JPH0719006B2 - 光電式ａｄ変換器 - Google Patents
光電式ａｄ変換器Info
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- JPH0719006B2 JPH0719006B2 JP1139386A JP13938689A JPH0719006B2 JP H0719006 B2 JPH0719006 B2 JP H0719006B2 JP 1139386 A JP1139386 A JP 1139386A JP 13938689 A JP13938689 A JP 13938689A JP H0719006 B2 JPH0719006 B2 JP H0719006B2
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- interferometers
- electrodes
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- G—PHYSICS
- G02—OPTICS
- G02F—OPTICAL DEVICES OR ARRANGEMENTS FOR THE CONTROL OF LIGHT BY MODIFICATION OF THE OPTICAL PROPERTIES OF THE MEDIA OF THE ELEMENTS INVOLVED THEREIN; NON-LINEAR OPTICS; FREQUENCY-CHANGING OF LIGHT; OPTICAL LOGIC ELEMENTS; OPTICAL ANALOGUE/DIGITAL CONVERTERS
- G02F7/00—Optical analogue/digital converters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Optics & Photonics (AREA)
- Optical Modulation, Optical Deflection, Nonlinear Optics, Optical Demodulation, Optical Logic Elements (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Spectrometry And Color Measurement (AREA)
- Instruments For Measurement Of Length By Optical Means (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、請求項１の上位該念に記載の、複数の並列接
続された光導波体から成る干渉計を有する光電式AD変換
器に関する。
続された光導波体から成る干渉計を有する光電式AD変換
器に関する。
従来の技術 この形式の公知の光電式４ビットAD変換器は、エレクト
ロオプチック位相変調器を有する４つの集積された光学
的なマッハーチェーンダー干渉計から構成されている。
干渉計は、レーザ光源が接続されている共通の入力側を
有している。この配置構成において、デジタル化すべき
信号のそれぞれのビットに１つの干渉計が対応してい
る。アナログ入力信号は電気的な電圧として位相変調器
に加わる。位相変調器は最下位ビット（LSB）から最上
位ビット（MSB）にかけて長さが低減される電極または
接点を有している。この長さはそれぞれ、ホトダイオー
ドから干渉計出力側で記録される４つの干渉信号（光強
度の明／暗状態）がアナログ入力電圧をグレーコードに
おいて表示するように、選定されている（Ｚ−Electron
ic Letters,1982年12月９日,Vol.VL.18.NO.25,第1099−
1100頁）。
ロオプチック位相変調器を有する４つの集積された光学
的なマッハーチェーンダー干渉計から構成されている。
干渉計は、レーザ光源が接続されている共通の入力側を
有している。この配置構成において、デジタル化すべき
信号のそれぞれのビットに１つの干渉計が対応してい
る。アナログ入力信号は電気的な電圧として位相変調器
に加わる。位相変調器は最下位ビット（LSB）から最上
位ビット（MSB）にかけて長さが低減される電極または
接点を有している。この長さはそれぞれ、ホトダイオー
ドから干渉計出力側で記録される４つの干渉信号（光強
度の明／暗状態）がアナログ入力電圧をグレーコードに
おいて表示するように、選定されている（Ｚ−Electron
ic Letters,1982年12月９日,Vol.VL.18.NO.25,第1099−
1100頁）。
更に、位相変調器としてミラーの間に電気−光学水晶体
を有する従来のファブリー−ペロー共振器が使用されて
いるエレクトロオプチックマルチステーブル素子が公知
である。光学的な共振器長は、変調器に加わる電圧によ
って光電効果に関して制御される。変調器に伝送される
信号の帰還によってこの配置構成はマルチステーブルで
ある。すなわち連続的に変化して、共振器に入射する入
力光は自体段階的に変化する分離した伝送信号を発生す
る。引用された論文においては14の安定な段が発生され
た（Ｚ−Optical Engineering 19（４）1980年，第456
頁）。
を有する従来のファブリー−ペロー共振器が使用されて
いるエレクトロオプチックマルチステーブル素子が公知
である。光学的な共振器長は、変調器に加わる電圧によ
って光電効果に関して制御される。変調器に伝送される
信号の帰還によってこの配置構成はマルチステーブルで
ある。すなわち連続的に変化して、共振器に入射する入
力光は自体段階的に変化する分離した伝送信号を発生す
る。引用された論文においては14の安定な段が発生され
た（Ｚ−Optical Engineering 19（４）1980年，第456
頁）。
更に、エレクトロオプチック位相変調器への帰還路を有
する集積された光学的マッハ−ツェーンダー−干渉計の
バイステーブル特性およびマルチステーブル特性に関す
る研究が公知である（Ｚ−IEEE J.Quantum Electron.QE
18（12）1982年，第209頁）。
する集積された光学的マッハ−ツェーンダー−干渉計の
バイステーブル特性およびマルチステーブル特性に関す
る研究が公知である（Ｚ−IEEE J.Quantum Electron.QE
18（12）1982年，第209頁）。
電子計算機構を用いて測定値をオンライン処理するため
に、AD変換器（ADC）が必要である。AD変換器はアナロ
グの、時間に依存した測定信号を固定の時間間隔におい
て分離した出力信号に変換し、その際個々の測定値に典
型的には８ないし16ビット長さの２進コード化された語
が対応している。デジタル化の際に発生する情報損失を
低減するためにクロック周波数は出来るだけ高くしかも
語のビット長さは個々の測定値に対して出来るだけ大き
くなければならない。
に、AD変換器（ADC）が必要である。AD変換器はアナロ
グの、時間に依存した測定信号を固定の時間間隔におい
