JPH07212423A - Data receiver - Google Patents
Data receiverInfo
- Publication number
- JPH07212423A JPH07212423A JP6015708A JP1570894A JPH07212423A JP H07212423 A JPH07212423 A JP H07212423A JP 6015708 A JP6015708 A JP 6015708A JP 1570894 A JP1570894 A JP 1570894A JP H07212423 A JPH07212423 A JP H07212423A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- error
- modulation
- axis
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、位相変調方式のディジ
タル無線通信に用いられるデータ受信装置に関し、特
に、同期検波した受信信号の位相誤差を幅広く自動修正
できるように構成したものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a data receiving apparatus used for phase modulation digital radio communication, and more particularly to a data receiving apparatus which is capable of automatically correcting a wide range of phase errors in a synchronously detected received signal.
【０００２】[0002]
【従来の技術】４値の位相変調方式であるπ／４シフト
ＱＰＳＫでは、送信側は、Ｉ軸およびＱ軸上に信号点配
置された４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に
Ｉ軸およびＱ軸から４５°回転した軸上に信号点配置さ
れた４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に再び
Ｉ軸およびＱ軸上のシンボルの内のいずれかを送信する
という動作を順次繰返す。伝送すべき情報は、シンボル
と次に送信されるシンボルとの間の位相差によって表わ
される。この位相差としては、±π／４および±３π／
４を取ることができ、各位相差の余弦と正弦とがそれぞ
れ０または１の２値情報を表わす。従って、１つの位相
差により、（０，０）（１，０）（０，１）または
（１，１）のいずれかの情報を伝えることができる。2. Description of the Related Art In π / 4 shift QPSK, which is a four-valued phase modulation method, a transmitting side transmits any one of four symbols arranged at signal points on an I axis and a Q axis, and then It is said that any one of the four symbols arranged at signal points on the axis rotated by 45 ° from the I-axis and the Q-axis is transmitted, and then any one of the symbols on the I-axis and the Q-axis is transmitted again. The operation is repeated in sequence. The information to be transmitted is represented by the phase difference between the symbol and the next transmitted symbol. The phase difference is ± π / 4 and ± 3π /
4 can be taken, and the cosine and sine of each phase difference represent binary information of 0 or 1, respectively. Therefore, information of either (0,0) (1,0) (0,1) or (1,1) can be transmitted by one phase difference.
【０００３】この位相差△φの信号点は、Ｉ軸を横軸、
Ｑ軸を縦軸に表示した位相ダイヤグラムにおいて、図３
の黒丸の位置に表示される。各信号点に付された矢印
は、次の信号の遷移方向を示している。つまり、現在の
位相差△φがπ／４であるときは、次の位相差△φとし
て、より大きい３π／４を取ることもできれば、より小
さい−π／４または−３π／４を取ることもできる。こ
れに対して、現在の位相差△φが３π／４のときは、次
の位相差△φとして、π／４、−π／４または−３π／
４に取ることはできるが、より大きい位相差を取ること
はできず、また、現在の位相差△φが−３π／４のとき
は、次の位相差△φとして、−π／４、π／４または３
π／４を取ることはできるが、さらに小さい位相差を取
ることはできない。The signal point of this phase difference Δφ is the horizontal axis on the I axis,
In the phase diagram with the Q axis plotted on the vertical axis,
It is displayed at the position of the black circle. The arrow attached to each signal point indicates the transition direction of the next signal. That is, when the current phase difference Δφ is π / 4, the next phase difference Δφ can be a larger 3π / 4 or a smaller −π / 4 or −3π / 4. You can also On the other hand, when the current phase difference Δφ is 3π / 4, the next phase difference Δφ is π / 4, -π / 4 or -3π /
However, when the current phase difference Δφ is −3π / 4, the next phase difference Δφ is −π / 4, π. / 4 or 3
π / 4 can be taken, but a smaller phase difference cannot be taken.
【０００４】一方、受信側は、同期検波により受信信号
の変調位相を求め、その変調位相のシンボル間における
位相差△φを検出して、送られた情報を取出す。このと
き、受信した変調信号の中心周波数と同期検波に用いる
局部発振器の発振周波数との間に周波数誤差△ｆが存在
する場合には、検出した位相差に位相誤差θｅが含まれ
る。そのため、データ受信装置には、この位相誤差θｅ
を補償する手段が設けられており、この補償により、復
号における誤り率の改善が図られている。On the other hand, the receiving side obtains the modulation phase of the received signal by synchronous detection, detects the phase difference Δφ between the symbols of the modulation phase, and extracts the transmitted information. At this time, when there is a frequency error Δf between the center frequency of the received modulated signal and the oscillation frequency of the local oscillator used for synchronous detection, the detected phase difference includes the phase error θe. Therefore, the phase difference θe
Is provided, and the error rate in decoding is improved by this compensation.
【０００５】この種の従来のデータ受信装置は、図５に
示すように、π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号を受信す
るアンテナ１と、受信信号を波形整形する受信用ルート
ナイキスト・バンドパス・フィルタ２と、ルートナイキ
スト・バンドパス・フィルタ２の出力の振幅を制限する
リミタアンプ３と、リミタアンプ３の出力からベースバ
ンドの同相成分および直交成分を検出するための直交検
波部を構成する局部発振器４、π／２移相器５および乗
算器６、７と、直交検波部の同相および直交出力に含ま
れる２倍の搬送波成分を除去するローパスフィルタ８、
９と、ローパスフィルタ８、９の出力をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器10、11と、Ａ／Ｄ変換器10、11
の出力を基に受信信号のシンボル間の変調位相差の余弦
と正弦とを求め、各々同相成分Ｉおよび直交成分Ｑとし
て出力するベースバンド遅延検波回路12と、ベースバン
ド遅延検波回路12の出力からビット・タイミングを再生
するタイミング再生回路15と、ベースバンド遅延検波回
路12から出力された変調位相差の同相成分Ｉおよび直交
成分Ｑに含まれている位相誤差θｅの成分を除く自動周
波数制御回路14と、自動周波数制御回路14から出力され
た同相出力Ｉｅまたは直交出力Ｑｅに基づいて２値情報
を判定する判定器16、17と、判定器16、17の出力をシリ
アルデータに変換する並列直列変換器18と、並列直列変
換器18の出力を受信データとして出力する受信データ出
力端子19とを備えている。As shown in FIG. 5, a conventional data receiving apparatus of this type includes an antenna 1 for receiving a π / 4 shift QPSK modulated wave signal and a receiving root Nyquist bandpass filter for shaping the waveform of the received signal. 2, a limiter amplifier 3 that limits the amplitude of the output of the root Nyquist bandpass filter 2, and a local oscillator 4 that constitutes a quadrature detection unit for detecting the in-phase component and the quadrature component of the baseband from the output of the limiter amplifier 3. a π / 2 phase shifter 5 and multipliers 6 and 7, and a low-pass filter 8 that removes a double carrier component included in the in-phase and quadrature outputs of the quadrature detection unit,
9, A / D converters 10 and 11 for converting the outputs of the low-pass filters 8 and 9 into digital signals, and A / D converters 10 and 11
From the outputs of the baseband delay detection circuit 12 and the output of the baseband delay detection circuit 12, the cosine and sine of the modulation phase difference between the symbols of the received signal are obtained based on the output of A timing reproduction circuit 15 for reproducing the bit timing and an automatic frequency control circuit 14 for removing the phase error θe component contained in the in-phase component I and the quadrature component Q of the modulation phase difference output from the baseband delay detection circuit 12. And decision units 16 and 17 that determine binary information based on the in-phase output Ie or the quadrature output Qe output from the automatic frequency control circuit 14, and parallel-serial conversion that converts the outputs of the decision units 16 and 17 into serial data. And a reception data output terminal 19 for outputting the output of the parallel / serial converter 18 as reception data.
