a stable noise shaping circuit to be constructed.
【００６０】更に、３次以上のノイズシェーピング回路
が発振するのを、積分器の出力信号の周波数成分により
帰還回路であるフィルタの遮断特性を切り換える即ち積
分器のゲインを制御することで安定なノイズシェーピン
グ回路を構成することを可能とする効果が得られる。Further, the oscillation of the noise shaping circuit of the third or higher order is caused by switching the cutoff characteristic of the filter which is the feedback circuit according to the frequency component of the output signal of the integrator, that is, by controlling the gain of the integrator, stable noise is generated. An effect that enables the shaping circuit to be configured is obtained.
【００６１】加えて、積分器の周波数特性が高域で１次
の積分特性になるのを積分器の出力にローパスフィルタ
を縦続接続することで、高域まで２次の積分特性が得ら
れ、ノイズシェーピング特性の向上を可能とする効果が
得られる。In addition, a low-pass filter is cascaded to the output of the integrator so that the frequency characteristic of the integrator becomes the first-order integral characteristic in the high range, and the second-order integral characteristic is obtained up to the high range. The effect of improving the noise shaping characteristic is obtained.
【図１】本発明の第１の実施例におけるノイズシェーピ
ング回路の構成を示すブロック図FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a noise shaping circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図２】同第１の実施例のノイズシェーピング回路の具
体的な構成を示す回路図FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific configuration of the noise shaping circuit of the first embodiment.
【図３】同第１の実施例の動作を説明する動作説明図FIG. 3 is an operation explanatory view explaining an operation of the first embodiment.
【図４】本発明の第２の実施例におけるノイズシェーピ
ング回路の構成を示すブロック図FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a noise shaping circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図５】同第２の実施例のノイズシェーピング回路の具
体的な構成を示す回路図FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific configuration of a noise shaping circuit according to the second embodiment.
【図６】従来のノイズシェーピング回路の構成を示すブ
ロック図FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a conventional noise shaping circuit.
【図７】同従来例の動作を説明する動作説明図FIG. 7 is an operation explanatory diagram illustrating an operation of the conventional example.
１０１，４０１ 入力端子 １０２，４０２ 入力抵抗 １０３，４０３ 演算増幅器 １０４，４０４ ハイパスフィルタ １０５，４０５ Ａ／Ｄ変換器 １０６，４０６ 出力端子 １０７，４０７ 遅延器 １０８，４０８ Ｄ／Ａ変換器 １０９，４０９ 帰還抵抗 １１０ レベル検出器 １１１，４１１ 切り換え器 ４１０ 周波数検出器 101, 401 Input terminal 102, 402 Input resistance 103, 403 Operational amplifier 104, 404 High-pass filter 105, 405 A / D converter 106, 406 Output terminal 107, 407 Delay device 108, 408 D / A converter 109, 409 Feedback Resistance 110 Level detector 111,411 Switching device 410 Frequency detector
Claims (2)
た積分手段と、 前記積分手段の出力信号の振幅レベルを判断するレベル
検出手段と、 前記レベル検出手段の出力に基づき前記ハイパスフィル
タの次数を２次に切り換える切り換え手段と、 前記積分手段の出力を帯域制限するローパスフィルタ
と、 前記ローパスフィルタの出力であるアナログ信号をディ
ジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換手段
と、 前記アナログ／ディジタル変換手段により変換されたデ
ィジタル信号を１標本化周期遅延させる遅延手段と、 前記遅延手段により遅延されたディジタル信号をアナロ
グ信号に変換するディジタル／アナログ変換手段と、 前記ディジタル／アナログ変換手段の出力を前記積分手
段に帰還する帰還抵抗とを備えたことを特徴とするノイ
ズシェーピング回路。1. An integrating means using an nth-order highpass filter as a feedback circuit, a level detecting means for judging an amplitude level of an output signal of the integrating means, and an order of the highpass filter based on an output of the level detecting means. A switching means for switching to the second order, a low-pass filter for band-limiting the output of the integrating means, an analog / digital converting means for converting an analog signal output from the low-pass filter into a digital signal, and the analog / digital converting means. Delay means for delaying the converted digital signal by one sampling period, digital / analog converting means for converting the digital signal delayed by the delay means into an analog signal, and output of the digital / analog converting means by the integrating means. And a feedback resistor for returning to Noise shaping circuit.
た積分手段と、 前記積分手段の出力信号の周波数を判断する周波数検出
手段と、 前記周波数検出手段の出力に基づき前記ハイパスフィル
タの遮断特性を切り換える切り換え手段と、 前記積分手段の出力を帯域制限するローパスフィルタ
と、 前記ローパスフィルタの出力であるアナログ信号をディ
ジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換手段
と、 前記アナログ／ディジタル変換手段により変換されたデ
ィジタル信号を１標本化周期遅延させる遅延手段と、 前記遅延手段により遅延されたディジタル信号をアナロ
グ信号に変換するディジタル／アナログ変換手段と、 前記ディジタル／アナログ変換手段の出力を前記積分手
段に帰還する帰還抵抗とを備えたことを特徴とするノイ
ズシェーピング回路。2. An integrator that uses an nth-order highpass filter as a feedback circuit, a frequency detector that determines the frequency of an output signal of the integrator, and a cutoff characteristic of the highpass filter based on the output of the frequency detector. Switching means for switching, a low-pass filter for band limiting the output of the integrating means, an analog / digital converting means for converting an analog signal output from the low-pass filter into a digital signal, and the analog / digital converting means. Delay means for delaying the digital signal by one sampling period, digital / analog converter means for converting the digital signal delayed by the delay means into an analog signal, and output of the digital / analog converter means being fed back to the integrator means. Neu with a feedback resistor Shaping circuit.
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