て分離した出力信号に変換し、その際個々の測定値に典
型的には８ないし16ビット長さの２進コード化された語
が対応している。デジタル化の際に発生する情報損失を
低減するためにクロック周波数は出来るだけ高くしかも
語のビット長さは個々の測定値に対して出来るだけ大き
くなければならない。
ここ数年来開発された光導波体（グラスファイバ）セン
サによってフィルタリングされるような光信号を変換す
るために、AD変換も光学的または電気光学的に実施出来
れば有利であろう。
サによってフィルタリングされるような光信号を変換す
るために、AD変換も光学的または電気光学的に実施出来
れば有利であろう。
バイステーブル電子フリップフロップを用いた従来の２
進路コード化とは異なって（エレクトロ）オプチックマ
ルチステーブル特性により、多桁のコード化および現在
話題の、光計算機における多桁の論理回路を考慮した場
合も重要になる見通しがある。多値コード化により、変
換のために必要な、ADCのモジュールの数が低減される
ことになる。周波数帯域幅がGHz領域にある集積された
エレクトロオプチック変調器を使用すると更に、非常に
高いサンプリング周波数が可能になる。
進路コード化とは異なって（エレクトロ）オプチックマ
ルチステーブル特性により、多桁のコード化および現在
話題の、光計算機における多桁の論理回路を考慮した場
合も重要になる見通しがある。多値コード化により、変
換のために必要な、ADCのモジュールの数が低減される
ことになる。周波数帯域幅がGHz領域にある集積された
エレクトロオプチック変調器を使用すると更に、非常に
高いサンプリング周波数が可能になる。
発明が解決しようとする問題点 本発明の課題は、冒頭に述べた形式の光電式AD変換器を
用いて、連続的に変化する、光強度または電圧の形の入
力信号を連続的に分離した出力状態に変換しかつそれら
を２進またはマルチステーブル特性を利用して例えば16
進または10進コード化して出力する手段を提供すること
である。
用いて、連続的に変化する、光強度または電圧の形の入
力信号を連続的に分離した出力状態に変換しかつそれら
を２進またはマルチステーブル特性を利用して例えば16
進または10進コード化して出力する手段を提供すること
である。
問題点を解決するための手段 この課題は本発明によれば請求項１の特徴部分に記載の
構成によって解決される。
構成によって解決される。
有利な構成はその他の請求項に記載されている。
実施例 次に本発明を図示の実施例につき図面を用いて詳細に説
明する。
明する。
以下に説明するADCは、ADC基本モジュールとして相互結
合されたマルチステーブル干渉計の系から成っており、
その際構成のために、単一モードのグラスファイバの形
または集積された光学系に基づいた光導波体が使用され
る。
合されたマルチステーブル干渉計の系から成っており、
その際構成のために、単一モードのグラスファイバの形
または集積された光学系に基づいた光導波体が使用され
る。
光学的ACDの基本要素は、出力信号が位相変調器に帰還
されるマイケルソンまたはマッハ−ツェーンダー−干渉
計であり、位相変調器は２つの干渉計アームの１つの光
学的な距離長に影響を及ぼす（例えばグラスファイバの
機械的な伸長によって）。第１図はこのことを、ファイ
バ14の部分を機械的に伸長することができる圧電式位相
変調器26を有する、単一モードグラスファイバから構成
されたマイケルソン干渉計を例として示している。レー
ザ２（He−Neまたは半導体レーザダイオード）からの光
束は集束光学系６（例えば顕微鏡対物レンズ）を用いて
干渉計の入力側アームに入力結合される。光アイソレー
タ４は、不安定状態を惹き起こし兼ねない、レーザにお
ける逆反射を抑圧する。入力光波はファイバオプチック
ビームスプリッタ10（3dBカップラ）においてそれぞれ5
0％づつ基準アーム12および信号アーム14に入力結合さ
れ、そこで部分波は鏡面化された端面16および18からビ
ームスプリッタ10に逆反射される。ビームスプリッタに
おける重畳により、２つの干渉計アーム間の光学的な距
離差に依存する光出力Ｐ±の形の干渉信号が生じる。干
渉信号Ｐ＋は干渉計の出口ポート20において変換係数Ｋ
を有するホトダイオード22によって比例する電圧に変換
され、かつ係数ｇだけ増幅されて（増幅器24）制御電圧
Ｕとして時定数τでもって遅延時間Ｔ後に（この実施例
では圧電式）位相変調器26に加えられる。電圧Ｕ（Ｐ＋
に比例する）は同時にこのADCモジュールの出力信号で
ある。Ｐは光アイソレータ４によってレーザダイオード
に対して阻止される。
されるマイケルソンまたはマッハ−ツェーンダー−干渉
計であり、位相変調器は２つの干渉計アームの１つの光
学的な距離長に影響を及ぼす（例えばグラスファイバの
機械的な伸長によって）。第１図はこのことを、ファイ
バ14の部分を機械的に伸長することができる圧電式位相
変調器26を有する、単一モードグラスファイバから構成
されたマイケルソン干渉計を例として示している。レー
ザ２（He−Neまたは半導体レーザダイオード）からの光
束は集束光学系６（例えば顕微鏡対物レンズ）を用いて
干渉計の入力側アームに入力結合される。光アイソレー
タ４は、不安定状態を惹き起こし兼ねない、レーザにお
ける逆反射を抑圧する。入力光波はファイバオプチック
ビームスプリッタ10（3dBカップラ）においてそれぞれ5
0％づつ基準アーム12および信号アーム14に入力結合さ
れ、そこで部分波は鏡面化された端面16および18からビ
ームスプリッタ10に逆反射される。ビームスプリッタに
おける重畳により、２つの干渉計アーム間の光学的な距
離差に依存する光出力Ｐ±の形の干渉信号が生じる。干
渉信号Ｐ＋は干渉計の出口ポート20において変換係数Ｋ
を有するホトダイオード22によって比例する電圧に変換
され、かつ係数ｇだけ増幅されて（増幅器24）制御電圧
Ｕとして時定数τでもって遅延時間Ｔ後に（この実施例
では圧電式）位相変調器26に加えられる。電圧Ｕ（Ｐ＋
に比例する）は同時にこのADCモジュールの出力信号で
ある。Ｐは光アイソレータ４によってレーザダイオード
に対して阻止される。
この装置の定常的な特性は、２アーム干渉計の出力電力
に対する次の式から得られる： ただし際伝達係数Ｔおよび変調指数μ（干渉コントラス
ト）は光導波体の２重屈折率、カップラー（ビームスプ
リッタ）の分割比（反射率）および入力ないし出力結合
された光波の偏光によって決められる。Φbは、端子28
における基本電圧Ubによって位相変調器において設定す
ることができる一定の位相項である。±極性は、干渉計
の２つの出力信号間のπの位相ずれに相応する。第１図
においてＰ＋出力信号と見なされる。ΔΦ＝πＵ（ｔ）
/Uπは、変調器によって制御される、２つの干渉計アー
ム間の位相差、従って変調器電圧の関数Ｕ（ｔ）であ
り、Ｕ＝Ｕπに対してΔΦ＝πである。
に対する次の式から得られる： ただし際伝達係数Ｔおよび変調指数μ（干渉コントラス
ト）は光導波体の２重屈折率、カップラー（ビームスプ
リッタ）の分割比（反射率）および入力ないし出力結合