【０００６】Ａ／Ｄ変換器10、11は、ローパスフィルタ
８、９の出力をディジタル信号に変換するため、シンボ
ルレートのＭ倍（Ｍ：正整数）のサンプリング周波数で
動作する。Since the A / D converters 10 and 11 convert the outputs of the low-pass filters 8 and 9 into digital signals, they operate at a sampling frequency M times the symbol rate (M: a positive integer).
【０００７】また、自動周波数制御回路14は、タイミン
グ再生回路15の出力するビット・タイミング信号に同期
してベースバンド遅延検波回路12の同相成分出力Ｉおよ
び直交成分出力Ｑを取込み、判定器18の出力を参照しな
がら、受信した被変調信号の中心周波数と局部発振器４
の発振周波数との周波数誤差△ｆに起因してベースバン
ド遅延検波回路12の各出力に生じている位相誤差θｅを
補償する。Further, the automatic frequency control circuit 14 takes in the in-phase component output I and the quadrature component output Q of the baseband delay detection circuit 12 in synchronization with the bit timing signal output from the timing reproduction circuit 15, While referring to the output, the center frequency of the received modulated signal and the local oscillator 4
The phase error θe occurring in each output of the baseband differential detection circuit 12 due to the frequency error Δf from the oscillation frequency of is compensated.
【０００８】図３は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変
調波信号から求めたシンボル間における変調位相差△φ
を表わす位相ダイアグラムであり、位相誤差θｅがゼロ
の場合を示している。また、図４の位相ダイアグラム
は、受信した被変調信号の中心周波数と直交検波部の局
部発振器４の発振周波数との間に周波数誤差△ｆがある
ために位相誤差θｅが生じているときの変調位相差を表
わしている。FIG. 3 shows the modulation phase difference Δφ between symbols obtained from the received π / 4 shift QPSK modulated wave signal.
2 is a phase diagram showing the case where the phase error θe is zero. In addition, the phase diagram of FIG. 4 shows that when the phase error θe is generated due to the frequency error Δf between the center frequency of the received modulated signal and the oscillation frequency of the local oscillator 4 of the quadrature detection unit. It represents the phase difference.
【０００９】このデータ受信装置は、次のように動作す
る。直交検波部は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調
波信号をベースバンド信号に周波数変換する。この時、
変調波信号のシンボルレートをｆR ＝１／Ｔ、Ａ／Ｄ変
換器10、11のサンプリング周波数をｆS ＝１／ＴS ＝Ｍ
ｆR （Ｍ：正整数）とすると、Ａ／Ｄ変換器10、11の出
力Ｘ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS）は次の式（１）、（２）のよ
うになる。 Ｘ(ｋＴS）＝ＣＯＳ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （１） Ｙ(ｋＴS）＝ＳＩＮ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （２） 式（１）、（２）において、φ(ｋＴS）は受信したπ／
４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相であり、Δｆは
この変調信号の中心周波数と局部発振器４の発振周波数
との間の周波数誤差である。This data receiving apparatus operates as follows. The quadrature detection unit frequency-converts the received π / 4 shift QPSK modulated wave signal into a baseband signal. This time,
The symbol rate of the modulated wave signal is f R = 1 / T, and the sampling frequencies of the A / D converters 10 and 11 are f S = 1 / T S = M
If f R (M: positive integer), the outputs X (kT S ) and Y (kT S ) of the A / D converters 10 and 11 are as shown in the following equations (1) and (2). X (kT S ) = COS (φ (kT S ) −2πΔfkT S ) (1) Y (kT S ) = SIN (φ (kT S ) −2πΔfkT S ) (2) In formulas (1) and (2), φ (kT S ) is the received π /
It is the modulation phase of the 4-shift QPSK modulated wave signal, and Δf is the frequency error between the center frequency of this modulated signal and the oscillation frequency of the local oscillator 4.
【００１０】ベースバンド遅延検波回路12は、Ａ／Ｄ変
換器10、11の出力Ｘ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS)と、その１シ
ンボル前の出力Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS）、Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS）と
を用いて、次の式（３）、（４）の演算を行なう。 Ｉ(ｋＴS）＝Ｘ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） ＋Ｙ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （３） Ｑ(ｋＴS）＝Ｙ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） −Ｘ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （４） この式（３）は、変調位相を表わす位相ダイアグラムの
同一円周上に位置する２点、つまり、点（Ｘ(ｋＴS)，
Ｙ(ｋＴS)）および点（Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS），Ｙ((ｋ−Ｍ)
ＴS））、の間の位相差の余弦を演算しており、また、
式（４）は、その位相差の正弦を演算している。The baseband differential detection circuit 12 outputs the outputs X (kT S ) and Y (kT S ) of the A / D converters 10 and 11 and the output X ((k−M) T S ) one symbol before. , Y ((k−M) T S ), the following equations (3) and (4) are calculated. I (kT S ) = X (kT S ) X ((k−M) T S ) + Y (kT S ) Y ((k−M) T S ) (3) Q (kT S ) = Y (kT S ). X ((k−M) T S ) −X (kT S ) Y ((k−M) T S ) (4) This equation (3) is located on the same circle of the phase diagram representing the modulation phase. Two points, that is, the point (X (kT S ),
Y (kT S )) and the point (X ((k−M) T S ), Y ((k−M))
T S )), the cosine of the phase difference between
Expression (4) calculates the sine of the phase difference.
【００１１】この演算の結果、ベースバンド遅延検波回
路12は、次の式（５）、（６）で示すように、受信した
π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦お
よび正弦を、それぞれ同相出力Ｉ(ｋＴS）および直交出
力Ｑ(ｋＴS）として出力することになる。As a result of this calculation, the baseband delay detection circuit 12 calculates the cosine and sine of the modulation phase difference of the received π / 4 shift QPSK modulation wave signal as shown in the following equations (5) and (6). , In-phase output I (kT S ) and quadrature output Q (kT S ), respectively.
【００１２】 Ｉ(ｋＴS）＝ＣＯＳ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ） （５） Ｑ(ｋＴS）＝ＳＩＮ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ） （６） このΔφ(ｋＴS）は、式（７）で表される本来の変調位
相差であり、θｅは、式（８）で表されるΔｆに起因す
る位相誤差である。 Δφ(ｋＴS）＝φ(ｋＴS）−φ(（ｋ−Ｍ）ＴS) （７） θｅ＝２πΔｆＭＴS＝２πΔｆＴ （８）I (kT S ) = COS (Δφ (kT S ) + θe) (5) Q (kT S ) = SIN (Δφ (kT S ) + θe) (6) This Δφ (kT S ) is obtained by the equation (7). ) Is the original modulation phase difference, and θe is the phase error due to Δf expressed by equation (8). Δφ (kT S ) = φ (kT S ) −φ ((k−M) T S ) (7) θe = 2πΔfMT S = 2πΔfT (8)
【００１３】なお、π／４シフトＱＰＳＫ変調では、送
信側は変調位相差Δφとして±π／４または±３π／４
を送信するので、受信信号の識別時点での変調位相差Δ
φ（ｋＴS)は、式（５）（６）より、θｅ＝０（Δｆ＝
０）の時には、位相ダイヤグラムのＩ，Ｑ平面上で図３
の黒丸の信号点によって表わされる。また、θｅ≠０
（Δｆ≠０）の時は、図４に示すように、位相ダイアグ
ラム上で変調位相差に対して一定の位相誤差θｅが生じ
る。その結果、判定境界（Ｉ軸、Ｑ軸）との間のノイズ
マージンが減少し、ノイズによっては判定境界を乗越え
る場合が生じるため、受信データの誤り率特性が劣化し
てしまう。In the π / 4 shift QPSK modulation, the transmitting side has a modulation phase difference Δφ of ± π / 4 or ± 3π / 4.
Is transmitted, the modulation phase difference Δ at the time of identifying the received signal
From the equations (5) and (6), φ (kT S ) is θe = 0 (Δf =
In case of 0), the phase diagram shown in FIG.
Is represented by a black dot signal point. Also, θe ≠ 0
When (Δf ≠ 0), as shown in FIG. 4, a constant phase error θe occurs with respect to the modulation phase difference on the phase diagram. As a result, the noise margin between the judgment boundary (I axis, Q axis) is reduced, and depending on the noise, the judgment boundary may be exceeded, and the error rate characteristic of the received data deteriorates.
【００１４】自動周波数制御回路14は、このΔｆに起因
する位相誤差θｅを補償する動作を行なう。自動周波数
制御回路14は、先ず、タイミング再生回路15で再生され
たビット・タイミング信号に同期して、識別時点でのベ
ースバンド遅延検波回路12の出力Ｉ(ｎＴ)およびＱ(ｎ
Ｔ)を取込み、自動周波数制御回路14の出力Ｉｅ(ｎ
Ｔ)、Ｑｅ(ｎＴ)と判定器16、17の出力Ｉｄ(ｎＴ)、Ｑ
ｄ(ｎＴ)との間の平均２乗誤差を最小にするための演算
を次式によって行なう。The automatic frequency control circuit 14 performs an operation of compensating for the phase error θe caused by this Δf. The automatic frequency control circuit 14 first synchronizes with the bit timing signal reproduced by the timing reproduction circuit 15 and outputs I (nT) and Q (n) of the baseband delay detection circuit 12 at the time of discrimination.
T), and the output Ie (n of the automatic frequency control circuit 14
T), Qe (nT) and outputs Id (nT), Q of the decision devices 16 and 17
The calculation for minimizing the mean square error with d (nT) is performed by the following equation.
【００１５】 ＷＸ(ｎＴ） ＝Ｅ｛Ｉd(nＴ)Ｉ(nＴ)＋Ｑd(nＴ)Ｑ(nＴ)｝／Ｅ｛Ｉ(nＴ)2＋Ｑ(nＴ)2｝ （９） ＷＹ(ｎＴ） ＝Ｅ｛Ｉd(nＴ)Ｑ(nＴ)−Ｑd(nＴ)Ｉ(nＴ)｝／Ｅ｛Ｉ(nＴ)2＋Ｑ(nＴ)2｝ （１０） Ｉe(nＴ)＝Ｉ(nＴ)ＷＸ(nＴ)＋Ｑ(nＴ)ＷＹ(nＴ) （１１） Ｑe(nＴ)＝Ｑ(nＴ)ＷＸ(nＴ)−Ｉ(nＴ)ＷＹ(nＴ) （１２） 但し、式（９）、（１０）におけるＥ｛・｝は平均値演
算を示す。これらの式におけるＷＸ(ｎＴ)は位相誤差θ
ｅの余弦に、また、ＷＹ(ｎＴ)は位相誤差θｅの正弦に
相当しており、式（１１）（１２）では、位相ダイアグ
ラム上の点（Ｉ(ｎＴ)，Ｑ(ｎＴ)）を位相誤差と逆方向
にθｅだけ回転したときの同相成分および直交成分を求
めていることになる。WX (nT) = E {Id (nT) I (nT) + Qd (nT) Q (nT)} / E {I (nT) 2 + Q (nT) 2 } (9) WY (nT) = E {Id (nT) Q (nT) -Qd (nT) I (nT)} / E {I (nT) 2 + Q (nT) 2 } (10) Ie (nT) = I (nT) WX (nT) + Q (nT) WY (nT) (11) Qe (nT) = Q (nT) WX (nT) -I (nT) WY (nT) (12) However, E {.} in the formulas (9) and (10) Indicates an average value calculation. WX (nT) in these equations is the phase error θ
The cosine of e, and WY (nT) corresponds to the sine of the phase error θe. In equations (11) and (12), the points (I (nT), Q (nT)) on the phase diagram This means that the in-phase component and the quadrature component are obtained when rotating by θe in the direction opposite to the error.
【００１６】このとき、受信された変調信号の中心周波
数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが｜
Δｆ｜＜ｆR／８であるならば、位相誤差θｅは式
（８）より｜θｅ｜＜π／４となるので、判定器16、17
は、図４のＩ軸およびＱ軸を判定閾値として、当初から
定常的な判定誤りを侵すことなくＩｄ(ｎＴ)またはＱｄ
(ｎＴ)を出力することができる。そのため、式（９）お
よび（１０）から、適切なＷＸ(ｎＴ)およびＷＹ(ｎＴ)
を求めることができ、自動周波数制御回路14は、式（１
１）および（１２）を用いて、位相誤差θｅを補償した
同相成分Ｉｅ(ｎＴ)および直交成分Ｑｅ(ｎＴ)を出力す
ることができる。また、判定器18は、それを受けて、さ
らに誤りを含まない判定結果を出力することができる。At this time, the frequency error Δf between the center frequency of the received modulated signal and the frequency of the local oscillator 4 is |
If Δf | <f R / 8, the phase error θe becomes | θe | <π / 4 from the equation (8).
Is a threshold value for the I-axis and the Q-axis in FIG. 4, and Id (nT) or Qd is used without incurring a steady determination error from the beginning.
(nT) can be output. Therefore, from equations (9) and (10), the appropriate WX (nT) and WY (nT)
The automatic frequency control circuit 14 can obtain the equation (1
By using 1) and (12), the in-phase component Ie (nT) and the quadrature component Qe (nT) in which the phase error θe is compensated can be output. In addition, the determiner 18 can receive this and further output a determination result that does not include an error.
【００１７】このように、自動周波数制御回路14を備え
る従来のデータ受信装置は、受信した変調信号の中心周
波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが
｜Δｆ｜＜ｆR ／８であるならば、このΔｆの影響を補
償し、受信データの誤り率特性の劣化を改善することが
できる。As described above, in the conventional data receiving apparatus including the automatic frequency control circuit 14, the frequency error Δf between the center frequency of the received modulated signal and the frequency of the local oscillator 4 is | Δf | <f R / 8. Then, the influence of Δf can be compensated and the deterioration of the error rate characteristic of the received data can be improved.
【００１８】[0018]
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のデータ
受信装置では、受信された変調信号の中心周波数と局部
発振器４の周波数との間の周波数誤差ΔｆがｆR／８≦
｜Δｆ｜＜ｆR／４（ｆR：シンボルレート）である場合
には、ベースバンド遅延検波回路12の出力における位相
誤差θｅがπ／４≦｜θｅ｜＜π／２となるので、図４
のＩ，Ｑ平面上において、識別時点の信号点の存在する
象限が、本来の信号点のある象限から移ってしまい、Ｉ
軸およびＱ軸を判定閾値とする判定器16、17は、当初か
ら定常的な判定誤りを生じることになる。そのため、自
動周波数制御回路14は、位相誤差θｅの余弦に相当する
ＷＸ(ｎＴ)や正弦に相当するＷＹ(ｎＴ)を正しく得るこ
とができず、誤った方向への位相補償を行なってしま
う。その結果、受信データの誤り率特性が著しく劣化す
るという問題点がある。However, in the conventional data receiving apparatus, the frequency error Δf between the center frequency of the received modulated signal and the frequency of the local oscillator 4 is f R / 8 ≦.