された光波の偏光によって決められる。Φbは、端子28
における基本電圧Ubによって位相変調器において設定す
ることができる一定の位相項である。±極性は、干渉計
の２つの出力信号間のπの位相ずれに相応する。第１図
においてＰ＋出力信号と見なされる。ΔΦ＝πＵ（ｔ）
/Uπは、変調器によって制御される、２つの干渉計アー
ム間の位相差、従って変調器電圧の関数Ｕ（ｔ）であ
り、Ｕ＝Ｕπに対してΔΦ＝πである。
帰還に基づいて、変調器電圧は時間ｔについて光出力の
関数として表すことができる： 右辺の第２項は、集積された光変調器においてτ1ns
のオーダにある帰還系の有限時定数τを考慮したもので
る。圧電式変調器を使用した場合には、この要素の機械
的共振特性のために一層高次の、Ｕにおける導関数を考
慮しなければならない。
関数として表すことができる： 右辺の第２項は、集積された光変調器においてτ1ns
のオーダにある帰還系の有限時定数τを考慮したもので
る。圧電式変調器を使用した場合には、この要素の機械
的共振特性のために一層高次の、Ｕにおける導関数を考
慮しなければならない。
式（２）を式（１）に代入することによって、電気−光
学的な帰還路を有するマッハ−ツェーンダーまたはマイ
ケルソン干渉計のダイナミック特性を表す差分微分方程
式が得られる： その際Ｔは帰還遅延時間であり（伝達係数Ｔと混同すべ
きでない）、Ｇ＝kgPoT/Uπおよびｕ（ｔ）＝Ｕ（ｔ）/
Uπ，ub＝Ｕπ/Uがデイメンションのない電圧として導
入された。方程式（３）はDEVLR−Mitt（レポート）、8
7/21においてマルチ安定性を考慮して求められた。ここ
では第１に定常的な特性に関心がある。それは次の関数
式： によって表される。第２図は、定常的な固定点u*を比例
係数Ｇの関数として示している（入力電力Poおよび増幅
度ｇに比例している）。この曲線の特徴は、Ｇに依存し
た系の定常的な出力信号u*のヒステリシス特性である。
Poを連続的に高めていくと出力信号は、Poの所定の値に
において一段高いレベルにジャンプするまでほんの僅か
しか増大しない。所定のレベルにおいてこの過程は繰り
返される。ディメンションのない出力電圧の平坦部間の
間隔は約Δu*２である。個々のマルチステーブル要素
のデジタル分解能に対する見積もりは、式（４）におけ
る余弦項を−１によって近似することによって、Ｇ
（u*）の極大値を用いて得られる： 従ってＧにおける分解能（第２図のヒステリシス曲線の
“上昇”分岐の勾配）は、変調指数μ（干渉コントラス
ト）によって決まる。
学的な帰還路を有するマッハ−ツェーンダーまたはマイ
ケルソン干渉計のダイナミック特性を表す差分微分方程
式が得られる： その際Ｔは帰還遅延時間であり（伝達係数Ｔと混同すべ
きでない）、Ｇ＝kgPoT/Uπおよびｕ（ｔ）＝Ｕ（ｔ）/
Uπ，ub＝Ｕπ/Uがデイメンションのない電圧として導
入された。方程式（３）はDEVLR−Mitt（レポート）、8
7/21においてマルチ安定性を考慮して求められた。ここ
では第１に定常的な特性に関心がある。それは次の関数
式： によって表される。第２図は、定常的な固定点u*を比例
係数Ｇの関数として示している（入力電力Poおよび増幅
度ｇに比例している）。この曲線の特徴は、Ｇに依存し
た系の定常的な出力信号u*のヒステリシス特性である。
Poを連続的に高めていくと出力信号は、Poの所定の値に
において一段高いレベルにジャンプするまでほんの僅か
しか増大しない。所定のレベルにおいてこの過程は繰り
返される。ディメンションのない出力電圧の平坦部間の
間隔は約Δu*２である。個々のマルチステーブル要素
のデジタル分解能に対する見積もりは、式（４）におけ
る余弦項を−１によって近似することによって、Ｇ
（u*）の極大値を用いて得られる： 従ってＧにおける分解能（第２図のヒステリシス曲線の
“上昇”分岐の勾配）は、変調指数μ（干渉コントラス
ト）によって決まる。
第２図に示されているように、式（３）の定常解は所定
の条件下においてのみ安定である（DEVLR−Mitt.87/21,
第243頁）。帰還系の非直線性は、あるＧ値、所謂分岐
点から、最初出力信号の周期的な特性を示し終りには出
力信号のランダムな特性を来す。定常解の安定領域は、
帰還の遅延時間Ｔの、変調器時定数τに対する比によっ
て決まってくる:T/τが小さければ小さい程、安定した
解u*に対するＧ領域はますます大きくなり、かつ相応に
u*中に一層多くのジャンプが可能である（例えばμ＝0,
5;T/τ＝10:領域Ｇ＝０…200において46回のジャン
プ）。マルチ安定性に対して一般にT/τ≪１でなければ
ならない。
の条件下においてのみ安定である（DEVLR−Mitt.87/21,
第243頁）。帰還系の非直線性は、あるＧ値、所謂分岐
点から、最初出力信号の周期的な特性を示し終りには出
力信号のランダムな特性を来す。定常解の安定領域は、
帰還の遅延時間Ｔの、変調器時定数τに対する比によっ
て決まってくる:T/τが小さければ小さい程、安定した
解u*に対するＧ領域はますます大きくなり、かつ相応に
u*中に一層多くのジャンプが可能である（例えばμ＝0,
5;T/τ＝10:領域Ｇ＝０…200において46回のジャン
プ）。マルチ安定性に対して一般にT/τ≪１でなければ
ならない。
圧電式位相変調器を介した帰還路を有するファイバオプ
チックマルチステーブル干渉計により、τの適当な選択
（例えばPZT26に並列に接続されている容量30によって
設定可能である：例えばＴ10μｓにおけるτ10
-3s）および申し分なく小さい変調指数μにおいて、出
力信号中に基本的に非常に数多くの分離した段が許容さ
れる。
チックマルチステーブル干渉計により、τの適当な選択
（例えばPZT26に並列に接続されている容量30によって
設定可能である：例えばＴ10μｓにおけるτ10
-3s）および申し分なく小さい変調指数μにおいて、出
力信号中に基本的に非常に数多くの分離した段が許容さ
れる。
小型化を考慮した場合、ADCに対して有利にはエレクト
ロオブチック位相変調器を有する集積された光学的干渉
計が使用される。Ti拡散された導波体を有するLiNB結晶
をベースとしたこの種の構成要素は公知である。この種
の集積された光学的なチップの別の利点は、線形のエレ
クトロオプチック効果を介して可能になる、GHz領域に
至るまでの高い変調周波数である。
ロオブチック位相変調器を有する集積された光学的干渉
計が使用される。Ti拡散された導波体を有するLiNB結晶
をベースとしたこの種の構成要素は公知である。この種
の集積された光学的なチップの別の利点は、線形のエレ
クトロオプチック効果を介して可能になる、GHz領域に
至るまでの高い変調周波数である。
第３図は、２つの縦続接続されたマッハ−ツェーンダー
−干渉計310,330から成る、光電ADCの基本要素の実施例
を示している。入口ポート32および出口ポート34を有す
る第２の干渉計330はマルチステーブル要素であり、一
方第１の干渉計310はエレクトロオプチック位相変調器
として用いられる。２つの干渉計310,330は電極311,31
2,313ないし331,332,333を介して制御可能である。電極
311,312ないし331,332は並列に接続されておりかつ入力
端子70ないし46に接続されている。電極313は正のバイ
アス電圧（＋）に接続されており、一方電極333はアー
ス接続されている。端子70に電圧パルスが加わることで
ポート72に入力結合される光入力Poは、ポート32に供給
されるデジタル化すべきアナログ信号として周期的に遮
断されて、それによりマルチステーブルな干渉計330を
新たなデジタル化に対してその都度０にセットする。詳
細については後に第５図を参照して詳しく説明する。こ
れによって、デジタル化に対する第２図に図示のＧ−u*
−特性曲線の“上昇”分岐におけるジャンプが利用され
る。
−干渉計310,330から成る、光電ADCの基本要素の実施例
を示している。入口ポート32および出口ポート34を有す
る第２の干渉計330はマルチステーブル要素であり、一
方第１の干渉計310はエレクトロオプチック位相変調器
として用いられる。２つの干渉計310,330は電極311,31
2,313ないし331,332,333を介して制御可能である。電極
311,312ないし331,332は並列に接続されておりかつ入力
端子70ないし46に接続されている。電極313は正のバイ
アス電圧（＋）に接続されており、一方電極333はアー
ス接続されている。端子70に電圧パルスが加わることで
ポート72に入力結合される光入力Poは、ポート32に供給
されるデジタル化すべきアナログ信号として周期的に遮
断されて、それによりマルチステーブルな干渉計330を
新たなデジタル化に対してその都度０にセットする。詳
細については後に第５図を参照して詳しく説明する。こ
れによって、デジタル化に対する第２図に図示のＧ−u*
−特性曲線の“上昇”分岐におけるジャンプが利用され
る。
マルチステーブルマッハ−ツェンダー−干渉計の伝達特
性曲線はマイケルソン干渉計の伝達特性曲線同様に式
（１）ないし（３）によって表され、その際ここではＰ
＋はホトダイオード36に達し、一方Ｐはサブストレート
によって吸収される。第２のマルチステーブル干渉計33
0の入力方向性結合器に入力結合された光出力に対する
分岐比、従って干渉コントラストμは、不均等な直径ま
たは分岐角度によって惹起す、干渉計アーム38,40の非
対称性によって決まる。ホトダイオード36および増幅器
具42を、干渉計310,330と同一チップに集積することが
考えられるが、必ずしも必要でない。ホトダイオード36
の出力側は増幅器42に接続されており、この増幅器の出
力信号は干渉計330の２つの電極331,332に加えられる。
端子44にはオフセット電圧Ubが加わる。端子46において
デジタル化された出力信号Ｕが取り出される。増幅器に
おける遅延に基づいたこの配置構成における帰還遅延時
間が時定数τより大きい場合この時定数は、十分に小さ
なT/τによって干渉計の安定した状態の所望な数を得る
ために、適当な手段によって増加されなければならな
い。
性曲線はマイケルソン干渉計の伝達特性曲線同様に式
（１）ないし（３）によって表され、その際ここではＰ
＋はホトダイオード36に達し、一方Ｐはサブストレート
によって吸収される。第２のマルチステーブル干渉計33
0の入力方向性結合器に入力結合された光出力に対する
分岐比、従って干渉コントラストμは、不均等な直径ま
たは分岐角度によって惹起す、干渉計アーム38,40の非
対称性によって決まる。ホトダイオード36および増幅器
具42を、干渉計310,330と同一チップに集積することが
考えられるが、必ずしも必要でない。ホトダイオード36
の出力側は増幅器42に接続されており、この増幅器の出
力信号は干渉計330の２つの電極331,332に加えられる。
端子44にはオフセット電圧Ubが加わる。端子46において
デジタル化された出力信号Ｕが取り出される。増幅器に
おける遅延に基づいたこの配置構成における帰還遅延時
間が時定数τより大きい場合この時定数は、十分に小さ
なT/τによって干渉計の安定した状態の所望な数を得る
ために、適当な手段によって増加されなければならな
い。
第４図の実施例において電気的なアナログ信号のデジタ
ル化のために一定の強度の光がレーザダイオード68から
第１の干渉計310の入口ポート72に入力結合される。端
子70に電気的なアナログ信号Uinが加えられる。第２の
マルチステーブル干渉計330の出力側はこの場合例え
ば、レーザダイオード68の周期的な遮断によってその都
度の測定サイクルの前に零にセットすることができる。
エレクトロオプチックスイッチまたは変調器として作用
する第１の干渉計310に対して、μ＝Ｔ＝１である。中
間電極313は一定の正のバイアス電圧（＋）に保持さ
れ、その結果ΦB＝π/2、従って動作点は特性曲線の急
峻な部分にある。その場合端子70における小さな電圧変
化は、 ΔΦ（US）を介して干渉計310の比例する出力変化、従
ってマルチステーブル干渉計330の入力の変化を発生す
る。
ル化のために一定の強度の光がレーザダイオード68から
第１の干渉計310の入口ポート72に入力結合される。端
子70に電気的なアナログ信号Uinが加えられる。第２の
マルチステーブル干渉計330の出力側はこの場合例え
ば、レーザダイオード68の周期的な遮断によってその都
度の測定サイクルの前に零にセットすることができる。
エレクトロオプチックスイッチまたは変調器として作用
する第１の干渉計310に対して、μ＝Ｔ＝１である。中
間電極313は一定の正のバイアス電圧（＋）に保持さ
れ、その結果ΦB＝π/2、従って動作点は特性曲線の急
峻な部分にある。その場合端子70における小さな電圧変
化は、 ΔΦ（US）を介して干渉計310の比例する出力変化、従
ってマルチステーブル干渉計330の入力の変化を発生す
る。
第３図および第４図を参照して既に説明したように、個
々のマルチステーブル干渉計は、それ自体連続的に変化
する入力信号を分離した出力状態（光強度または電圧）
に変化することができ、その際最大数は理論的に干渉コ
ントラストμおよび系の特徴を表わす時間によって規定
される。その上実際には安定した状態の最大数は、変調
器によって実現可能な最大位相偏移によって制限され
る。次に高い状態へのジャンプの度に、ΔΦ＝２πrad
の位相偏移を必要とする。
々のマルチステーブル干渉計は、それ自体連続的に変化
する入力信号を分離した出力状態（光強度または電圧）
に変化することができ、その際最大数は理論的に干渉コ
ントラストμおよび系の特徴を表わす時間によって規定
される。その上実際には安定した状態の最大数は、変調
器によって実現可能な最大位相偏移によって制限され
る。次に高い状態へのジャンプの度に、ΔΦ＝２πrad
の位相偏移を必要とする。
グラスファイバ干渉計における圧電式変調器によって機
械的なファイバ伸長を介して100以上の分離した状態を
取ることができる一方、エレクトロオプチック変調器
は、とりわけエレクトロオプチック位相変調器の電極長
さに依存して、ジャンプの最大数は１オーダ小さくな
る。この観点から、マッハ−ツェーンダー−装置に代わ