When | Δf | <f R / 4 (f R : symbol rate), the phase error θe in the output of the baseband differential detection circuit 12 is π / 4 ≦ | θe | <π / 2. Four
On the I and Q planes, the quadrant in which the signal point at the time of identification exists moves from the quadrant in which the original signal point exists and I
The decision devices 16 and 17 that use the axis and the Q axis as decision thresholds will cause a steady decision error from the beginning. Therefore, the automatic frequency control circuit 14 cannot correctly obtain WX (nT) corresponding to the cosine of the phase error θe and WY (nT) corresponding to the sine, and the phase is compensated in the wrong direction. As a result, there is a problem that the error rate characteristic of the received data is significantly deteriorated.
【００１９】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、変調信号の中心周波数と局部発振器４の
周波数との間の周波数誤差Δｆに起因して、ベースバン
ド遅延検波回路の出力にπ／４≦｜θｅ｜の位相誤差θ
ｅが生じる場合でも、それを補償することができる、広
い自動周波数制御範囲を備えたデータ受信装置を提供す
ることを目的としている。The present invention solves the above-mentioned conventional problems, in which the output of the baseband differential detection circuit is caused by the frequency error Δf between the center frequency of the modulation signal and the frequency of the local oscillator 4. Phase error θ of π / 4 ≦ | θe |
It is an object of the present invention to provide a data receiving device having a wide automatic frequency control range, which can compensate for the occurrence of e.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、受
信した被変調信号の直交検波に使用する局部発振器と、
被変調信号の変調位相差における余弦および正弦を同相
成分および直交成分として出力するベースバンド遅延検
波回路と、被変調信号の中心周波数と局部発振器の発振
周波数との間の周波数差に起因して前記同相成分および
直交成分に生じる位相誤差θｅを補償する自動周波数制
御手段とを備えるπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式のデー
タ受信装置において、ベースバンド遅延検波回路の出力
に生じている位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きと
を判定するゼロクロス判定手段と、このゼロクロス判定
手段が位相誤差θｅの大きさをπ／４≦｜θｅ｜と判定
したとき、同相成分および直交成分にπＫ／４（Ｋは正
または負の整数）の位相回転を加える位相回転手段とを
設け、この位相回転手段によって位相回転が加えられた
後の同相成分および直交成分を自動周波数制御手段に入
力するように構成している。Therefore, according to the present invention, a local oscillator used for quadrature detection of a received modulated signal,
A baseband differential detection circuit that outputs cosine and sine in the modulation phase difference of the modulated signal as the in-phase component and the quadrature component, and due to the frequency difference between the center frequency of the modulated signal and the oscillation frequency of the local oscillator, In the data receiver of the π / 4 shift QPSK modulation system including the automatic frequency control means for compensating the phase error θe generated in the in-phase component and the quadrature component, the magnitude of the phase error θe generated in the output of the baseband differential detection circuit. Of zero phase and its direction, and when this zero cross determination means determines the magnitude of the phase error θe as π / 4 ≦ | θe |, πK / 4 (K is And a phase rotation means for applying a phase rotation of positive or negative integer), and the in-phase component and the direct component after the phase rotation is applied by the phase rotation means. It is configured to input components to the automatic frequency control unit.
【００２１】また、ゼロクロス判定手段が、位相ダイア
グラムのＩ軸またはＱ軸を横切る信号の数に基づいて、
位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを判定するよ
うに構成している。Further, the zero-cross determining means determines, based on the number of signals crossing the I axis or Q axis of the phase diagram,
The range of the magnitude of the phase error θe and its direction are determined.
【００２２】[0022]
【作用】そのため、位相誤差θｅがπ／４以上のときに
は、位相回転手段が、ゼロクロス判定手段の判定結果に
基づいて、ベースバンド遅延検波回路の出力する同相成
分および直交成分にπＫ／４（Ｋは正または負の整数）
の位相回転を付加し、それらの成分で表わされる変調位
相差の位相ダイアグラム上における信号点を、本来の送
信変調位相差の信号点が存在する象限にまで引戻す。従
って、自動周波数制御手段は、従来の位相補償方式をそ
のまま実行することにより、常に正しい位相補償を行な
うことができる。Therefore, when the phase error θe is π / 4 or more, the phase rotation means determines πK / 4 (K) for the in-phase component and the quadrature component output from the baseband differential detection circuit based on the determination result of the zero-cross determination means. Is a positive or negative integer)
Is added, and the signal points on the phase diagram of the modulation phase difference represented by those components are pulled back to the quadrant where the original transmission modulation phase difference signal point exists. Therefore, the automatic frequency control means can always perform correct phase compensation by directly executing the conventional phase compensation method.
【００２３】ゼロクロス判定手段は、π／４シフトＱＰ
ＳＫ変調方式の信号点の遷移方向における性質を利用し
て、位相誤差の大きさや向きを判定する。つまり、位相
誤差が生じたことによって、位相ダイアグラムの正また
は負のＩ軸やＱ軸を横切る信号の頻度が変化するので、
それを検出することにより、位相誤差の大きさや向きを
判定する。The zero-cross determination means is a π / 4 shift QP
The magnitude and direction of the phase error are determined by using the property of the SK modulation method in the transition direction of the signal points. In other words, the occurrence of the phase error changes the frequency of signals that cross the positive or negative I axis or Q axis of the phase diagram.
By detecting it, the magnitude and direction of the phase error are determined.
【００２４】[0024]
【実施例】本発明の実施例におけるデータ受信装置は、
図１に示すように、被変調信号の中心周波数と局部発振
器４の発振周波数との間の周波数誤差によって変調位相
差にπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じて
いるとき、その誤差を｜θｅ｜＜π／４に低減する位相
補償回路13を備えている。その他の構成は、従来の装置
（図５）と変わりがない。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A data receiving apparatus according to an embodiment of the present invention is
As shown in FIG. 1, a frequency error between the center frequency of the modulated signal and the oscillation frequency of the local oscillator 4 causes a phase error θe of π / 4 ≦ | θe | <π / 2 in the modulation phase difference. At this time, the phase compensating circuit 13 is provided to reduce the error to | θe | <π / 4. Other configurations are the same as those of the conventional device (FIG. 5).
【００２５】この位相補償回路13は、図２に示すよう
に、ベースバンド遅延検波回路12から出力された同相成
分Ｉおよび直交成分Ｑを取込み、それらの成分で表わさ
れる変調位相差に含まれている位相誤差θｅの大きさお
よびその正負を判定し、判定結果に従って制御信号を出
力するゼロクロス判定回路20と、ゼロクロス判定回路20
の制御信号に応じて、入力した同相成分Ｉおよび直交成
分Ｑに０、π／４または−π／４の位相回転を加える位
相回転回路21とから成る。As shown in FIG. 2, the phase compensation circuit 13 takes in the in-phase component I and the quadrature component Q output from the baseband delay detection circuit 12, and includes them in the modulation phase difference represented by those components. Of the phase error θe and its positive / negative, and outputs a control signal according to the determination result, and a zero-cross determination circuit 20.
And a phase rotation circuit 21 for applying phase rotation of 0, π / 4 or −π / 4 to the input in-phase component I and quadrature component Q in accordance with the control signal.
【００２６】ゼロクロス判定回路20は、位相ダイアグラ
ムのＩ，Ｑ平面上において変調位相差を表わす信号点が
負のＩ軸を横切る回数、正のＱ軸を横切る回数および負
のＱ軸を横切る回数をそれぞれカウントすることによ
り、位相誤差θｅの大きさとその正負とを判定する。The zero-cross determination circuit 20 determines the number of times the signal point representing the modulation phase difference on the I and Q planes of the phase diagram crosses the negative I axis, the number of times the positive Q axis is crossed, and the number of times the negative Q axis is crossed. By counting each, the magnitude of the phase error θe and its positive / negative are determined.
【００２７】このデータ受信装置は、次のように動作す
る。直交検波部およびベースバンド遅延検波回路12の動
作は従来の装置と同じである。いま、受信したπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調波信号のシンボルレートをｆR ＝１／
Ｔ、Ａ／Ｄ変換器10、11のサンプリング周波数をｆS ＝
１／ＴS ＝ＭｆR （Ｍ：正整数）、Ａ／Ｄ変換器10、11
の出力をそれぞれＸ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS）とすると、 Ｘ(ｋＴS）＝ＣＯＳ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （１） Ｙ(ｋＴS）＝ＳＩＮ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （２） となる。ここで、φ(ｋＴS）は受信されたπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調波信号の変調位相、Δｆはこの変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差
を表わす。This data receiving device operates as follows. The operations of the quadrature detection unit and the baseband delay detection circuit 12 are the same as those of the conventional device. Now, the symbol rate of the received π / 4 shift QPSK modulated wave signal is f R = 1 /
The sampling frequency of the T and A / D converters 10 and 11 is f S =
1 / T S = Mf R (M: positive integer), A / D converters 10 and 11
Let X (kT S ) and Y (kT S ) be the outputs of X (kT S ) = COS (φ (kT S ) −2πΔfkT S ) (1) Y (kT S ) = SIN (φ (kT S), respectively. ) −2πΔfkT S ) (2) Here, φ (kT S ) represents the modulation phase of the received π / 4 shift QPSK modulated wave signal, and Δf represents the frequency error between the center frequency of this modulated signal and the frequency of the local oscillator 4.
【００２８】ベースバンド遅延検波回路12は、Ａ／Ｄ変
換器10、11の出力から、 Ｉ(ｋＴS）＝Ｘ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） ＋Ｙ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （３） Ｑ(ｋＴS）＝Ｙ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） −Ｘ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （４） を演算し、同相出力Ｉ(ｋＴS）および直交出力Ｑ(ｋ
ＴS）として出力する。このＩ(ｋＴS）およびＱ(ｋ
ＴS）は、式（５）、（６）に示すように、受信したπ
／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦およ
び正弦を表わしている。The baseband differential detection circuit 12 outputs I (kT S ) = X (kT S ) X ((k−M) T S ) + Y (kT S ) Y from the outputs of the A / D converters 10 and 11. ((k−M) T S ) (3) Q (kT S ) = Y (kT S ) X ((k−M) T S ) −X (kT S ) Y ((k−M) T S ) ( 4) is calculated, and the in-phase output I (kT S ) and the quadrature output Q (k
Output as T S ). This I (kT S ) and Q (k
T S ) is the received π as shown in equations (5) and (6).
It represents the cosine and sine of the modulation phase difference of the / 4 shift QPSK modulated wave signal.
【００２９】 Ｉ(ｋＴS）＝ＣＯＳ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ) （５） Ｑ(ｋＴS）＝ＳＩＮ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ) （６） このΔφ(ｋＴS）は、式（７）で表される本来の変調位
相差であり、θｅは、式（８）で表されるΔｆに起因す
る位相誤差である。 Δφ(ｋＴS）＝φ(ｋＴS）−φ(（ｋ−Ｍ）ＴS） （７） θｅ＝２πΔｆＭＴS ＝２πΔｆＴ （８）I (kT S ) = COS (Δφ (kT S ) + θe) (5) Q (kT S ) = SIN (Δφ (kT S ) + θe) (6) This Δφ (kT S ) is obtained by the equation (7). ) Is the original modulation phase difference, and θe is the phase error due to Δf expressed by equation (8). Δφ (kT S ) = φ (kT S ) −φ ((k−M) T S ) (7) θe = 2πΔfMT S = 2πΔfT (8)
【００３０】さて、π／４シフトＱＰＳＫ変調における
受信信号の識別時点での変調位相差Δφ(ｋＴS）は、θ
ｅ＝０（Δｆ＝０）の時には、位相ダイヤグラムのＩ，
Ｑ平面上で図３の黒丸の信号点によって表わされる。こ
の図３から明らかなように、θｅ＝０（Δｆ＝０）の場
合では、位相ダイアグラムの第２象限および第３象限に
おける信号点の遷移方向は、負のＩ軸から離れる方向だ
けに限られている。そのため、リミタアンプ３等のＲＦ
受信部によるノイズの影響を除いては、位相差の信号点
が負のＩ軸を横切ることはない。The modulation phase difference Δφ (kT S ) at the time of identifying the received signal in the π / 4 shift QPSK modulation is θ
When e = 0 (Δf = 0), I of the phase diagram,
This is represented by the black circle signal points in FIG. 3 on the Q plane. As is clear from FIG. 3, in the case of θe = 0 (Δf = 0), the transition direction of the signal points in the second and third quadrants of the phase diagram is limited to the direction away from the negative I axis. ing. Therefore, the RF of the limiter amplifier 3 etc.
The signal point of the phase difference does not cross the negative I-axis except for the influence of noise by the receiving unit.
【００３１】また、θｅ≠０（Δｆ≠０）の時は、図４
に示すように、位相ダイアグラム上で変調位相差に対し
て一定の位相誤差θｅが生じ、その結果、判定閾値（Ｉ
軸、Ｑ軸）との間のノイズマージンが減少する。ただ、
この場合にも、｜θｅ｜＜π／４のときは、ノイズの影
響を除いては、位相差の信号点が負のＩ軸を定常的に横
切ることはない。When θe ≠ 0 (Δf ≠ 0), FIG.
, A constant phase error θe occurs with respect to the modulation phase difference on the phase diagram, and as a result, the decision threshold (I
The noise margin between the axis and the Q-axis) is reduced. However,
Also in this case, when | θe | <π / 4, the signal point of the phase difference does not steadily cross the negative I axis except for the influence of noise.
【００３２】しかし、周波数誤差ΔｆがｆR／８≦｜Δ
ｆ｜＜ｆR／４の場合には、Δｆに起因してπ／４≦｜
θｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じるが、この時に
は、図４におけるθｅをこの大きさにまで広げることに
よって分かるように、信号点の遷移経路が定常的に負の
Ｉ軸を横切るようになる。また、この時には、π／４≦
θｅ＜π／２であるならば、信号点の遷移経路が負のＱ
軸を横切る回数に比べて、正のＱ軸を横切る回数の方が
多くなる。一方、−π／２＜θｅ≦−π／４の場合に
は、逆に、信号点の遷移経路が負のＱ軸を横切る回数に
比べて、正のＱ軸を横切る回数の方が少なくなる。However, the frequency error Δf is f R / 8 ≦ | Δ
When f | <f R / 4, π / 4 ≦ | due to Δf
A phase error θe of θe | <π / 2 occurs, but at this time, as can be seen by expanding θe to this magnitude in FIG. 4, the transition path of the signal point constantly crosses the negative I axis. become. At this time, π / 4 ≦
If θe <π / 2, the transition path of the signal point has a negative Q
The number of crossing the positive Q axis is greater than the number of crossing the axis. On the other hand, in the case of −π / 2 <θe ≦ −π / 4, conversely, the number of times the transition path of the signal point crosses the positive Q axis is smaller than the number of times the signal path transition path crosses the negative Q axis. .