って、マルチステーブルマイケルソン干渉計を使用すれ
ば有利である。その理由は同じ変調器電圧において光波
の位相偏移がマイケルソン干渉計の場合の２倍の高さで
あるからである。
械的なファイバ伸長を介して100以上の分離した状態を
取ることができる一方、エレクトロオプチック変調器
は、とりわけエレクトロオプチック位相変調器の電極長
さに依存して、ジャンプの最大数は１オーダ小さくな
る。この観点から、マッハ−ツェーンダー−装置に代わ
って、マルチステーブルマイケルソン干渉計を使用すれ
ば有利である。その理由は同じ変調器電圧において光波
の位相偏移がマイケルソン干渉計の場合の２倍の高さで
あるからである。
安定した状態の数が増大するに従ってT/τは小さくなけ
ればならないので、従って必然的に装置の速度も低下す
る。高速変換は２進コード化において２つの安定した状
態によって実現することができ、その際その場合使用さ
れるビット数はADCにおける干渉計の数に等しい。実際
には出来るだけ高い数値のコード化と高い変換速度との
間に妥協的解決が計られる。
ればならないので、従って必然的に装置の速度も低下す
る。高速変換は２進コード化において２つの安定した状
態によって実現することができ、その際その場合使用さ
れるビット数はADCにおける干渉計の数に等しい。実際
には出来るだけ高い数値のコード化と高い変換速度との
間に妥協的解決が計られる。
上記の理由から多値のコード化の場合例えば10ビットAD
Cの構成は複数のマルチステーブル干渉計をカスケード
接続する必要がある。第５図は、３つの結合された要素
を例にしたADCの構成を示している。カスケード接続さ
れたマルチステーブル要素248,249,250を有する構成ユ
ニット148に、エレクトロオプチックスイッチ151を有す
る構成ユニット50およびグラスファイバオプチックカッ
プラまたは集積されている１×３−光カップラ153を有
する構成ユニット152が前置接続されており、その際カ
ップラはその入力側154に供給される、デジタル化すべ
き入力光強度を３つの干渉計248,249,250に均一に分配
する。これら３つの構成ユニットのすべての要素は唯一
の集積された光チップ上に収容することができる。
Cの構成は複数のマルチステーブル干渉計をカスケード
接続する必要がある。第５図は、３つの結合された要素
を例にしたADCの構成を示している。カスケード接続さ
れたマルチステーブル要素248,249,250を有する構成ユ
ニット148に、エレクトロオプチックスイッチ151を有す
る構成ユニット50およびグラスファイバオプチックカッ
プラまたは集積されている１×３−光カップラ153を有
する構成ユニット152が前置接続されており、その際カ
ップラはその入力側154に供給される、デジタル化すべ
き入力光強度を３つの干渉計248,249,250に均一に分配
する。これら３つの構成ユニットのすべての要素は唯一
の集積された光チップ上に収容することができる。
３つの干渉計248,249,250は、帰還増幅度ｇおよび干渉
コントラストμによって相異している。これにより干渉
計は、入口ポート60に供給されるアナログ光入力信号P
inををそれぞれ種々異なった分解能でデジタル化する。
比μa/μb/μｃおよびga/gb/gcは例えば、10進系におけ
るアナログ値がコード化されて出力側270,271,271に現
れるように選択することができる。このために例えば値
は、10進コード化されたADCの帰還増幅度ｇおよび変調
指数μに対する可能な値組み合わせの次の表に従って設
定することができる。
コントラストμによって相異している。これにより干渉
計は、入口ポート60に供給されるアナログ光入力信号P
inををそれぞれ種々異なった分解能でデジタル化する。
比μa/μb/μｃおよびga/gb/gcは例えば、10進系におけ
るアナログ値がコード化されて出力側270,271,271に現
れるように選択することができる。このために例えば値
は、10進コード化されたADCの帰還増幅度ｇおよび変調
指数μに対する可能な値組み合わせの次の表に従って設
定することができる。
これらの値において干渉計249は干渉計250より10倍高い
光出力において、また干渉計250は100倍高い光出力にお
いて次に高い安定状態にジャンプする。
光出力において、また干渉計250は100倍高い光出力にお
いて次に高い安定状態にジャンプする。
３つの干渉計は電気的に次のように接続されている。す
なわち比較的高い数値の干渉計（例えば249）のジャン
プの際、ホトダイオード267から送出される相応の電圧
値が、帰還回路268においてオフセット電圧として、比
較的低い数値の干渉計250の増幅器262を介してその並列
に接続されている電極265に加わる実際の変調器電圧か
ら減算されるように接続される。この接続関係によって
干渉計250および249の変調器電圧は入力光強度Poが連続
的に高められると10番目のジャンプの都度初期値へリセ
ットされる。アナログ入力信号はこの配置構成によって
10進コード化において最大999のインクレメントに分割
することができる。電極に加わる電圧は３つの干渉計そ
れぞれにおいて取り出されかつデジタル指示される。従
って10進指示は000ないし999の領域を含んでいる。
なわち比較的高い数値の干渉計（例えば249）のジャン
プの際、ホトダイオード267から送出される相応の電圧
値が、帰還回路268においてオフセット電圧として、比
較的低い数値の干渉計250の増幅器262を介してその並列
に接続されている電極265に加わる実際の変調器電圧か
ら減算されるように接続される。この接続関係によって
干渉計250および249の変調器電圧は入力光強度Poが連続
的に高められると10番目のジャンプの都度初期値へリセ
ットされる。アナログ入力信号はこの配置構成によって
10進コード化において最大999のインクレメントに分割
することができる。電極に加わる電圧は３つの干渉計そ
れぞれにおいて取り出されかつデジタル指示される。従
って10進指示は000ないし999の領域を含んでいる。
上述の実施例ではデジタル化すべきアナログ信号はマル
チステーブル要素の既述のヒステリシス特性曲線に基づ
いてその都度新たなデジタル化の前に０にリセットされ
なければならない。従ってデジタル化はその都度、電圧
−増幅度−特性曲線（第２図）の“上昇”ヒステリシス
分岐において実施される。リセットは、リセット接続端
子51を介してスイッチ151の電極52に周期的にクロック
制御されて加えられるリセット電圧を介して行われる。
リセットは、干渉計248,249,250の２つの並列接続され
た電極を、有利にはアース電位を有するそれぞれ第３の
電極273,274,275の電位に接続することによっても可能
である。これによってスイッチ151を介した導通が阻止
されるかないし干渉計248,249および250はその都度０に
セットされる。
チステーブル要素の既述のヒステリシス特性曲線に基づ
いてその都度新たなデジタル化の前に０にリセットされ
なければならない。従ってデジタル化はその都度、電圧
−増幅度−特性曲線（第２図）の“上昇”ヒステリシス
分岐において実施される。リセットは、リセット接続端
子51を介してスイッチ151の電極52に周期的にクロック
制御されて加えられるリセット電圧を介して行われる。
リセットは、干渉計248,249,250の２つの並列接続され
た電極を、有利にはアース電位を有するそれぞれ第３の
電極273,274,275の電位に接続することによっても可能
である。これによってスイッチ151を介した導通が阻止
されるかないし干渉計248,249および250はその都度０に
セットされる。
装置を変形すればデジタル化のために“下降”ヒステリ
シス分岐も利用できる。この場合、その他は同じパラメ
ータにおいて“上昇”ヒステリシス分岐における動作に
比べて数倍の安定した状態を実現可能であるという利点
が生じる。更にマルチステーブル干渉計248,249.250は
その都度のデジタル化クロックの前に０にではなくてス
イッチ151を介して最大入力強度に切り換えることがで
きる。この目的のためにエレクトロオプチックスイッチ
151に、デジタル化すべき光信号に代わって、その都度
のデジタル化過程の前に遮断される一定の十分に高い光
出力（例えばレーザダイオード278からの）が入力結合
され、その結果その後アナログ入力信号の（比較的低
い）信号レベルのみが更にマルチステーブル干渉計248,
249,250において生じる。このアナログ入力信号（Ｐ′
iN）はスイッチ151の後において接続されている２×３
カップラー153に対する付加的な入口ポート61に入力結
合される。“下降”ヒステリシス分岐における動作の際
のリセットは、干渉計248,249,250の電極263,264,265を
周期的にクロック制御されて、期待される信号レベルよ
り高い電圧レベルに接続することでも可能である。
シス分岐も利用できる。この場合、その他は同じパラメ
ータにおいて“上昇”ヒステリシス分岐における動作に
比べて数倍の安定した状態を実現可能であるという利点
が生じる。更にマルチステーブル干渉計248,249.250は
その都度のデジタル化クロックの前に０にではなくてス
イッチ151を介して最大入力強度に切り換えることがで
きる。この目的のためにエレクトロオプチックスイッチ
151に、デジタル化すべき光信号に代わって、その都度
のデジタル化過程の前に遮断される一定の十分に高い光
出力（例えばレーザダイオード278からの）が入力結合
され、その結果その後アナログ入力信号の（比較的低
い）信号レベルのみが更にマルチステーブル干渉計248,
249,250において生じる。このアナログ入力信号（Ｐ′
iN）はスイッチ151の後において接続されている２×３
カップラー153に対する付加的な入口ポート61に入力結
合される。“下降”ヒステリシス分岐における動作の際
のリセットは、干渉計248,249,250の電極263,264,265を
周期的にクロック制御されて、期待される信号レベルよ
り高い電圧レベルに接続することでも可能である。
“上昇”分岐の勾配に比して、マルチステーブル干渉計
（すなわち式（５）に相応するデジタル分解能）のu*−
Ｇ−特性曲線（第２図）の“下降”ヒステリシス分岐の
勾配は干渉コントラストμに依存しないので、ADCの種
々の干渉計の種々異なったデジタル分解能をこの場合別
の形式で設定しなければならない。この目的のために種
々異なった長さの電極263,264,265を有する個々の干渉
計248,249,250をエレクトロオプチック変調器に設ける
ことができる。その際最高の分解能を有する干渉計は最
長の電極を有している。これにより式（３）においてＵ
πは小さくなる。そこで値対（g,μ）に代わって“上
昇”ヒステリシスの使用の際所望のコード化（２進,16
進,10進）の際に対（ADCの個々の干渉計に対するg,U
π）が相応に設定される。
（すなわち式（５）に相応するデジタル分解能）のu*−
Ｇ−特性曲線（第２図）の“下降”ヒステリシス分岐の
勾配は干渉コントラストμに依存しないので、ADCの種
々の干渉計の種々異なったデジタル分解能をこの場合別
の形式で設定しなければならない。この目的のために種
々異なった長さの電極263,264,265を有する個々の干渉
計248,249,250をエレクトロオプチック変調器に設ける
ことができる。その際最高の分解能を有する干渉計は最
長の電極を有している。これにより式（３）においてＵ
πは小さくなる。そこで値対（g,μ）に代わって“上
昇”ヒステリシスの使用の際所望のコード化（２進,16
進,10進）の際に対（ADCの個々の干渉計に対するg,U
π）が相応に設定される。
第５図の回路は基本的に、第４図を参照して原理的に説
明したように、アナログ電気信号の高分解、能での指示
のためにも使用することができる。この場合信号はスイ
ッチ151の電極52の入力端子51に加わり、一方スイッチ1
51の入口ポート60を介して周期的にクロック制御される
光信号がスイッチに加えられる。その他の規定のリセッ
ト方法のいずれかを使用することもできる。
明したように、アナログ電気信号の高分解、能での指示
のためにも使用することができる。この場合信号はスイ
ッチ151の電極52の入力端子51に加わり、一方スイッチ1
51の入口ポート60を介して周期的にクロック制御される
光信号がスイッチに加えられる。その他の規定のリセッ
ト方法のいずれかを使用することもできる。
第１図は、光学的ADCの基本要素としてファイバオプチ
ック式マイケルソン干渉計とその接続関係を示す図であ
り、第２図は、比例係数の関数としての出力強度の定常
的な値を有する典型的なヒステリシス曲線の特性図であ
り、第３図は、可変の光強度が加えられるAD変換器の要
素を略示する図であり、第４図は、可変の入力電圧が加
えられるAD変換器の要素を第３図同様に示す略図であ
り、第５図は、３つの並列なマルチステーブル干渉計を
有するAD変換器の原理を示す略図である。 151…入力干渉計、248,249,250…干渉計、52,263,264,2
65,273,274,275…電極、278…光源
ック式マイケルソン干渉計とその接続関係を示す図であ
り、第２図は、比例係数の関数としての出力強度の定常
的な値を有する典型的なヒステリシス曲線の特性図であ
り、第３図は、可変の光強度が加えられるAD変換器の要
素を略示する図であり、第４図は、可変の入力電圧が加
えられるAD変換器の要素を第３図同様に示す略図であ
り、第５図は、３つの並列なマルチステーブル干渉計を
有するAD変換器の原理を示す略図である。 151…入力干渉計、248,249,250…干渉計、52,263,264,2
65,273,274,275…電極、278…光源
Claims (9)
- 【請求項１】単一の入力側光源によって作動されるよう
になっている、複数の並列接続された光導波体から成る
干渉計を有する光電式AD変換器であって、干渉計アーム
の光学的距離長は該干渉計アームに並列に配設されてい
る電極間の電界によって決められておりかつ干渉計それ
ぞれに、ホトダイオードが後置接続されており、該ホト