【００３３】位相補償回路13では、ゼロクロス判定回路
20がベースバンド遅延検波回路12の同相成分出力信号Ｉ
(ｋＴS）および直交成分出力信号Ｑ(ｋＴS）を取込み、
これらの信号によって表わされる位相ダイヤグラムの
Ｉ，Ｑ平面上での信号点が、負のＩ軸を横切る回数、正
のＱ軸を横切る回数および負のＱ軸を横切る回数をそれ
ぞれカウントし、その結果に従って３種類の制御信号Ｓ
ＥＬ(ｉ)（ｉ＝１，２，３）を出力する。In the phase compensation circuit 13, a zero cross determination circuit
20 is the in-phase component output signal I of the baseband differential detection circuit 12
(kT S ) and the quadrature component output signal Q (kT S ),
The number of times the signal points on the I and Q planes of the phase diagram represented by these signals cross the negative I axis, cross the positive Q axis, and cross the negative Q axis, respectively, and count the results. According to 3 types of control signal S
EL (i) (i = 1, 2, 3) is output.
【００３４】このゼロクロス判定回路20は、この処理を
具体的に次の手順で行なう。まず、Ｉ(ｋＴS）およびＱ
(ｋＴS）のサンプル値をＮ0 個（Ｎ0 ：正整数）取込
み、信号点がＩ，Ｑ軸を横切る場合には、各サンプル値
の間でその軸に応じた符号反転が生じることを利用し
て、負のＩ軸を横切る回数ＣＴ１、正のＱ軸を横切る回
数ＣＴ２および負のＱ軸を横切る回数ＣＴ３をそれぞれ
式（１３）〜（１５）によって求める。ただし、サンプ
リング周波数ｆS ＝１／ＴS はシンボルレートｆRに比
べて十分高いものとする。The zero-cross determination circuit 20 specifically performs this processing in the following procedure. First, I (kT S ) and Q
When N 0 (N 0 : positive integer) sample values of (kT S ) are taken and the signal point crosses the I and Q axes, it is possible that sign inversion corresponding to the axis occurs between the sample values. Utilizing this, the number CT1 of crossing the negative I-axis, the number of crossing CT2 of the positive Q-axis, and the number of crossing CT3 of the negative Q-axis are obtained by equations (13) to (15), respectively. However, the sampling frequency f S = 1 / T S is sufficiently higher than the symbol rate f R.
【００３５】 ＣＴ１＝｛Ｉ(ｋＴS)＜０：Ｑ(ｋＴS）Ｑ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数｝ （１３） このＣＴ１は、Ｉ(ｋＴS）が負であり、且つ、Ｑ(ｋ
ＴS）の符号が反転する回数を表わしている。同様に、 ＣＴ２＝｛Ｑ(ｋＴS)＞０：Ｉ(ｋＴS）Ｉ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数｝ （１４） ＣＴ３＝｛Ｑ(ｋＴS)＜０：Ｉ(ｋＴS）Ｉ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数｝ （１５） を求める。この時、Ｎ1＜Ｎ0なる正整数Ｎ1 を閾値とし
て設定し、 ＣＴ１＜Ｎ1 （１６） であるならば、ゼロクロス判定回路20は、位相誤差θｅ
が｜θｅ｜＜π／４であると判定し、判定信号ＳＥＬ
（１）を出力する。CT1 = {I (kT S ) <0: Number of times Q (kT S ) Q ((k−1) T S ) <0} (13) This CT1 has negative I (kT S ). Yes, and Q (k
It represents the number of times the sign of T S ) is inverted. Similarly, CT2 = {Q (kT S )> 0: I (kT S ) I ((k−1) T S ) <0 times} (14) CT3 = {Q (kT S ) <0: I The number of times (kT S ) I ((k−1) T S ) <0} (15) is calculated. At this time, if a positive integer N 1 that satisfies N 1 <N 0 is set as a threshold value and CT1 <N 1 (16) holds, the zero-cross determination circuit 20 determines the phase error θe.
Is determined to be | θe | <π / 4, and the determination signal SEL
Output (1).
【００３６】また、 ｛ＣＴ１≧Ｎ1｝∩｛ＣＴ２＞ＣＴ３} （１７） であるならば、つまり、信号点が負のＩ軸を横切る回数
がＮ1 以上で、且つ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より少ないならば、ゼロクロス判定回路20
は、位相誤差θｅがπ／４≦θｅ＜π／２であると判定
し、判定信号ＳＥＬ（２）を出力する。If {CT1 ≧ N 1 } ∩ {CT2> CT3} (17), that is, the number of times the signal point crosses the negative I axis is N 1 or more, and the negative Q axis is If the number of crossing is less than the number of crossing the positive Q axis, the zero-cross determination circuit 20
Determines that the phase error θe is π / 4 ≦ θe <π / 2, and outputs the determination signal SEL (2).
【００３７】また、 ｛ＣＴ１≧Ｎ1｝∩｛ＣＴ２＜ＣＴ３｝ （１８） であるならば、つまり、信号点が負のＩ軸を横切る回数
がＮ1 以上で、且つ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より多いならば、ゼロクロス判定回路20
は、位相誤差θｅが−π／２＜θｅ≦−π／４であると
判定し、判定信号ＳＥＬ（３）を出力する。If {CT1 ≧ N 1 } ∩ {CT2 <CT3} (18), that is, the number of times the signal point crosses the negative I axis is N 1 or more, and the negative Q axis is If the number of times of crossing is greater than the number of times of crossing the positive Q axis, the zero cross determination circuit 20
Determines that the phase error θe is −π / 2 <θe ≦ −π / 4, and outputs the determination signal SEL (3).
【００３８】次に位相回転回路21は、ゼロクロス判定回
路20からの制御信号に従って、式（１９）に示す演算を
行ない、ベースバンド遅延検波回路12の出力Ｉ(ｋ
ＴS）、Ｑ(ｋＴS）に対してψの位相回転を加える。Next, the phase rotation circuit 21 performs the operation shown in the equation (19) according to the control signal from the zero-cross determination circuit 20, and outputs the output I (k) of the baseband delay detection circuit 12.
A phase rotation of ψ is applied to T S ), Q (kT S ).
【数１９】 この結果、周波数誤差ΔｆがｆR／８≦｜Δｆ｜＜ｆR／
４の場合でも、位相補償回路13の出力Ｉｃ(ｋＴS）およ
びＱｃ(ｋＴS）における位相誤差θｅは｜θｅ｜＜π／
４となる。[Formula 19] As a result, the frequency error Δf is f R / 8 ≦ | Δf | <f R /
Even in the case of 4, the phase error θe at the outputs Ic (kT S ) and Qc (kT S ) of the phase compensation circuit 13 is | θe | <π /
It becomes 4.
【００３９】自動周波数制御回路14は、位相補償回路13
の出力Ｉｃ(ｋＴS）、Ｑｃ(ｋＴS）に残留する｜θｅ｜
＜π／４の位相誤差θｅを補償する。この動作は、従来
の装置の自動周波数制御回路の動作と基本的に同じであ
り、タイミング再生回路15の再生したビットタイミング
信号に同期して識別時点での位相補償回路13の出力Ｉｃ
(ｎＴ)およびＱｃ(ｎＴ)を取込み、自動周波数制御回路
14の出力Ｉｅ(ｎＴ)、Ｑｅ(ｎＴ)と判定器16、17の出力
Ｉｄ(ｎＴ)、Ｑｄ(ｎＴ)との間の平均２乗誤差を最小に
するための演算を次式によって行なう。The automatic frequency control circuit 14 includes a phase compensation circuit 13
Output of Ic (kT S ) and Qc (kT S ) of | θe |
<Π / 4 phase error θe is compensated. This operation is basically the same as the operation of the automatic frequency control circuit of the conventional apparatus, and the output Ic of the phase compensation circuit 13 at the time of identification is synchronized with the bit timing signal reproduced by the timing reproduction circuit 15.