ダイオードによってその都度干渉計の出力信号が電圧に
変換され、該電圧が増幅されかつ指示される形式のもの
において、複数の並列なマルチステーブル干渉計（248,
249,250）の共通の入力側（154）に、共通の入力側干渉
計（151）が前置接続されており、該入力側干渉計は入
力側光源によって制御されかつ電気的な入力電圧（51）
が印加可能である電極（152）を有しており、かつ前記
並列な干渉計において、個々の干渉計（248,249,250）
のホトダイオード（267）の増幅された出力電圧はその
都度その電極（263,264,265）に加えられかつ高い数値
の干渉計（249）のホトダイオードの出力電圧は付加的
に、該干渉計に比べて低い数値の干渉計（250）の増幅
器（262）にオフセット電圧として供給され、かつ個々
の増幅器の出力電圧はそれぞれデジタル信号として取り
出されかつ該デジタル信号から符号化された出力信号が
形成されかつ周期的にタイミング制御されるリセット信
号の発生のための手段が設けられていることを特徴とす
る光電式AD変換器。 - 【請求項２】入力側干渉計は一定の強度の光源によって
制御されるようになっておりかつ該干渉計の電極にアナ
ログ電圧が加わることを特徴とする請求項１記載の光電
式AD変換器。 - 【請求項３】入力側干渉計（151）は可変の強度の光源
（278）によって制御されるようになっておりかつ該干
渉計の電極（52）に光路を遮断するためのタイミング制
御される電圧が加わることを特徴とする請求項２記載の
光電式AD変換器。 - 【請求項４】並列な干渉計（248,249,250）は、干渉計
アームの非対称性によって生じる干渉コントラストμ＜
１を有していることを特徴とする請求項１記載の光電式
AD変換器。 - 【請求項５】並列な干渉計（248,249,250）の電極（26
3,264,265）は同じ長さを有していることを特徴とする
請求項１記載の光電式変換器。 - 【請求項６】並列なマルチステーブル干渉計（248,249,
250）の電極によって発生される電界は周期的に出発値
にリセット可能であることを特徴とする請求項１記載の
光電式AD変換器。 - 【請求項７】リセット信号を発生するために、並列なマ
ルチステーブル干渉計（248,249,250）の制御可能な電
極（263,264,265）の電位を前記干渉計のそれぞれ第３
の電極（273,274,275）に切換えることができる手段が
設けられていることを特徴とする請求項６記載の光電式
AD変換器。 - 【請求項８】リセット信号を発生するために、並列なマ
ルチステーブル干渉計（248,249,250）の制御可能な電
極（263,264,265）の電位を、変換器の入力信号の最大
信号レベルより大きいレベルに高めることができる手段
が設けられていることを特徴とする光電式AD変換器。 - 【請求項９】リセット信号を発生するために、並列なマ
ルチステーブル干渉計の共通な入力側に周期的に作用す
る一定の光強度の光源（Ｐ′IN）が設けられており、該
光源の光出力は有効光信号（Pin）より高いことを特徴
とする請求項５記載の光電式変換器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3818865.1 | 1988-06-03 | ||
| DE3818865A DE3818865A1 (de) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | Opto-elektronischer a/d-wandler mit einer mehrzahl parallel geschalteter lichtwellenleiter-interferometer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02118525A JPH02118525A (ja) | 1990-05-02 |
| JPH0719006B2 true JPH0719006B2 (ja) | 1995-03-06 |
Family
ID=6355753
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1139386A Expired - Lifetime JPH0719006B2 (ja) | 1988-06-03 | 1989-06-02 | 光電式ａｄ変換器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4928007A (ja) |
| EP (1) | EP0344739B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0719006B2 (ja) |
| DE (2) | DE3818865A1 (ja) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4021293A1 (de) * | 1990-07-04 | 1992-01-16 | Deutsche Forsch Luft Raumfahrt | Bistabiler optischer schalter |
| US5119679A (en) * | 1991-04-05 | 1992-06-09 | The Boeing Company | Optically powered and linked pressure transducer |
| US5347377A (en) * | 1992-06-17 | 1994-09-13 | Eastman Kodak Company | Planar waveguide liquid crystal variable retarder |
| US5373389A (en) * | 1992-10-27 | 1994-12-13 | General Instrument Corporation | Method for linearizing an unbalanced Mach Zehnder optical frequency discriminator |
| KR100217714B1 (ko) * | 1993-12-31 | 1999-09-01 | 윤종용 | 레이저 다이오드가 결합된 간섭형 광온도 센싱 시스템 |
| FR2723277B1 (fr) * | 1994-07-29 | 1996-09-13 | Thomson Csf | Convertisseur analogique-numerique et systeme de conversion analogique-numerique mettant en oeuvre ledit convertisseur |
| US5994891A (en) * | 1994-09-26 | 1999-11-30 | The Boeing Company | Electrically small, wideband, high dynamic range antenna having a serial array of optical modulators |
| US5999284A (en) * | 1997-06-05 | 1999-12-07 | Northern Telecom Limited | Optical detection and logic devices with latching function |
| US6100831A (en) * | 1998-06-30 | 2000-08-08 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Optoelectronic analog-to-digital converter using wavelength division multiplexing |
| GB9912687D0 (en) * | 1999-06-02 | 1999-08-04 | Secr Defence | High speed optical analogue to digital converter and digital optical wavemeter |
| US6160504A (en) * | 1999-06-30 | 2000-12-12 | Trw Inc. | Repetitive absorptive thresholding optical quantizer |
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| US6738144B1 (en) | 1999-12-17 | 2004-05-18 | University Of Central Florida | Non-invasive method and low-coherence apparatus system analysis and process control |
| DE10047593C1 (de) * | 2000-09-26 | 2002-03-21 | Siemens Ag | Verfahren zur Ansteuerung eines differentiell ansteuerbaren Mach-Zehnder-Modulators |
| US6700517B1 (en) * | 2002-12-24 | 2004-03-02 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Photonic analog-to-digital converter |
| US7564387B1 (en) | 2008-02-29 | 2009-07-21 | Sandia Corporation | Optical analog-to-digital converter |
| CN102088347B (zh) * | 2009-12-03 | 2012-12-12 | 北京邮电大学 | 全光混沌序列发生器及全光混沌序列发生方法 |
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| US10069619B1 (en) | 2011-08-05 | 2018-09-04 | Rockwell Collins, Inc. | Optical sample and hold system and method |
| US8548331B1 (en) * | 2011-09-23 | 2013-10-01 | Rockwell Collins, Inc. | Optically interleaved electronic analog to digital converters |
| US8725004B1 (en) | 2012-01-26 | 2014-05-13 | Sandia Corporation | Optical domain analog to digital conversion methods and apparatus |
| FR3002654A1 (fr) | 2013-02-26 | 2014-08-29 | St Microelectronics Sa | Modulateur optique avec correction de polarisation automatique |
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| US10156476B2 (en) * | 2014-11-13 | 2018-12-18 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Solid state wideband fourier transform infrared spectrometer |
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| DE3025073A1 (de) * | 1980-07-02 | 1982-01-21 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schneller elektrooptischer analog/digital- bzw. digital/analog-wandler |
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-
1988
- 1988-06-03 DE DE3818865A patent/DE3818865A1/de not_active Withdrawn
-
1989
- 1989-05-31 DE DE89109802T patent/DE58905422D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-05-31 EP EP89109802A patent/EP0344739B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-06-02 JP JP1139386A patent/JPH0719006B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-06-05 US US07/361,378 patent/US4928007A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3818865A1 (de) | 1989-12-07 |
| EP0344739B1 (de) | 1993-09-01 |
| EP0344739A2 (de) | 1989-12-06 |
| EP0344739A3 (en) | 1990-05-23 |
| US4928007A (en) | 1990-05-22 |
| DE58905422D1 (de) | 1993-10-07 |
| JPH02118525A (ja) | 1990-05-02 |
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