(nT) and Qc (nT) are incorporated, automatic frequency control circuit
An operation for minimizing the mean square error between the outputs Ie (nT) and Qe (nT) of 14 and the outputs Id (nT) and Qd (nT) of the determiners 16 and 17 is performed by the following equation.
【００４０】 ＷＸ(ｎＴ） ＝Ｅ{Ｉd(nＴ)Ｉc(nＴ)＋Ｑd(nＴ)Ｑc(nＴ)}／Ｅ{Ｉc(nＴ)2＋Ｑc(nＴ)2} （２０） ＷＹ(ｎＴ） ＝Ｅ{Ｉd(nＴ)Ｑc(nＴ)−Ｑd(nＴ)Ｉc(nＴ)}／Ｅ{Ｉc(nＴ)2＋Ｑc(nＴ)2} （２１） Ｉe(nＴ)＝Ｉc(nＴ)ＷＸ(nＴ)＋Ｑc(nＴ)ＷＹ(nＴ) （２２） Ｑe(nＴ)＝Ｑc(nＴ)ＷＸ(nＴ)−Ｉc(nＴ)ＷＹ(nＴ) （２３） 但し、式（２０）、（２１）におけるＥ｛・｝は平均値
演算を示す。WX (nT) = E {Id (nT) Ic (nT) + Qd (nT) Qc (nT)} / E {Ic (nT) 2 + Qc (nT) 2 } (20) WY (nT) = E {Id (nT) Qc (nT) −Qd (nT) Ic (nT)} / E {Ic (nT) 2 + Qc (nT) 2 } (21) Ie (nT) = Ic (nT) WX (nT) + Qc (nT) WY (nT) (22) Qe (nT) = Qc (nT) WX (nT) -Ic (nT) WY (nT) (23) However, E {.} in the formulas (20) and (21) Indicates an average value calculation.
【００４１】この時、受信された変調信号の中心周波数
と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差ΔｆがｆR
／８≦｜Δｆ｜＜ｆR／４である場合でも、位相補償回
路13によってＩｃ(ｎＴ)およびＱｃ(ｎＴ)の位相誤差θ
ｅが｜θｅ｜＜π／４に低減されているため、判定器1
6、17は、図４のＩ軸およびＱ軸を判定閾値として、当
初から定常的な判定誤りを侵すことなくＩｄ(ｎＴ)また
はＱｄ(ｎＴ)を出力することができる。そのため、式
（２０）および（２１）から、適切なＷＸ(ｎＴ)および
ＷＹ(ｎＴ)を求めることができ、自動周波数制御回路14
は、式（２２）および式（２３）を用いて、位相誤差θ
ｅを補償した同相成分Ｉｅ(ｎＴ)および直交成分Ｑｅ
(ｎＴ)を出力することができる。また、判定器18は、そ
れを受けて、さらに誤りを含まない判定結果を出力する
ことができる。At this time, the frequency error Δf between the center frequency of the received modulated signal and the frequency of the local oscillator 4 is f R
Even if / 8 ≦ | Δf | <f R / 4, the phase compensation circuit 13 causes the phase error θ of Ic (nT) and Qc (nT).
Since e is reduced to | θe | <π / 4, the decision unit 1
6 and 17 can output Id (nT) or Qd (nT) without incurring a steady judgment error from the beginning, using the I-axis and Q-axis of FIG. 4 as judgment thresholds. Therefore, appropriate WX (nT) and WY (nT) can be obtained from the equations (20) and (21), and the automatic frequency control circuit 14
Is calculated using equation (22) and equation (23).
In-phase component Ie (nT) and quadrature component Qe in which e is compensated
(nT) can be output. In addition, the determiner 18 can receive this and further output a determination result that does not include an error.
【００４２】このように、実施例の装置では、受信され
た変調信号の中心周波数と局部発振器４の周波数との間
にｆR／８≦｜Δｆ｜＜ｆR／４の周波数誤差Δｆが存在
し、ベースバンド遅延検波回路12の出力する同相成分
Ｉ、直交成分Ｑにπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の位相誤差
θｅが生じているときでも、自動周波数制御回路14の前
に設けた位相補償回路13が位相誤差θｅをπ／４以下に
低減するため、自動周波数制御回路14は自動周波数制御
を正常に行なうことができ、その結果、正しい受信デー
タが復号される。この装置は、等価的に従来の装置の２
倍の周波数範囲において自動周波数制御が可能である。As described above, in the apparatus of the embodiment, the frequency error Δf of f R / 8 ≦ | Δf | <f R / 4 exists between the center frequency of the received modulated signal and the frequency of the local oscillator 4. However, even when the in-phase component I and the quadrature component Q output from the baseband differential detection circuit 12 have a phase error θe of π / 4 ≦ | θe | <π / 2, they are provided in front of the automatic frequency control circuit 14. Since the phase compensating circuit 13 reduces the phase error θe to π / 4 or less, the automatic frequency control circuit 14 can normally perform automatic frequency control, and as a result, correct received data is decoded. This device is equivalent to 2 of the conventional device.
Automatic frequency control is possible in the double frequency range.
【００４３】なお、実施例では位相誤差θｅがπ／４≦
｜θｅ｜＜π／２の場合について詳しく説明したが、こ
の考え方を位相誤差θｅがさらに大きい場合にまで拡張
することが可能である。そのときの位相誤差θｅの大き
さの範囲とその向きとは、位相ダイアグラムの正または
負のＩ軸またはＱ軸のいずれかを横切る信号の数に着目
して求めることができ、この位相誤差θｅの大きさの範
囲とその向きとの判定を位相補償回路13のゼロクロス判
定回路20で行ない、位相回転回路21で、ゼロクロス判定
回路20の判定結果に基づいて、ベースバンド遅延検波回
路12の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを式（１９）によっ
て変換する。但し、ψの値は、πＫ／４（Ｋは正または
負の整数）とし、Ｋは、位相誤差θｅの大きさの範囲お
よび向きに応じて設定する。こうすることにより、位相
誤差θｅを含む変調位相差の位相ダイアグラムにおける
信号点は、本来の変調位相差の信号点の象限に引戻さ
れ、その結果、自動周波数制御回路14での正しい自動周
波数制御が可能となる。In the embodiment, the phase error θe is π / 4 ≦
The case of | θe | <π / 2 has been described in detail, but this idea can be extended to the case where the phase error θe is larger. The magnitude range and the direction of the phase error θe at that time can be obtained by focusing on the number of signals crossing either the positive or negative I axis or Q axis of the phase diagram. The zero cross determination circuit 20 of the phase compensation circuit 13 performs the determination of the range of the magnitude and the direction thereof, and the phase rotation circuit 21 determines the in-phase component of the baseband delay detection circuit 12 based on the determination result of the zero cross determination circuit 20. The I and the quadrature component Q are transformed by the equation (19). However, the value of ψ is πK / 4 (K is a positive or negative integer), and K is set according to the range and direction of the magnitude of the phase error θe. By doing so, the signal point in the phase diagram of the modulation phase difference including the phase error θe is pulled back to the quadrant of the signal point of the original modulation phase difference, and as a result, the correct automatic frequency control in the automatic frequency control circuit 14 is performed. Is possible.
【００４４】[0044]
【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明のデータ受信装置は、受信された変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との周波数誤差Δｆ
により、ベースバンド遅延検波回路12の出力にπ／４≦
｜θｅ｜の位相誤差θｅが生じる場合でも、的確に自動
周波数制御を行なうことができ、Δｆに起因する誤り率
特性の劣化を幅広く改善することができる。As is apparent from the above description of the embodiments, the data receiving apparatus of the present invention has a frequency error Δf between the center frequency of the received modulated signal and the frequency of the local oscillator 4.
Causes the output of the baseband differential detection circuit 12 to be π / 4 ≦
Even if the phase error θe of | θe | occurs, the automatic frequency control can be accurately performed, and the deterioration of the error rate characteristic due to Δf can be widely improved.
【図１】本発明のデータ受信装置における一実施例の構
成を示すブロック図、FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a data receiving apparatus of the present invention,
【図２】実施例のデータ受信装置における位相補償回路
の構成を示すブロック図、FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a phase compensation circuit in the data receiving apparatus according to the embodiment.
【図３】ベースバンド遅延検波回路の出力する信号の信
号点を表わす位相ダイアグラム（θｅ＝０の場合）、FIG. 3 is a phase diagram (in the case of θe = 0) showing a signal point of a signal output from a baseband differential detection circuit,
【図４】ベースバンド遅延検波回路の出力する信号の信
号点を表わす位相ダイアグラム（θｅ≠０の場合）、FIG. 4 is a phase diagram (in the case of θe ≠ 0) showing a signal point of a signal output from a baseband differential detection circuit,
【図５】従来のデータ受信装置の構成を示すブロック図
である。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a conventional data receiving device.
１ アンテナ ２ 受信用ルートナイキスト・バンドパス・フィルタ ３ リミタアンプ ４ 局部発振器 ５ π／２移相器 ６、７ 乗算器 ８、９ ローパスフィルタ 10、11 Ａ／Ｄ変換器 12 ベースバンド遅延検波回路 13 位相補償回路 14 自動周波数制御回路 15 タイミング再生回路 16、17 判定器 18 並列直列変換器 19 受信データ出力端子 20 ゼロクロス判定回路 21 位相回転回路 1 Antenna 2 Reception root Nyquist bandpass filter 3 Limiter amplifier 4 Local oscillator 5 π / 2 Phase shifter 6, 7 Multiplier 8, 9 Lowpass filter 10, 11 A / D converter 12 Baseband delay detection circuit 13 Phase Compensation circuit 14 Automatic frequency control circuit 15 Timing recovery circuit 16, 17 Judgment device 18 Parallel-series converter 19 Received data output terminal 20 Zero-cross judgment circuit 21 Phase rotation circuit
Claims (2)
る局部発振器と、前記被変調信号の変調位相差における
余弦および正弦を同相成分および直交成分として出力す
るベースバンド遅延検波回路と、前記被変調信号の中心
周波数と前記局部発振器の発振周波数との間の周波数差
に起因して前記同相成分および直交成分に生じる位相誤
差θｅを補償する自動周波数制御手段とを備えるπ／４
シフトＱＰＳＫ変調方式のデータ受信装置において、 前記ベースバンド遅延検波回路の出力に生じている前記
位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを判定するゼ
ロクロス判定手段と、 前記ゼロクロス判定手段が前記位相誤差θｅの大きさを
π／４≦｜θｅ｜と判定したとき、前記同相成分および
直交成分にπＫ／４（Ｋは正または負の整数）の位相回
転を加える位相回転手段とを設け、前記位相回転手段に
より位相回転が加えられた後の同相成分および直交成分
を前記自動周波数制御手段に入力することを特徴とする
データ受信装置。1. A local oscillator used for quadrature detection of a received modulated signal, a baseband delay detection circuit for outputting cosine and sine of a modulation phase difference of the modulated signal as an in-phase component and a quadrature component, and Π / 4 comprising automatic frequency control means for compensating for a phase error θe generated in the in-phase component and the quadrature component due to the frequency difference between the center frequency of the modulation signal and the oscillation frequency of the local oscillator.
In a data receiving apparatus of a shift QPSK modulation system, a zero-cross determination unit that determines a range of the magnitude of the phase error θe occurring in the output of the baseband differential detection circuit and its direction; When it is determined that the magnitude of the error θe is π / 4 ≦ | θe |, phase rotation means for adding a phase rotation of πK / 4 (K is a positive or negative integer) to the in-phase component and the quadrature component is provided, A data receiving apparatus, wherein the in-phase component and the quadrature component after the phase rotation is applied by the phase rotation means are input to the automatic frequency control means.
グラムのＩ軸またはＱ軸を横切る信号の数に基づいて、
前記位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを判定す
ることを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。2. The zero-cross determination means is based on the number of signals crossing the I axis or the Q axis of the phase diagram,
The data receiving apparatus according to claim 1, wherein a range of magnitude of the phase error θe and a direction thereof are determined.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06015708A JP3088892B2 (en) | 1994-01-17 | 1994-01-17 | Data receiving device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06015708A JP3088892B2 (en) | 1994-01-17 | 1994-01-17 | Data receiving device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07212423A true JPH07212423A (en) | 1995-08-11 |
| JP3088892B2 JP3088892B2 (en) | 2000-09-18 |
Family
ID=11896276
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06015708A Expired - Fee Related JP3088892B2 (en) | 1994-01-17 | 1994-01-17 | Data receiving device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3088892B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4889895A (en) * | 1986-05-28 | 1989-12-26 | Minnesota Mining And Manufacturing Company | Electron beam curable copolymer useful in recording media |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08503975A (en) | 1992-06-03 | 1996-04-30 | ヘンケル・コーポレイション | Polyol ester lubricant for heat transfer fluid of refrigerant |
| JPH0711492U (en) * | 1993-02-26 | 1995-02-21 | 修 長岡 | Bicycle stand |
-
1994
- 1994-01-17 JP JP06015708A patent/JP3088892B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4889895A (en) * | 1986-05-28 | 1989-12-26 | Minnesota Mining And Manufacturing Company | Electron beam curable copolymer useful in recording media |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3088892B2 (en) | 2000-09-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7809086B2 (en) | Apparatus and methods for demodulating a signal | |
| US8571139B2 (en) | Method for tracking the phase of a signal modulated by continuous phase modulation and synchronization device implementing said method | |
| JP3856555B2 (en) | Phase angle detector and frequency discriminator using the same | |
| JP3403198B2 (en) | Method and demodulator for demodulating digitally modulated signal | |
| JPH0823358A (en) | Frequency error detecting method | |
| JP3088892B2 (en) | Data receiving device | |
| CN115632923A (en) | OQPSK (offset quadrature phase shift keying) -based unmanned aerial vehicle and satellite ultra-wideband communication method and related equipment | |
| JPH11331291A (en) | Automatic gain control method and demodulator provided with automatic gain control | |
| JP3088894B2 (en) | Data receiving device | |
| JP3498600B2 (en) | Carrier phase estimator and demodulator using carrier phase estimator | |
| JP3088893B2 (en) | Data receiving device | |
| Nolan et al. | Modulation scheme recognition techniques for software radio on a general purpose processor platform | |
| JP2885052B2 (en) | Automatic frequency control device | |
| US7457375B2 (en) | Timing extractor, timing extraction method, and demodulator having the timing extractor | |
| JP3148090B2 (en) | OFDM signal synchronous demodulator | |
| JP3088891B2 (en) | Data receiving device | |
| JP3595478B2 (en) | Frequency deviation detector and frequency deviation detection method | |
| JPH11355372A (en) | Frequency recovery circuit and frequency recovery method | |
| JP2003169101A (en) | Signal demodulator and signal demodulating method | |
| JP3737592B2 (en) | 4-level FSK demodulation circuit | |
| JPH066397A (en) | Delay detector | |
| JP4803079B2 (en) | Demodulator | |
| JP2000151545A (en) | Demodulator, demodulation method and provision medium | |
| JP3086144B2 (en) | Burst demodulator | |
| JP2002217995A (en) | Carrier wave regeneration circuit and demoduraton device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |