JPH07170152A - 入力信号をフィルタ処理する方法、およびトラッキングフィルタ - Google Patents
入力信号をフィルタ処理する方法、およびトラッキングフィルタInfo
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- JPH07170152A JPH07170152A JP6206393A JP20639394A JPH07170152A JP H07170152 A JPH07170152 A JP H07170152A JP 6206393 A JP6206393 A JP 6206393A JP 20639394 A JP20639394 A JP 20639394A JP H07170152 A JPH07170152 A JP H07170152A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/005—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling a bandpass filter
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- Gyroscopes (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力信号をフィルタ処理する方法およびトラ
ッキングフィルタを提供する。 【構成】 この発明のトラッキングフィルタ（１４３）
は、入力信号に応答してフィルタ処理された出力信号を
生成するための同調可能なフィルタ（１６３）、フィル
タ処理された出力信号から同相基準信号および直角位相
基準信号を生成するためのヒルベルト変換器（１６
７）、および入力信号ならびに同相および直角位相基準
信号に応答して、パスバンド中心周波数制御信号および
パスバンド幅制御信号を生成し、同調可能なフィルタの
パスバンド中心周波数およびパスバンド幅を制御するた
めの弁別器（１６４）を有する。
ッキングフィルタを提供する。 【構成】 この発明のトラッキングフィルタ（１４３）
は、入力信号に応答してフィルタ処理された出力信号を
生成するための同調可能なフィルタ（１６３）、フィル
タ処理された出力信号から同相基準信号および直角位相
基準信号を生成するためのヒルベルト変換器（１６
７）、および入力信号ならびに同相および直角位相基準
信号に応答して、パスバンド中心周波数制御信号および
パスバンド幅制御信号を生成し、同調可能なフィルタの
パスバンド中心周波数およびパスバンド幅を制御するた
めの弁別器（１６４）を有する。
Description
【０００１】
【発明の分野】この発明は一般にデジタル信号処理に関
し、より特定的に、水晶角速度センサまたは固体ジャイ
ロスコープのための信号処理に関する。
し、より特定的に、水晶角速度センサまたは固体ジャイ
ロスコープのための信号処理に関する。
【０００２】
【背景技術】角速度センサは航空機、宇宙船、船および
ミサイルの航行および慣性飛行システムの重要な構成要
素である。伝統的に、機械的ジャイロスコープが角速度
検知のために使用された。最近では、機械的ジャイロス
コープより優れた特性を有するレーザリングジャイロお
よび振動水晶ジャイロが開発されている。
ミサイルの航行および慣性飛行システムの重要な構成要
素である。伝統的に、機械的ジャイロスコープが角速度
検知のために使用された。最近では、機械的ジャイロス
コープより優れた特性を有するレーザリングジャイロお
よび振動水晶ジャイロが開発されている。
【０００３】特に経済的な振動水晶ジャイロは水晶ウェ
ハの酸エッチングによって製造され、“Ｈ”構成の２対
の平行な歯（板）を有する。このような水晶ジャイロは
たとえばファーシト（Ｆｅｒｓｈｔ）他の米国特許第5,
056,366 号、およびシュタウト（Ｓｔａｕｄｔｅ）の米
国再発行特許32,931に記載されている。１対の歯（駆動
歯）は、その歯がお互いに向かう方向に、およびお互い
から離れる方向に動くように発振器によって駆動され
る。“Ｈ”の中心の垂直軸を中心とした歯の回転運動に
より、駆動歯の振動はコリオリの力によって他方の対の
歯（ピックオフ歯）に結合する。コリオリの力により、
ピックアップ歯は、一方のピックオフ歯が“Ｈ”の平面
に対して垂直な一方の横断方向に動いたとき、他方のピ
ックオフ歯が“Ｈ”の平面に対して垂直な他方の横断方
向に動くように振動する。ピックオフ歯を駆動するこの
力は、回転の角速度Ω（たとえばラジアン／秒）、およ
び駆動歯の線速度（たとえばメートル／秒）の外積に比
例する。金属膜パッドが歯のこれらの振動に圧電結合す
るように歯の上にメッキされる。電気ピックオフ信号で
は、垂直軸を中心とした水晶ジャイロの回転の角速度は
入力角速度の両側波帯抑圧搬送波（ＤＳＳＣ）変調とし
て現われ、搬送波周波数は駆動歯の発振の周波数であ
る。したがって、角速度信号は同期復調器によってピッ
クオフ信号から再生することができる。
ハの酸エッチングによって製造され、“Ｈ”構成の２対
の平行な歯（板）を有する。このような水晶ジャイロは
たとえばファーシト（Ｆｅｒｓｈｔ）他の米国特許第5,
056,366 号、およびシュタウト（Ｓｔａｕｄｔｅ）の米
国再発行特許32,931に記載されている。１対の歯（駆動
歯）は、その歯がお互いに向かう方向に、およびお互い
から離れる方向に動くように発振器によって駆動され
る。“Ｈ”の中心の垂直軸を中心とした歯の回転運動に
より、駆動歯の振動はコリオリの力によって他方の対の
歯（ピックオフ歯）に結合する。コリオリの力により、
ピックアップ歯は、一方のピックオフ歯が“Ｈ”の平面
に対して垂直な一方の横断方向に動いたとき、他方のピ
ックオフ歯が“Ｈ”の平面に対して垂直な他方の横断方
向に動くように振動する。ピックオフ歯を駆動するこの
力は、回転の角速度Ω（たとえばラジアン／秒）、およ
び駆動歯の線速度（たとえばメートル／秒）の外積に比
例する。金属膜パッドが歯のこれらの振動に圧電結合す
るように歯の上にメッキされる。電気ピックオフ信号で
は、垂直軸を中心とした水晶ジャイロの回転の角速度は
入力角速度の両側波帯抑圧搬送波（ＤＳＳＣ）変調とし
て現われ、搬送波周波数は駆動歯の発振の周波数であ
る。したがって、角速度信号は同期復調器によってピッ
クオフ信号から再生することができる。
【０００４】水晶ジャイロを励起するために、かつピッ
クオフ信号の同期復調のためにアナログ回路が使用され
てきた。しかしながら、アナログ回路は温度のばらつき
および老化のために、電圧オフセットおよび成分値のド
リフトにさらされる。これらの問題は、上述のように、
単純化された、つまり「一次」動作特性からは明らかで
はない水晶ジャイロの特異性のために特に厄介である。
１つの問題は駆動歯およびピックオフ歯の共振周波数に
関係している。ピックオフ信号からピックオフ歯の運動
を取除くことは非常に困難であるので、ピックオフ歯が
駆動歯と同じ共振周波数を有することは望ましくない。
もしピックオフ歯が駆動歯と同じ共振周波数を有すれ
ば、そのピックオフ歯から最大振幅応答が得られるが、
角速度信号はその角速度のまさに非線形関数となる。し
かしながら、ピックオフ歯の共振周波数は駆動歯の共振
周波数に相対的に密接して同調されなければならない。
そうでないと、角速度信号のダイナミックレンジはノイ
ズによって制限される。したがって、駆動歯とピックオ
フ歯との間には何らかの共振周波数オフセットが必要で
ある。この共振周波数オフセットの妥協はある程度角速
度信号の帯域幅に依存する。特に、ピックオフ歯は２極
共振特性を有し、共振周波数（ω0 ）から遠く離れた二
次応答（〜１／（ω2 −ω0 2 ））を与える。実際に
は、これらを考慮すると、駆動歯の共振周波数とピック
オフ歯の共振周波数との間の差は、水晶ジャイロによっ
て検知されるべき角速度の帯域幅の約２倍でなければな
らないことになる。慣性航行応用の典型的な水晶ジャイ
ロは、たとえば、約１０キロヘルツの駆動共振周波数、
約１８０００のＱ、および約１００Ｈｚの駆動共振周波
数とピックオフ共振周波数との間の差を有する。ピック
アップ歯は、たとえば、より高い共振周波数を有する。
この共振周波数の差のために角速度信号の振幅は駆動歯
の振動の周波数および振幅に依存する。さらに、駆動共
振周波数とピックオフ共振周波数との間の温度依存性の
差は水晶ジャイロの最も重要な温度依存パラメータであ
る。
クオフ信号の同期復調のためにアナログ回路が使用され
てきた。しかしながら、アナログ回路は温度のばらつき
および老化のために、電圧オフセットおよび成分値のド
リフトにさらされる。これらの問題は、上述のように、
単純化された、つまり「一次」動作特性からは明らかで
はない水晶ジャイロの特異性のために特に厄介である。
１つの問題は駆動歯およびピックオフ歯の共振周波数に
関係している。ピックオフ信号からピックオフ歯の運動
を取除くことは非常に困難であるので、ピックオフ歯が
駆動歯と同じ共振周波数を有することは望ましくない。
もしピックオフ歯が駆動歯と同じ共振周波数を有すれ
ば、そのピックオフ歯から最大振幅応答が得られるが、
角速度信号はその角速度のまさに非線形関数となる。し
かしながら、ピックオフ歯の共振周波数は駆動歯の共振
周波数に相対的に密接して同調されなければならない。
そうでないと、角速度信号のダイナミックレンジはノイ
ズによって制限される。したがって、駆動歯とピックオ
フ歯との間には何らかの共振周波数オフセットが必要で
ある。この共振周波数オフセットの妥協はある程度角速
度信号の帯域幅に依存する。特に、ピックオフ歯は２極
共振特性を有し、共振周波数（ω0 ）から遠く離れた二
次応答（〜１／（ω2 −ω0 2 ））を与える。実際に
は、これらを考慮すると、駆動歯の共振周波数とピック
オフ歯の共振周波数との間の差は、水晶ジャイロによっ
て検知されるべき角速度の帯域幅の約２倍でなければな
らないことになる。慣性航行応用の典型的な水晶ジャイ
ロは、たとえば、約１０キロヘルツの駆動共振周波数、
約１８０００のＱ、および約１００Ｈｚの駆動共振周波
数とピックオフ共振周波数との間の差を有する。ピック
アップ歯は、たとえば、より高い共振周波数を有する。
この共振周波数の差のために角速度信号の振幅は駆動歯
の振動の周波数および振幅に依存する。さらに、駆動共
振周波数とピックオフ共振周波数との間の温度依存性の
差は水晶ジャイロの最も重要な温度依存パラメータであ
る。
【０００５】慣性航行のための十分な性能を得るため
に、水晶ジャイロに関連するアナログ回路は相対的に複
雑で高価なものになってきた。さらに、先行技術のアナ
ログ回路の制限のために、水晶ジャイロの性能は、十分
複雑なデジタル信号処理によって理論的に可能でありか
つ達成できるものより低い大きさのオーダになってい
る。
に、水晶ジャイロに関連するアナログ回路は相対的に複
雑で高価なものになってきた。さらに、先行技術のアナ
ログ回路の制限のために、水晶ジャイロの性能は、十分
複雑なデジタル信号処理によって理論的に可能でありか
つ達成できるものより低い大きさのオーダになってい
る。
【０００６】
【発明の概要】この発明の基本的な局面に従って、入力
信号をフィルタ処理する方法が提供される。この方法は
入力信号を調節可能なパスバンド中心周波数を有するフ
ィルタを通過させて出力信号を発生するステップと、フ
ィルタ処理された信号から同相基準信号および直角位相
基準信号を発生するステップと、入力信号を同相基準信
号および直角位相基準信号で復調して、周波数制御信号
を発生するステップと、周波数制御信号に応答して調節
可能なフィルタのパスバンド中心周波数を調節するステ
ップとを含む。
信号をフィルタ処理する方法が提供される。この方法は
入力信号を調節可能なパスバンド中心周波数を有するフ
ィルタを通過させて出力信号を発生するステップと、フ
ィルタ処理された信号から同相基準信号および直角位相
基準信号を発生するステップと、入力信号を同相基準信
号および直角位相基準信号で復調して、周波数制御信号
を発生するステップと、周波数制御信号に応答して調節
可能なフィルタのパスバンド中心周波数を調節するステ
ップとを含む。
【０００７】別の局面に従って、この発明はトラッキン
グフィルタを提供する。このトラッキングフィルタは、
入力信号に応答して、フィルタ処理された信号を出力上
に生成しかつ周波数制御信号に応答する調節可能なパス
バンド中心周波数を有する同調可能なフィルタと、出力
に接続された入力を有し、フィルタ処理された信号に応
答して同相基準信号および直角位相基準信号を発生する
ための基準周波数発生器と、入力信号に応答し、基準周
波数発生器および同調可能なフィルタに接続され、入力
信号の同相基準信号および直角位相基準信号による複素
復調によって周波数制御信号を発生するための周波数弁
別器とを含む。
グフィルタを提供する。このトラッキングフィルタは、
入力信号に応答して、フィルタ処理された信号を出力上
に生成しかつ周波数制御信号に応答する調節可能なパス
バンド中心周波数を有する同調可能なフィルタと、出力
に接続された入力を有し、フィルタ処理された信号に応
答して同相基準信号および直角位相基準信号を発生する
ための基準周波数発生器と、入力信号に応答し、基準周
波数発生器および同調可能なフィルタに接続され、入力
信号の同相基準信号および直角位相基準信号による複素
復調によって周波数制御信号を発生するための周波数弁
別器とを含む。
【０００８】他の局面に従って、この発明は、同調可能
なフィルタと、ヒルベルト変換器と、弁別器とを含むト
ラッキングフィルタを提供する。同調可能なフィルタは
入力信号に応答して、フィルタ処理された信号を出力上
に発生する。同調可能なフィルタは周波数制御信号に応
答する調節可能なパスバンド中心周波数を有する。同調
可能なフィルタはまたパスバンド幅制御信号に応答する
調節可能なパスバンド幅を有する。ヒルベルト変換器は
同調可能なフィルタの出力に接続された入力を有し、フ
ィルタ処理された信号に応答して同相基準信号および直
角位相基準信号を発生する。周波数弁別器は入力信号に
応答し、基準周波数発生器および同調可能なフィルタに
接続され、入力信号の同相基準信号および直角位相基準
信号による複素復調によって、周波数制御信号およびパ
スバンド幅制御信号を発生する。
なフィルタと、ヒルベルト変換器と、弁別器とを含むト
ラッキングフィルタを提供する。同調可能なフィルタは
入力信号に応答して、フィルタ処理された信号を出力上
に発生する。同調可能なフィルタは周波数制御信号に応
答する調節可能なパスバンド中心周波数を有する。同調
可能なフィルタはまたパスバンド幅制御信号に応答する
調節可能なパスバンド幅を有する。ヒルベルト変換器は
同調可能なフィルタの出力に接続された入力を有し、フ
ィルタ処理された信号に応答して同相基準信号および直
角位相基準信号を発生する。周波数弁別器は入力信号に
応答し、基準周波数発生器および同調可能なフィルタに
接続され、入力信号の同相基準信号および直角位相基準
信号による複素復調によって、周波数制御信号およびパ
スバンド幅制御信号を発生する。
【０００９】好ましい構成形態において、周波数弁別器
は同相基準信号を入力信号と乗算して同相積信号を発生
するための第１の乗算器と、直角位相基準信号を入力信
号で乗算して直角位相積信号を発生する第２の乗算器と
を含む。周波数弁別器はまた、第１の乗算器に接続さ
れ、同相積信号をフィルタ処理してフィルタ処理された
同相積信号を発生する第１のローパスフィルタと、第２
の乗算器に接続され、直角位相積信号をフィルタ処理し
てフィルタ処理された直角位相積信号を発生する第２の
ローパスフィルタと、第１のローパスフィルタおよび第
２のローパスフィルタに接続され、フィルタ処理された
直角位相積信号をフィルタ処理された同相積信号で除算
して商信号を発生する除算器とを含む。周波数弁別器は
さらに、除算器に接続され、商信号を積分して周波数制
御信号を発生する積分器と、除算器に接続され、商信号
の絶対値から帯域幅制御信号を発生するための絶対値発
生器とを含む。さらにノイズを排除するために、周波数
弁別器はまた、第１のローパスフィルタと除算器との間
に接続された第１の調節可能なノッチフィルタと、第２
のローパスフィルタと除算器との間に接続された第２の
調節可能なノッチフィルタとを含む。第１の調節可能な
ノッチフィルタおよび第２の調節可能なノッチフィルタ
の各々は、積分器に接続されて周波数制御信号を受ける
ための周波数制御入力と、絶対値発生器に接続されてパ
スバンド幅制御信号を受けるためのパスバンド幅制御入
力とを有する。
は同相基準信号を入力信号と乗算して同相積信号を発生
するための第１の乗算器と、直角位相基準信号を入力信
号で乗算して直角位相積信号を発生する第２の乗算器と
を含む。周波数弁別器はまた、第１の乗算器に接続さ
れ、同相積信号をフィルタ処理してフィルタ処理された
同相積信号を発生する第１のローパスフィルタと、第２
の乗算器に接続され、直角位相積信号をフィルタ処理し
てフィルタ処理された直角位相積信号を発生する第２の
ローパスフィルタと、第１のローパスフィルタおよび第
２のローパスフィルタに接続され、フィルタ処理された
直角位相積信号をフィルタ処理された同相積信号で除算
して商信号を発生する除算器とを含む。周波数弁別器は
さらに、除算器に接続され、商信号を積分して周波数制
御信号を発生する積分器と、除算器に接続され、商信号
の絶対値から帯域幅制御信号を発生するための絶対値発
生器とを含む。さらにノイズを排除するために、周波数
弁別器はまた、第１のローパスフィルタと除算器との間
に接続された第１の調節可能なノッチフィルタと、第２
のローパスフィルタと除算器との間に接続された第２の
調節可能なノッチフィルタとを含む。第１の調節可能な
ノッチフィルタおよび第２の調節可能なノッチフィルタ
の各々は、積分器に接続されて周波数制御信号を受ける
ための周波数制御入力と、絶対値発生器に接続されてパ
スバンド幅制御信号を受けるためのパスバンド幅制御入
力とを有する。
【００１０】この発明の他の目的および利点は以下の詳
細な説明を読み、図面を参照することにより明らかにな
るであろう。
細な説明を読み、図面を参照することにより明らかにな
るであろう。
【００１１】この発明をある好ましい実施例に関連して
説明するが、この発明がこれら特定の実施例に限定され
ることは意図されない。反対に、この発明は前掲の特許
請求の範囲内に含まれるすべての修正、変形および同等
の配列を含むことが意図される。
説明するが、この発明がこれら特定の実施例に限定され
ることは意図されない。反対に、この発明は前掲の特許
請求の範囲内に含まれるすべての修正、変形および同等
の配列を含むことが意図される。
【００１２】
【好ましい実施例の詳細な説明】ここで図面を参照し
て、図１にはこの発明を組込む一般に５０で示される慣
性測定ユニットの概略斜視図が示される。慣性測定ユニ
ットはセンサのブロック５１、電子回路ボード５２およ
び電気コネクタ５３を含む。慣性測定ユニット５０は３
つの直交方向の各々に対して角速度信号および線形加速
信号を与える。角速度信号および線型加速信号は５０Ｈ
ｚの帯域幅を有する。
て、図１にはこの発明を組込む一般に５０で示される慣
性測定ユニットの概略斜視図が示される。慣性測定ユニ
ットはセンサのブロック５１、電子回路ボード５２およ
び電気コネクタ５３を含む。慣性測定ユニット５０は３
つの直交方向の各々に対して角速度信号および線形加速
信号を与える。角速度信号および線型加速信号は５０Ｈ
ｚの帯域幅を有する。
【００１３】次に図２を参照して、センサブロック５１
の絵説明図が示される。このブロックはアルミニウムま
たはポリカーボネートなどの剛性材料から製造される。
水晶角速度センサまたは振動水晶加速度計はブロック５
１の６面の各々に実装される。センサは＋ｘ、＋ｙ、お
よび＋ｚ方向に面する面上に実装された水晶角速度セン
サ６１、６２および６３を含む。センサは−ｘ、−ｙお
よび−ｚ方向に面する面にそれぞれ実装された振動水晶
加速度計６４、６５および６６を含む。
の絵説明図が示される。このブロックはアルミニウムま
たはポリカーボネートなどの剛性材料から製造される。
水晶角速度センサまたは振動水晶加速度計はブロック５
１の６面の各々に実装される。センサは＋ｘ、＋ｙ、お
よび＋ｚ方向に面する面上に実装された水晶角速度セン
サ６１、６２および６３を含む。センサは−ｘ、−ｙお
よび−ｚ方向に面する面にそれぞれ実装された振動水晶
加速度計６４、６５および６６を含む。
【００１４】この発明は水晶角速度センサ６１、６２お
よび６３のための信号処理に関する。水晶角速度センサ
は振動水晶加速度計とは全く関係なく動作する。したが
って、振動水晶加速度計６４、６５、６６はこの発明と
は関係がないので、これ以上詳細な説明は行なわない。
よび６３のための信号処理に関する。水晶角速度センサ
は振動水晶加速度計とは全く関係なく動作する。したが
って、振動水晶加速度計６４、６５、６６はこの発明と
は関係がないので、これ以上詳細な説明は行なわない。
【００１５】図３を参照して、水晶角速度センサ６２の
より詳細な図が示される。センサ６２は、従来のフォト
リソグラフィおよび酸エッチバッチ処理を使用してｚカ
ット水晶ウェハから作製され、カリフォルニア（Ｃａｌ
ｉｆｏｒｎｉａ）州のコンコード（Ｃｏｎｃｏｒｄ）に
あるシストロン・ドナー・コーポレイション（Ｓｙｓｔ
ｒｏｎ Ｄｏｎｎｅｒ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）から
購入することができる。このセンサは１対のブリッジ７
３、７４によって“Ｈ”形状の断面に装着されたフレー
ム７１を有する。“Ｈ”形状の断面７２は１対の駆動歯
７５、７６および１対のピックアップ歯７７、７８を有
する。
より詳細な図が示される。センサ６２は、従来のフォト
リソグラフィおよび酸エッチバッチ処理を使用してｚカ
ット水晶ウェハから作製され、カリフォルニア（Ｃａｌ
ｉｆｏｒｎｉａ）州のコンコード（Ｃｏｎｃｏｒｄ）に
あるシストロン・ドナー・コーポレイション（Ｓｙｓｔ
ｒｏｎ Ｄｏｎｎｅｒ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）から
購入することができる。このセンサは１対のブリッジ７
３、７４によって“Ｈ”形状の断面に装着されたフレー
ム７１を有する。“Ｈ”形状の断面７２は１対の駆動歯
７５、７６および１対のピックアップ歯７７、７８を有
する。
【００１６】次に図４を参照して、歯７５、７６、７７
および７８上に成膜された多数の金属膜電極が示され
る。駆動歯７５、７６には駆動電極８１、８２、８３、
８４、８５、８６、８７、８８が設けられ、これらは図
５でさらに示される。駆動電極は図５に示されるよう
に、相補駆動信号ｖd によって駆動され、駆動歯７５、
７６の振動モードを励起する。このモードでは、駆動歯
は振動の各サイクルの間、図４に示されるようにまずｘ
方向にお互いに向かい合う方向に移動し、次にお互いか
ら離れる方向に移動する。このような振動モードを持続
するために、相補駆動信号Ｖd は駆動歯の共振周波数に
同調されなければならない。図５に示されるように、シ
ングルエンド駆動信号から相補駆動信号を与えるのに単
一利得反転アンプ８０が使用される。
および７８上に成膜された多数の金属膜電極が示され
る。駆動歯７５、７６には駆動電極８１、８２、８３、
８４、８５、８６、８７、８８が設けられ、これらは図
５でさらに示される。駆動電極は図５に示されるよう
に、相補駆動信号ｖd によって駆動され、駆動歯７５、
７６の振動モードを励起する。このモードでは、駆動歯
は振動の各サイクルの間、図４に示されるようにまずｘ
方向にお互いに向かい合う方向に移動し、次にお互いか
ら離れる方向に移動する。このような振動モードを持続
するために、相補駆動信号Ｖd は駆動歯の共振周波数に
同調されなければならない。図５に示されるように、シ
ングルエンド駆動信号から相補駆動信号を与えるのに単
一利得反転アンプ８０が使用される。
【００１７】駆動歯７５、７６をそれらの共振周波数で
駆動するために、駆動歯はそれらの弾性歪みの検知に応
答して励起される。この目的のために、図６にさらに示
されるように、第２の組の金属膜電極８９から９６が駆
動歯７５、７６の最大弾性歪み位置に配設される。その
位置で、歯は図４に示されるように、Ｈ形状構造７２の
中心部分に接合される。これらの電極８９−９６は駆動
歯７５、７６の弾性歪みを示す信号ｖdoを与える従来の
アンプ１１０に接続される。
駆動するために、駆動歯はそれらの弾性歪みの検知に応
答して励起される。この目的のために、図６にさらに示
されるように、第２の組の金属膜電極８９から９６が駆
動歯７５、７６の最大弾性歪み位置に配設される。その
位置で、歯は図４に示されるように、Ｈ形状構造７２の
中心部分に接合される。これらの電極８９−９６は駆動
歯７５、７６の弾性歪みを示す信号ｖdoを与える従来の
アンプ１１０に接続される。
【００１８】図４に示されるように、ピックアップ歯７
７、７８の振動は、ピックアップ歯上に成膜された金属
膜電極１０１−１０８によって検知される。図７にさら
に示されるように、ピックアップ電極１０１−１０８は
従来のアンプ１１１に接続され、ピックアップ歯の振動
を示す信号ｖr を与える。
７、７８の振動は、ピックアップ歯上に成膜された金属
膜電極１０１−１０８によって検知される。図７にさら
に示されるように、ピックアップ電極１０１−１０８は
従来のアンプ１１１に接続され、ピックアップ歯の振動
を示す信号ｖr を与える。
【００１９】次に図８を参照して、図５、図６および図
７に示される水晶速度センサおよびアンプから角速度信
号Ωを得るための従来の回路が示される。ドライバ回路
１１５は、信号ｖdoに応答して、駆動歯（図４の７５、
７６）の発振の共振周波数で駆動信号Ｖd を発生する。
さらに、ドライバ回路１１５は、駆動歯７５、７６の振
動の振幅が実質的に一定であることを確実にする。さら
に、ドライバ回路１１５は平衡変調器などの、ピックア
ップ信号ｖr を変調し、角速度情報を検出する同期検波
器１１６に発振周波数ｆ0 で信号を供給する。ローパス
フィルタ１１７は同期検波器１１６の出力から角速度信
号Ωを抽出する。
７に示される水晶速度センサおよびアンプから角速度信
号Ωを得るための従来の回路が示される。ドライバ回路
１１５は、信号ｖdoに応答して、駆動歯（図４の７５、
７６）の発振の共振周波数で駆動信号Ｖd を発生する。
さらに、ドライバ回路１１５は、駆動歯７５、７６の振
動の振幅が実質的に一定であることを確実にする。さら
に、ドライバ回路１１５は平衡変調器などの、ピックア
ップ信号ｖr を変調し、角速度情報を検出する同期検波
器１１６に発振周波数ｆ0 で信号を供給する。ローパス
フィルタ１１７は同期検波器１１６の出力から角速度信
号Ωを抽出する。
【００２０】次に図９を参照して、対の駆動電極８１
ａ、８１ｂ−８８ａ、８８ｂが駆動歯７５′、７６′上
に成膜される、図１０にさらに示される、代替の構成が
示される。この代替の構成では、駆動電極８１ａ、８１
ｂ−８８ａ、８８ｂは駆動信号ｖd に加えてゼロ化信号
ｖn で励起される。ゼロ化信号ｖn はピックアップ歯
（図示せず）に直接結合する駆動歯７５′、７６′の振
動を励起する。したがって、ゼロ化信号はピックアップ
歯７７、７８の振動を最小限にする、またはゼロにする
ように調節可能である。
ａ、８１ｂ−８８ａ、８８ｂが駆動歯７５′、７６′上
に成膜される、図１０にさらに示される、代替の構成が
示される。この代替の構成では、駆動電極８１ａ、８１
ｂ−８８ａ、８８ｂは駆動信号ｖd に加えてゼロ化信号
ｖn で励起される。ゼロ化信号ｖn はピックアップ歯
（図示せず）に直接結合する駆動歯７５′、７６′の振
動を励起する。したがって、ゼロ化信号はピックアップ
歯７７、７８の振動を最小限にする、またはゼロにする
ように調節可能である。
【００２１】図１１に示されるように、アナログ計算回
路１２０はシングルエンド駆動信号ｖd およびシングル
エンドゼロ信号ｖn を受取り、対の駆動電極（図１０の
８１ａ、８１ｂ−８８ａ、８８ｂ）に与えられる電気信
号（−ｖd ＋ｖn 、−ｖd −ｖn 、ｖd −ｖn 、−ｖd
−ｖn ）を発生する。これらのアナログ計算回路１２０
は、差動増幅器として配線されたオペアンプ１２０、反
転加算アンプとして配線されたオペアンプ１２１、反転
単一利得アンプとして配線されたオペアンプ１２２、お
よび反転単一利得アンプとして配線されたオペアンプ１
２３を含む。
路１２０はシングルエンド駆動信号ｖd およびシングル
エンドゼロ信号ｖn を受取り、対の駆動電極（図１０の
８１ａ、８１ｂ−８８ａ、８８ｂ）に与えられる電気信
号（−ｖd ＋ｖn 、−ｖd −ｖn 、ｖd −ｖn 、−ｖd
−ｖn ）を発生する。これらのアナログ計算回路１２０
は、差動増幅器として配線されたオペアンプ１２０、反
転加算アンプとして配線されたオペアンプ１２１、反転
単一利得アンプとして配線されたオペアンプ１２２、お
よび反転単一利得アンプとして配線されたオペアンプ１
２３を含む。
【００２２】ゼロ信号ｖn がピックアップ信号ｖr をゼ
ロにするように水晶速度センサが動作された場合には、
水晶速度センサは「閉ループ」モードで動作されると言
われる。このような「閉ループ」モードで水晶速度セン
サを動作させるための回路は図１２に示される。この回
路は、図８で示されたドライバ１１５、同期検波器１１
６およびローパスフィルタ１１７に類似のドライバ１１
５′、同期検波器１１６′およびローパスフィルタ１１
７′を含む。しかしながら、図１２の回路は、ベースバ
ンドサーボイコライザおよび帰還アンプ１１８、発振周
波数ｆ0 でゼロ信号ｖn を供給するが、負帰還によって
振幅が制御されてピックアップ信号ｖrをゼロにする平
衡変調器１１９、および図１１に示されるアナログ計算
回路１２０をさらに含む。したがって、アンプ１１８は
角速度信号Ωを与える。
ロにするように水晶速度センサが動作された場合には、
水晶速度センサは「閉ループ」モードで動作されると言
われる。このような「閉ループ」モードで水晶速度セン
サを動作させるための回路は図１２に示される。この回
路は、図８で示されたドライバ１１５、同期検波器１１
６およびローパスフィルタ１１７に類似のドライバ１１
５′、同期検波器１１６′およびローパスフィルタ１１
７′を含む。しかしながら、図１２の回路は、ベースバ
ンドサーボイコライザおよび帰還アンプ１１８、発振周
波数ｆ0 でゼロ信号ｖn を供給するが、負帰還によって
振幅が制御されてピックアップ信号ｖrをゼロにする平
衡変調器１１９、および図１１に示されるアナログ計算
回路１２０をさらに含む。したがって、アンプ１１８は
角速度信号Ωを与える。
【００２３】次に、図１３を参照して、図８のドライバ
回路１１５のブロック図が示される。ドライバ回路１１
５は、ｖdo信号をフィルタ処理し、駆動歯の共振周波数
ｆ0での最大応答に向かって同調されるバンドパスフィ
ルタ１２４を含む。バンドパスフィルタ１２４の出力
は、駆動ループ全体にわたる（３６０）（ｎ）度（ｎは
任意の整数）の位相シフトに合わせて調節される位相調
節回路１２５を介して、駆動電極（図４および図５の８
１−８８）を介して、駆動フォークの物理的過程を介し
て、駆動検知電極（図４および図６の８９−９６）を介
して、および図１３の電子回路を介して送られる。位相
調節回路の出力は自動利得制御１２６に送られ、これは
位相調節回路からの信号の振幅を検知し、位相調節回路
１２５からの信号の振幅と振幅設定値との間の差に応答
する利得制御電圧を発生する。振幅設定値は、たとえ
ば、センサを正確な角回転速度にさらし、角速度信号Ω
が正確に角回転速度を示すように角速度センサを較正し
かつ振幅設定値を調節することによって、調節され得
る。自動利得制御からの利得制御電圧は位相調節回路１
２５の出力を増幅し、駆動信号ｖd を発生する線形アン
プ１２７の利得を調節する。線形アンプは、たとえば、
ＲＣＡ部品番号ＣＡ３０８０などの演算相互コンダクタ
ンスアンプである。
回路１１５のブロック図が示される。ドライバ回路１１
５は、ｖdo信号をフィルタ処理し、駆動歯の共振周波数
ｆ0での最大応答に向かって同調されるバンドパスフィ
ルタ１２４を含む。バンドパスフィルタ１２４の出力
は、駆動ループ全体にわたる（３６０）（ｎ）度（ｎは
任意の整数）の位相シフトに合わせて調節される位相調
節回路１２５を介して、駆動電極（図４および図５の８
１−８８）を介して、駆動フォークの物理的過程を介し
て、駆動検知電極（図４および図６の８９−９６）を介
して、および図１３の電子回路を介して送られる。位相
調節回路の出力は自動利得制御１２６に送られ、これは
位相調節回路からの信号の振幅を検知し、位相調節回路
１２５からの信号の振幅と振幅設定値との間の差に応答
する利得制御電圧を発生する。振幅設定値は、たとえ
ば、センサを正確な角回転速度にさらし、角速度信号Ω
が正確に角回転速度を示すように角速度センサを較正し
かつ振幅設定値を調節することによって、調節され得
る。自動利得制御からの利得制御電圧は位相調節回路１
２５の出力を増幅し、駆動信号ｖd を発生する線形アン
プ１２７の利得を調節する。線形アンプは、たとえば、
ＲＣＡ部品番号ＣＡ３０８０などの演算相互コンダクタ
ンスアンプである。
【００２４】次に図１４を参照して、この発明に従うデ
ジタル信号処理を使用する水晶速度センサシステムのブ
ロック図が示される。水晶速度センサに対する駆動信号
ｖdは、デジタル値ｖ9 に応答してＤ／Ａ変換器１４０
によって発生される。Ｄ／Ａ変換器１４０は、たとえ
ば、アナログ・デバイシィズ部品番号ＡＤ５６９、また
はアナログ・デバイシィズ１８−ビットＤ／Ａ変換器部
品番号ＡＤ１１３９などの、１６ビットのモノリシック
電圧出力Ｄ／Ａ変換器である。水晶速度センサの励起の
レベルを示す出力電圧ｖdoは、Ａ／Ｄ変換器１４１によ
ってサンプリングされ、デジタル信号ｖ1 を発生する。
類似の態様で、ピックオフ信号ｖr はＡ／Ｄ変換器１４
２によってサンプリングされ、デジタル信号ｖ10を発生
する。Ａ／Ｄ変換器１４１およびＡ／Ｄ変換器１４２
は、たとえば、アナログ・デバイシィズ部品番号ＡＤ６
７６などの、１６ビットの１００ｋ ＳＰＳサンプリン
グＡ／Ｄ変換器であり、スイッチトキャパシタ／チャー
ジ再分配アーキテクチャを使用するものである。Ｄ／Ａ
変換器１４０、Ａ／Ｄ変換器１４１およびＡ／Ｄ変換器
１４２はすべて、たとえば、４２ｋＨｚである固定され
たサンプリング速度で同期してクロックされる。図１に
示される慣性測定ユニット用に、図１４に示される回路
が３回繰返され、Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器のす
べては慣性測定ユニット５０の外部にある共通のシステ
ムクロック（図示せず）によって同期してクロックされ
る。このシステムクロックは、たとえば、慣性測定ユニ
ット５０から角速度および線形加速情報を受取るアビオ
ニクスパッケージの一部である。
ジタル信号処理を使用する水晶速度センサシステムのブ
ロック図が示される。水晶速度センサに対する駆動信号
ｖdは、デジタル値ｖ9 に応答してＤ／Ａ変換器１４０
によって発生される。Ｄ／Ａ変換器１４０は、たとえ
ば、アナログ・デバイシィズ部品番号ＡＤ５６９、また
はアナログ・デバイシィズ１８−ビットＤ／Ａ変換器部
品番号ＡＤ１１３９などの、１６ビットのモノリシック
電圧出力Ｄ／Ａ変換器である。水晶速度センサの励起の
レベルを示す出力電圧ｖdoは、Ａ／Ｄ変換器１４１によ
ってサンプリングされ、デジタル信号ｖ1 を発生する。
類似の態様で、ピックオフ信号ｖr はＡ／Ｄ変換器１４
２によってサンプリングされ、デジタル信号ｖ10を発生
する。Ａ／Ｄ変換器１４１およびＡ／Ｄ変換器１４２
は、たとえば、アナログ・デバイシィズ部品番号ＡＤ６
７６などの、１６ビットの１００ｋ ＳＰＳサンプリン
グＡ／Ｄ変換器であり、スイッチトキャパシタ／チャー
ジ再分配アーキテクチャを使用するものである。Ｄ／Ａ
変換器１４０、Ａ／Ｄ変換器１４１およびＡ／Ｄ変換器
１４２はすべて、たとえば、４２ｋＨｚである固定され
たサンプリング速度で同期してクロックされる。図１に
示される慣性測定ユニット用に、図１４に示される回路
が３回繰返され、Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器のす
べては慣性測定ユニット５０の外部にある共通のシステ
ムクロック（図示せず）によって同期してクロックされ
る。このシステムクロックは、たとえば、慣性測定ユニ
ット５０から角速度および線形加速情報を受取るアビオ
ニクスパッケージの一部である。
【００２５】図１４の水晶速度センサおよびアンプ、な
らびにＤ／Ａ変換器１４０およびＡ／Ｄ変換器１４１、
１４２を除いて、他の構成要素のすべては同期デジタル
論理回路であり、たとえば特定用途向け集積回路のプロ
グラムされたデータプロセッサまたはハードワイヤ論理
のいずれかとして実現され得る。同期デジタル回路は、
たとえば、固定点２４ビット演算用に設計されたスター
・セミコンダクタ(Star Semiconductor)ＳＰＲＯＣプロ
グラマブルデジタル信号処理（ＤＳＰ）集積回路で実現
され得る。
らびにＤ／Ａ変換器１４０およびＡ／Ｄ変換器１４１、
１４２を除いて、他の構成要素のすべては同期デジタル
論理回路であり、たとえば特定用途向け集積回路のプロ
グラムされたデータプロセッサまたはハードワイヤ論理
のいずれかとして実現され得る。同期デジタル回路は、
たとえば、固定点２４ビット演算用に設計されたスター
・セミコンダクタ(Star Semiconductor)ＳＰＲＯＣプロ
グラマブルデジタル信号処理（ＤＳＰ）集積回路で実現
され得る。
【００２６】駆動歯（図４の７５および７６）の共振周
波数で水晶速度センサを励起するために、図１４のデジ
タル回路は、駆動歯のシャント容量Ｃ0 の所望されない
効果を相殺するための適応Ｃ0 キャンセラ１４４、駆動
歯の共振周波数をトラッキングするトラッキングフィル
タ１４３、基準信号発生器およびループ位相シフタ１４
５、および自動利得制御１４６を含む。
波数で水晶速度センサを励起するために、図１４のデジ
タル回路は、駆動歯のシャント容量Ｃ0 の所望されない
効果を相殺するための適応Ｃ0 キャンセラ１４４、駆動
歯の共振周波数をトラッキングするトラッキングフィル
タ１４３、基準信号発生器およびループ位相シフタ１４
５、および自動利得制御１４６を含む。
【００２７】適応Ｃ0 キャンセラ１４４は駆動信号ｖd
から駆動歯のシャント容量Ｃ0 を通って入力信号ｖdoに
現われる類似の信号を相殺するために、Ａ／Ｄ変換器１
４１の出力ｖ1 に補正信号を加算する。
から駆動歯のシャント容量Ｃ0 を通って入力信号ｖdoに
現われる類似の信号を相殺するために、Ａ／Ｄ変換器１
４１の出力ｖ1 に補正信号を加算する。
【００２８】信号ｖdoは周波数がゆっくりドリフトして
いるノイズで汚染された復調基準信号を含む。トラッキ
ングフィルタ１４３は復調基準信号を抽出するためにそ
のパスバンド幅およびパスバンド中心周波数を自動的に
調節する。図１５を参照して以下にさらに説明されるよ
うに、トラッキングフィルタ１４３は復調基準信号の周
波数をトラッキングし、復調基準信号が検出された場合
にトラッキングフィルタのパスバンド幅を低減するトラ
ッキングループの一部である。したがって、トラッキン
グフィルタ１４３の出力ｖ3 は非常にきれいな正弦波で
ある。
いるノイズで汚染された復調基準信号を含む。トラッキ
ングフィルタ１４３は復調基準信号を抽出するためにそ
のパスバンド幅およびパスバンド中心周波数を自動的に
調節する。図１５を参照して以下にさらに説明されるよ
うに、トラッキングフィルタ１４３は復調基準信号の周
波数をトラッキングし、復調基準信号が検出された場合
にトラッキングフィルタのパスバンド幅を低減するトラ
ッキングループの一部である。したがって、トラッキン
グフィルタ１４３の出力ｖ3 は非常にきれいな正弦波で
ある。
【００２９】基準信号発生器およびループ位相シフタ１
４５は、位相がちょうど９０°離れた２つの基準信号
Ｉ′REF およびＱ′REF を与え、ピックオフ信号ｖr か
らの角速度信号Ωを復調する。基準信号発生器およびル
ープ位相シフタ１４５はまた、駆動ループにわたる位相
シフトの正確に整数ｎ×３６０°を与える。したがっ
て、水晶速度センサの駆動歯はその共振周波数で駆動さ
れ、この共振周波数は駆動歯を介してゼロ位相シフトが
ある場合に発生する。
４５は、位相がちょうど９０°離れた２つの基準信号
Ｉ′REF およびＱ′REF を与え、ピックオフ信号ｖr か
らの角速度信号Ωを復調する。基準信号発生器およびル
ープ位相シフタ１４５はまた、駆動ループにわたる位相
シフトの正確に整数ｎ×３６０°を与える。したがっ
て、水晶速度センサの駆動歯はその共振周波数で駆動さ
れ、この共振周波数は駆動歯を介してゼロ位相シフトが
ある場合に発生する。
【００３０】自動利得制御１４６は、トラッキングフィ
ルタ１４３によって抽出された基準周波数信号が一定の
振幅を有するように駆動歯を励起することによって、駆
動ループにわたる正確に単一利得を与える。
ルタ１４３によって抽出された基準周波数信号が一定の
振幅を有するように駆動歯を励起することによって、駆
動ループにわたる正確に単一利得を与える。
【００３１】ピックオフ信号ｖr から角速度信号Ωを復
調するために、第１の乗算器１４７はＡ／Ｄ変換器１４
２からの信号ｖ10を同相基準信号Ｉ′REF と乗算して同
相積値（ｉ）を発生し、第２の乗算器１４８は信号ｖ10
を直角位相信号Ｑ′REF と乗算して直角位相積値（ｑ）
を発生する。同相値（ｉ）は従来のデシメイトデジタル
ローパスフィルタであるＩチャネルフィルタ１４９で受
取られ、６００Ｈｚなどのより低い速度でフィルタ処理
された値Ｉを与える。類似の態様で、直角位相値（ｑ）
はやはり従来のデジタルローパスデシメイトフィルタで
あるＱチャネルフィルタ１５０で受取られ、６００Ｈｚ
などのより低い速度でフィルタ処理された値Ｑを与え
る。
調するために、第１の乗算器１４７はＡ／Ｄ変換器１４
２からの信号ｖ10を同相基準信号Ｉ′REF と乗算して同
相積値（ｉ）を発生し、第２の乗算器１４８は信号ｖ10
を直角位相信号Ｑ′REF と乗算して直角位相積値（ｑ）
を発生する。同相値（ｉ）は従来のデシメイトデジタル
ローパスフィルタであるＩチャネルフィルタ１４９で受
取られ、６００Ｈｚなどのより低い速度でフィルタ処理
された値Ｉを与える。類似の態様で、直角位相値（ｑ）
はやはり従来のデジタルローパスデシメイトフィルタで
あるＱチャネルフィルタ１５０で受取られ、６００Ｈｚ
などのより低い速度でフィルタ処理された値Ｑを与え
る。
【００３２】図１４の回路は同相検出信号および直角位
相検出信号をどちらも与えるので、周波数ｆ0 での基準
信号ＩREF とピックオフ信号ｖr の抑圧搬送波との間の
どんな位相シフトまたは同調誤差も複素ベクトルＩ＋ｉ
Ｑの回転によって補正でき、この回転は基準信号発生器
１４５の数値的な位相調節によって行なわれ、これにつ
いては図２１を参照して以下に説明する。たとえば、検
出された角速度信号のすべてが図１４の同相チャネルＩ
に現われるはずである。しかしながら、実際には、何ら
かの位相のずれがあり、角速度信号の一部は直角位相チ
ャネルＱに現われる。
相検出信号をどちらも与えるので、周波数ｆ0 での基準
信号ＩREF とピックオフ信号ｖr の抑圧搬送波との間の
どんな位相シフトまたは同調誤差も複素ベクトルＩ＋ｉ
Ｑの回転によって補正でき、この回転は基準信号発生器
１４５の数値的な位相調節によって行なわれ、これにつ
いては図２１を参照して以下に説明する。たとえば、検
出された角速度信号のすべてが図１４の同相チャネルＩ
に現われるはずである。しかしながら、実際には、何ら
かの位相のずれがあり、角速度信号の一部は直角位相チ
ャネルＱに現われる。
【００３３】一般に、角速度信号Ωは同相チャネルＩの
信号の符号である符号と、Ｉ2 ＋Ｑ 2 の二乗根に等しい
補正された大きさとを有するはずである。実際、装置が
不完全であり、アライメント誤差があり、容量結合があ
るために、較正によって排除されるべきＩおよびＱ信号
に対する外部からの影響、およびその外部からの影響を
取除いた後の信号ＩおよびＱからΩを計算することによ
る後処理が生じる。外部からの影響に対する補償１５１
は、不揮発性メモリにプログラムされた較正テーブルか
ら検索された較正データを参照することによって実行さ
れ得る。
信号の符号である符号と、Ｉ2 ＋Ｑ 2 の二乗根に等しい
補正された大きさとを有するはずである。実際、装置が
不完全であり、アライメント誤差があり、容量結合があ
るために、較正によって排除されるべきＩおよびＱ信号
に対する外部からの影響、およびその外部からの影響を
取除いた後の信号ＩおよびＱからΩを計算することによ
る後処理が生じる。外部からの影響に対する補償１５１
は、不揮発性メモリにプログラムされた較正テーブルか
ら検索された較正データを参照することによって実行さ
れ得る。
【００３４】次に図１５および図１６を参照して、駆動
ループのより詳細なブロック図が示される。図１５に示
されるように、駆動フォークは主に電極間容量を表わす
シャント容量Ｃ0 、ならびに直列抵抗Ｒd 、直列インダ
クタンスＬd および直列容量Ｃd によって電気的にモデ
ル化される。駆動フォークの共振周波数は主に直列イン
ダクタンスＬd と直列容量Ｃd との積によって決定され
る。
ループのより詳細なブロック図が示される。図１５に示
されるように、駆動フォークは主に電極間容量を表わす
シャント容量Ｃ0 、ならびに直列抵抗Ｒd 、直列インダ
クタンスＬd および直列容量Ｃd によって電気的にモデ
ル化される。駆動フォークの共振周波数は主に直列イン
ダクタンスＬd と直列容量Ｃd との積によって決定され
る。
【００３５】図１５にさらに示されるように、図５の駆
動電子回路およびＤ／Ａ変換器１４０は時間遅延Ｄ1 と
してモデル化される。類似の態様で、図６の積分器を有
する読出電子回路、およびＡ／Ｄ変換器１４１は合成遅
延Ｄ2 を有するものとしてモデル化される。Ｄ1 とＤ2
との和は公称駆動共振周波数の信号に対して測定される
遅延Ｄ1 ＋Ｄ2 を表わし、一定であると仮定される。こ
の一定の値Ｄ1 ＋Ｄ2はサンプリング周期Ｔ＝１／ｆs
（ｆs はＡ／Ｄ変換器１４１のサンプリング周波数であ
る）で除算され、Ｔの単位で整数ｉと端数δとの和とし
て総遅延Ｄ1 ＋Ｄ2 を表わす。整数ｉは適応Ｃ0 キャン
セラの遅延ブロック１６１、および図１６に示される基
準信号発生器およびループ位相シフタ１４５の遅延ブロ
ック１６２の各々で使用される記憶レジスタの最大数を
決定する。
動電子回路およびＤ／Ａ変換器１４０は時間遅延Ｄ1 と
してモデル化される。類似の態様で、図６の積分器を有
する読出電子回路、およびＡ／Ｄ変換器１４１は合成遅
延Ｄ2 を有するものとしてモデル化される。Ｄ1 とＤ2
との和は公称駆動共振周波数の信号に対して測定される
遅延Ｄ1 ＋Ｄ2 を表わし、一定であると仮定される。こ
の一定の値Ｄ1 ＋Ｄ2はサンプリング周期Ｔ＝１／ｆs
（ｆs はＡ／Ｄ変換器１４１のサンプリング周波数であ
る）で除算され、Ｔの単位で整数ｉと端数δとの和とし
て総遅延Ｄ1 ＋Ｄ2 を表わす。整数ｉは適応Ｃ0 キャン
セラの遅延ブロック１６１、および図１６に示される基
準信号発生器およびループ位相シフタ１４５の遅延ブロ
ック１６２の各々で使用される記憶レジスタの最大数を
決定する。
【００３６】ここで少しの間図１７を参照して、遅延ブ
ロック１６２と同一の遅延ブロック１６１の回路の概略
図が示される。遅延ブロック１６１はｉのＴ周期だけ入
力信号ＳINを遅延させるための遅延ユニット１５４を含
む。遅延ユニット１５４は従来のものであり、たとえば
サンプリング周波数ｆs で同期してクロックされ、シフ
ト−レジスタ配列で接続されるｉ個のレジスタを含む。
遅延ブロック１６１はさらに１サンプリング周期Ｔの付
加的な遅延を与える遅延ユニット１５５を含む。遅延ユ
ニット１５５は、たとえば、単一のレジスタを含む。
（ｉ＋δ）Ｔだけ遅延された入力信号ＳINに近似する出
力信号ＳOUT を与えるために、出力信号Ｓ OUT は遅延ユ
ニット１５４の出力と遅延ユニット１５５の出力との間
の補間によって計算される。図１７に示されるように、
たとえば、スケーリングユニットまたは乗算器１５９は
遅延ユニット１５４の出力と遅延ユニット１５６の出力
との間の差をＡの因子でスケーリングする。総和器また
は加算器１５７は遅延ユニット１５５の出力をスケーリ
ングユニット１５９の出力に加算し、中間信号Ｓintを
発生する。中間信号Ｓint は遅延ユニット１５６で１サ
ンプリング周期Ｔの間待合わせられる。減算器１５８は
遅延ユニット１５６の出力から遅延ユニット１５４の出
力を減算し、スケーリングユニット１５９への入力を発
生する。減算器１５８Ａは遅延素子１５６Ａの出力から
中間信号Ｓint を減算する。加算器１５７Ａは遅延ユニ
ット１５６の出力とスケーリングユニット１５９Ａの出
力とを組合わせ、信号ＳOUT を発生する。遅延素子１５
６Ａへの入力はＳOUT であり、乗算器１５９Ａへの入力
は減算器１５８Ａの出力である。図１７の構成要素１５
５−１５９および１５６Ａ−１５９Ａは、したがって、
要求された端数遅延δＴに近似する位相シフトを与える
オールパスフィルタを含む。
ロック１６２と同一の遅延ブロック１６１の回路の概略
図が示される。遅延ブロック１６１はｉのＴ周期だけ入
力信号ＳINを遅延させるための遅延ユニット１５４を含
む。遅延ユニット１５４は従来のものであり、たとえば
サンプリング周波数ｆs で同期してクロックされ、シフ
ト−レジスタ配列で接続されるｉ個のレジスタを含む。
遅延ブロック１６１はさらに１サンプリング周期Ｔの付
加的な遅延を与える遅延ユニット１５５を含む。遅延ユ
ニット１５５は、たとえば、単一のレジスタを含む。
（ｉ＋δ）Ｔだけ遅延された入力信号ＳINに近似する出
力信号ＳOUT を与えるために、出力信号Ｓ OUT は遅延ユ
ニット１５４の出力と遅延ユニット１５５の出力との間
の補間によって計算される。図１７に示されるように、
たとえば、スケーリングユニットまたは乗算器１５９は
遅延ユニット１５４の出力と遅延ユニット１５６の出力
との間の差をＡの因子でスケーリングする。総和器また
は加算器１５７は遅延ユニット１５５の出力をスケーリ
ングユニット１５９の出力に加算し、中間信号Ｓintを
発生する。中間信号Ｓint は遅延ユニット１５６で１サ
ンプリング周期Ｔの間待合わせられる。減算器１５８は
遅延ユニット１５６の出力から遅延ユニット１５４の出
力を減算し、スケーリングユニット１５９への入力を発
生する。減算器１５８Ａは遅延素子１５６Ａの出力から
中間信号Ｓint を減算する。加算器１５７Ａは遅延ユニ
ット１５６の出力とスケーリングユニット１５９Ａの出
力とを組合わせ、信号ＳOUT を発生する。遅延素子１５
６Ａへの入力はＳOUT であり、乗算器１５９Ａへの入力
は減算器１５８Ａの出力である。図１７の構成要素１５
５−１５９および１５６Ａ−１５９Ａは、したがって、
要求された端数遅延δＴに近似する位相シフトを与える
オールパスフィルタを含む。
【００３７】ここで図１５に戻って、トラッキングフィ
ルタ１４３は同調フィルタ１６３および弁別器１６４を
含む。同調フィルタ１６３のパスバンド幅はパラメータ
α1によって制御され、同調フィルタのパスバンド中心
周波数はパラメータβ1 によって制御される。Ａ／Ｄ変
換器出力ｖ1 は適応Ｃ0 キャンセラ１４４の加算器１６
５を通り、信号ｖ2 になり、これはひいては同調フィル
タ１６３への入力となる。同調フィルタ出力は信号ｖ3
である。
ルタ１４３は同調フィルタ１６３および弁別器１６４を
含む。同調フィルタ１６３のパスバンド幅はパラメータ
α1によって制御され、同調フィルタのパスバンド中心
周波数はパラメータβ1 によって制御される。Ａ／Ｄ変
換器出力ｖ1 は適応Ｃ0 キャンセラ１４４の加算器１６
５を通り、信号ｖ2 になり、これはひいては同調フィル
タ１６３への入力となる。同調フィルタ出力は信号ｖ3
である。
【００３８】信号ｖ3 はヒルベルト変換器１６７を駆動
し、この変換器は非常に正確な９０°位相シフトネット
ワークである一種の非巡回型デジタルフィルタである。
ヒルベルト変換器の一例について図２０を参照して以下
にさらに説明する。ヒルベルト変換器は入力信号Ｖ3 の
遅延されたコピーである同相基準ＩREF と、同相基準Ｉ
REF を９０°だけ遅らせる直角位相出力ＱREF とを与え
る。これらの２つの基準信号ＩREF およびＱREF は図１
５のトラッキングフィルタ１４３の弁別器１６４に帰還
される。
し、この変換器は非常に正確な９０°位相シフトネット
ワークである一種の非巡回型デジタルフィルタである。
ヒルベルト変換器の一例について図２０を参照して以下
にさらに説明する。ヒルベルト変換器は入力信号Ｖ3 の
遅延されたコピーである同相基準ＩREF と、同相基準Ｉ
REF を９０°だけ遅らせる直角位相出力ＱREF とを与え
る。これらの２つの基準信号ＩREF およびＱREF は図１
５のトラッキングフィルタ１４３の弁別器１６４に帰還
される。
【００３９】ここでしばらく図１８を参照して、同調フ
ィルタ１６３が非常に詳細に示される。なお、図１８の
記号はデジタルフィルタを表わすために従来から使用さ
れる記号である。加算器または減算器ユニットはΣを含
む円によって示され、その入力ノードにはプラスまたは
マイナスの記号が付されている。図１８の同調フィルタ
は、たとえば、６つのこのような加算ノード１６８、１
６９、１７０、１７１、１７２および１７３を含む。乗
算器は図１８の乗算器１７５および１７６などのように
Ｘを囲むボックスによって示され、それぞれα1 および
β1 で乗算する。サンプリング周期Ｔの固定整数ｎ倍分
の遅延はｚ変換記号ｚ-nを含むボックスによって示され
る。ブロック１７７および１７８は、たとえば、各々１
サンプリング周期Ｔの遅延を与え、これはたとえばレジ
スタストレージによって生成され、プログラムされたデ
ジタル信号プロセッサの演算を復活させる。固定された
定数分のスケーリングはその定数を含むボックスによっ
て表わされる。たとえば、２分の１のスケーリングを表
わすボックス１７９が含まれ、これはプログラムされた
デジタル信号プロセッサにおける算術右シフト演算によ
って従来から得られるものである。次に図１９を参照し
て、弁別器１６４の概略図が示される。入力信号ｖ2 は
図１６のヒルベルト変換器１６７の中心タップに対する
遅延である遅延を有するシフトレジスタなどの遅延ユニ
ット１９１で遅延される。たとえば、ヒルベルト変換器
１６７はサンプリング周期Ｔの９倍の遅延を与える。し
たがって、この例では、遅延ユニット１９１は９×サン
プリング周期Ｔの遅延を与えるはずである。
ィルタ１６３が非常に詳細に示される。なお、図１８の
記号はデジタルフィルタを表わすために従来から使用さ
れる記号である。加算器または減算器ユニットはΣを含
む円によって示され、その入力ノードにはプラスまたは
マイナスの記号が付されている。図１８の同調フィルタ
は、たとえば、６つのこのような加算ノード１６８、１
６９、１７０、１７１、１７２および１７３を含む。乗
算器は図１８の乗算器１７５および１７６などのように
Ｘを囲むボックスによって示され、それぞれα1 および
β1 で乗算する。サンプリング周期Ｔの固定整数ｎ倍分
の遅延はｚ変換記号ｚ-nを含むボックスによって示され
る。ブロック１７７および１７８は、たとえば、各々１
サンプリング周期Ｔの遅延を与え、これはたとえばレジ
スタストレージによって生成され、プログラムされたデ
ジタル信号プロセッサの演算を復活させる。固定された
定数分のスケーリングはその定数を含むボックスによっ
て表わされる。たとえば、２分の１のスケーリングを表
わすボックス１７９が含まれ、これはプログラムされた
デジタル信号プロセッサにおける算術右シフト演算によ
って従来から得られるものである。次に図１９を参照し
て、弁別器１６４の概略図が示される。入力信号ｖ2 は
図１６のヒルベルト変換器１６７の中心タップに対する
遅延である遅延を有するシフトレジスタなどの遅延ユニ
ット１９１で遅延される。たとえば、ヒルベルト変換器
１６７はサンプリング周期Ｔの９倍の遅延を与える。し
たがって、この例では、遅延ユニット１９１は９×サン
プリング周期Ｔの遅延を与えるはずである。
【００４０】いかなる場合でも、遅延ユニット１９１の
出力信号ｖ12と基準信号ＩREF との間の位相シフトは、
同調フィルタ（図１８の１６３）のパスバンド中心周波
数が信号ｖ12の周波数に同調されている場合には０であ
る。同調フィルタのパスバンド中心周波数が信号ｖ12の
周波数に同調されていない場合には、信号ｖ12と基準信
号ＩREF との間には位相シフトがあり、この位相シフト
は同調フィルタの同調誤差の表示となる。したがって、
図１９の弁別器１６４は信号ｖ12と基準信号Ｉ REF との
間のいかなる位相シフトをも検出でき、検出された位相
シフトに応答してバンドパス中心周波数制御信号β1 を
調節することができ、位相シフトおよび同調誤差を０に
低減する。
出力信号ｖ12と基準信号ＩREF との間の位相シフトは、
同調フィルタ（図１８の１６３）のパスバンド中心周波
数が信号ｖ12の周波数に同調されている場合には０であ
る。同調フィルタのパスバンド中心周波数が信号ｖ12の
周波数に同調されていない場合には、信号ｖ12と基準信
号ＩREF との間には位相シフトがあり、この位相シフト
は同調フィルタの同調誤差の表示となる。したがって、
図１９の弁別器１６４は信号ｖ12と基準信号Ｉ REF との
間のいかなる位相シフトをも検出でき、検出された位相
シフトに応答してバンドパス中心周波数制御信号β1 を
調節することができ、位相シフトおよび同調誤差を０に
低減する。
【００４１】弁別器１６４内で、遅延信号ｖ12は１対の
乗算器１９２、１９３による基準信号ＩREF およびＱ
REF によって複素復調され、ローパスフィルタ１９４、
１９５によってローパスフィルタ処理され、かつ調節可
能なノッチフィルタ１９６、１９７によってノッチフィ
ルタ処理され、乗算器１９２、１９３によって発生され
た２倍周波数成分を除去する。調節可能なノッチフィル
タ１９７からの信号Ｎは図１５の同調フィルタ１６３の
同調誤差の測定値であるが、その振幅もまた入力信号ｖ
2 の振幅の関数である。したがって、実質的に振幅から
独立した同調誤差信号はノッチフィルタ１９７からの信
号Ｎをノッチフィルタ１９６の出力Ｄから分離する除算
器１９８によって生成される。さらに、出力Ｄがほぼ０
のときに不正確な結果が出るのを防ぐために、この場合
の商は０に強制されなければならない。
乗算器１９２、１９３による基準信号ＩREF およびＱ
REF によって複素復調され、ローパスフィルタ１９４、
１９５によってローパスフィルタ処理され、かつ調節可
能なノッチフィルタ１９６、１９７によってノッチフィ
ルタ処理され、乗算器１９２、１９３によって発生され
た２倍周波数成分を除去する。調節可能なノッチフィル
タ１９７からの信号Ｎは図１５の同調フィルタ１６３の
同調誤差の測定値であるが、その振幅もまた入力信号ｖ
2 の振幅の関数である。したがって、実質的に振幅から
独立した同調誤差信号はノッチフィルタ１９７からの信
号Ｎをノッチフィルタ１９６の出力Ｄから分離する除算
器１９８によって生成される。さらに、出力Ｄがほぼ０
のときに不正確な結果が出るのを防ぐために、この場合
の商は０に強制されなければならない。
【００４２】除算器１９８からの同調誤差信号ｖ13は、
図１５の同調フィルタ１６３の所望のパスバンド幅を決
定する直接の候補となるものである。特に、同調パラメ
ータα1 は同調誤差信号ｖ13の絶対値を生成する絶対値
ユニット１９９、その絶対値を予め定められた定数α
1maxから減算する減算器２００、およびα1 を生成する
ために妥当な制限値内にその差を制限するリミッタ２０
１によって決定される。定数α1maxは、たとえば、０．
９９９の値を有し、α1 は０．４≦α1 ≦０．９９９と
なるように制限される。事実上、パスバンド幅制御パラ
メータα1 は、同調フィルタ１６３が信号ｖ1 の周波数
と基準信号ＩREF およびＱREF の周波数との間の差の少
なくとも２倍のパスバンド幅を有するように調節される
ように決定される。
図１５の同調フィルタ１６３の所望のパスバンド幅を決
定する直接の候補となるものである。特に、同調パラメ
ータα1 は同調誤差信号ｖ13の絶対値を生成する絶対値
ユニット１９９、その絶対値を予め定められた定数α
1maxから減算する減算器２００、およびα1 を生成する
ために妥当な制限値内にその差を制限するリミッタ２０
１によって決定される。定数α1maxは、たとえば、０．
９９９の値を有し、α1 は０．４≦α1 ≦０．９９９と
なるように制限される。事実上、パスバンド幅制御パラ
メータα1 は、同調フィルタ１６３が信号ｖ1 の周波数
と基準信号ＩREF およびＱREF の周波数との間の差の少
なくとも２倍のパスバンド幅を有するように調節される
ように決定される。
【００４３】同調フィルタ１６３のパスバンド周波数パ
ラメータβ1 は、除算器１９８からの同調誤差信号ｖ13
を積分する積分器または累算器２０２によって発生され
る。（積分器２０２は図２４に示される累算器３３８と
構成が類似しており、β1 の値は±１に制限される。）
ノッチフィルタ１９６、１９７に対する同調周波数パラ
メータβ′は、β1 の二乗を計算する乗算器２０３と、
たとえば１つの２進桁分の左シフトによって２の因子だ
けその二乗をスケーリングするスケーリングユニット２
０４と、かつスケーリングユニット２０４の出力から一
定値１を減算する減算器２０５とによってβ1 から発生
される。調節可能なノッチフィルタ１９６、１９７の各
々は図１８に示される同調フィルタ１６３に類似してい
るが、β′がβ1 の代わりに使用され、かつ加算器１７
３への入力のすべての符号がプラスであることを除く。
ラメータβ1 は、除算器１９８からの同調誤差信号ｖ13
を積分する積分器または累算器２０２によって発生され
る。（積分器２０２は図２４に示される累算器３３８と
構成が類似しており、β1 の値は±１に制限される。）
ノッチフィルタ１９６、１９７に対する同調周波数パラ
メータβ′は、β1 の二乗を計算する乗算器２０３と、
たとえば１つの２進桁分の左シフトによって２の因子だ
けその二乗をスケーリングするスケーリングユニット２
０４と、かつスケーリングユニット２０４の出力から一
定値１を減算する減算器２０５とによってβ1 から発生
される。調節可能なノッチフィルタ１９６、１９７の各
々は図１８に示される同調フィルタ１６３に類似してい
るが、β′がβ1 の代わりに使用され、かつ加算器１７
３への入力のすべての符号がプラスであることを除く。
【００４４】トラッキングフィルタ１４３に関するさら
なる詳細は以下の表１および表２に挙げられたトラッキ
ングフィルタ設計プログラムで開示される。
なる詳細は以下の表１および表２に挙げられたトラッキ
ングフィルタ設計プログラムで開示される。
【００４５】次に図２０を参照して、ヒルベルト変換器
１６７の概略図が示される。入力信号ｖ3 は遅延ユニッ
ト２１１−２２０によって２サンプリング周期Ｔまたは
１サンプリング周期Ｔのいずれかだけ連続的に遅延され
る。遅延ユニット２１１−２１４および２１７−２２０
は各々２サンプリング周期Ｔの遅延を与え、遅延ユニッ
ト２１５、２１６は１サンプリング周期Ｔの遅延を与え
る。同相基準ＩREF は遅延ユニット２１５の出力によっ
て生成される。直角位相基準ＱREF は入力信号ｖ3 およ
び遅延ユニットの出力の重みづけされた和である。特
に、第１の行の減算器２２１は、遅延ユニット２１６−
２２０のそれぞれの出力から入力信号ｖ3または遅延ユ
ニット２１１−２１４の出力のうちの対応のものを減算
する。差は１行のスケーリングユニット２２２のそれぞ
れの係数ａ0 −ａ4 によってスケーリングされる。スケ
ーリングユニット２２２の出力は１行の加算器２２３に
よって総和され、直角位相基準信号ＱREF を生成する。
１６７の概略図が示される。入力信号ｖ3 は遅延ユニッ
ト２１１−２２０によって２サンプリング周期Ｔまたは
１サンプリング周期Ｔのいずれかだけ連続的に遅延され
る。遅延ユニット２１１−２１４および２１７−２２０
は各々２サンプリング周期Ｔの遅延を与え、遅延ユニッ
ト２１５、２１６は１サンプリング周期Ｔの遅延を与え
る。同相基準ＩREF は遅延ユニット２１５の出力によっ
て生成される。直角位相基準ＱREF は入力信号ｖ3 およ
び遅延ユニットの出力の重みづけされた和である。特
に、第１の行の減算器２２１は、遅延ユニット２１６−
２２０のそれぞれの出力から入力信号ｖ3または遅延ユ
ニット２１１−２１４の出力のうちの対応のものを減算
する。差は１行のスケーリングユニット２２２のそれぞ
れの係数ａ0 −ａ4 によってスケーリングされる。スケ
ーリングユニット２２２の出力は１行の加算器２２３に
よって総和され、直角位相基準信号ＱREF を生成する。
【００４６】表３から表１０で導出されるように、ヒル
ベルト変換器１６７に適切な係数の組は以下のとおりで
ある。
ベルト変換器１６７に適切な係数の組は以下のとおりで
ある。
【００４７】 ａ0 ＝０．６１４２４１０３５７ ａ1 ＝０．１５２９６１２３２７ ａ2 ＝０．０４９６２１４２２８ ａ3 ＝０．０１２７２１５３１１ ａ4 ＝０．００１８３６８１６８ なおヒルベルト変換器１６７は、計算上の複雑さが対応
して増減するがその直角位相基準ＱREF の精度が増減す
るように修正され得る。たとえば、遅延ユニット２１
１、２１２、２１９および２２０、それらの関連の減算
器２２４、２２５、それらの関連の乗算器２２６、２２
７、ならびにそれらの関連の加算器２２８、２２９は省
いてもよく、その場合には入力信号ｖ3 は直接遅延ユニ
ット２１３に送られる。この場合、ヒルベルト変換器は
３つの乗算器しか使用せず、係数ａ 0 、ａ1 およびａ2
は以下のように変更される。
して増減するがその直角位相基準ＱREF の精度が増減す
るように修正され得る。たとえば、遅延ユニット２１
１、２１２、２１９および２２０、それらの関連の減算
器２２４、２２５、それらの関連の乗算器２２６、２２
７、ならびにそれらの関連の加算器２２８、２２９は省
いてもよく、その場合には入力信号ｖ3 は直接遅延ユニ
ット２１３に送られる。この場合、ヒルベルト変換器は
３つの乗算器しか使用せず、係数ａ 0 、ａ1 およびａ2
は以下のように変更される。
【００４８】 ａ0 ′＝０．５８６８８１６３２９ ａ1 ′＝０．０９９０８３９１４ ａ2 ′＝０．０１２２０２４４８２ 図２０のヒルベルト変換器１６７からの同相基準ＩREF
および直角位相基準Ｑ REF は、水晶速度センサからのピ
ックオフ信号ｖr を復調するために直接使用することが
できる。しかしながら、好ましくは、基準位相調節は図
１６の回転子２４１によって与えられ、これは予め定め
られた補償角αによる基準信号ＩREF およびＱREF の複
素回転を実行し、変換された同相基準信号Ｉ′REF およ
びＱ′RE F を生成する。
および直角位相基準Ｑ REF は、水晶速度センサからのピ
ックオフ信号ｖr を復調するために直接使用することが
できる。しかしながら、好ましくは、基準位相調節は図
１６の回転子２４１によって与えられ、これは予め定め
られた補償角αによる基準信号ＩREF およびＱREF の複
素回転を実行し、変換された同相基準信号Ｉ′REF およ
びＱ′RE F を生成する。
【００４９】ここでしばらく図２１を参照して、回転子
２４１の概略図が示される。複素回転は４つのスケーリ
ングユニット２４２、２４３、２４４および２４５、変
換された同相基準信号Ｉ′REF を生成する減算器２４
６、および変換された直角位相基準信号Ｑ′REF を生成
する加算器２４７によって与えられる。補償角αは図１
４を参照して上に記載されたようにシステムの較正の間
調節され、補償角の正弦および余弦は不揮発性メモリに
ストアされる。システムの動作中、補償角αの正弦およ
び余弦は不揮発性メモリから検索され、同相基準ＩREF
および直角位相基準ＱREF によって乗算され、スケーリ
ングユニット２４２、２４３、２４４および２４５のス
ケーリング関数を実行する。
２４１の概略図が示される。複素回転は４つのスケーリ
ングユニット２４２、２４３、２４４および２４５、変
換された同相基準信号Ｉ′REF を生成する減算器２４
６、および変換された直角位相基準信号Ｑ′REF を生成
する加算器２４７によって与えられる。補償角αは図１
４を参照して上に記載されたようにシステムの較正の間
調節され、補償角の正弦および余弦は不揮発性メモリに
ストアされる。システムの動作中、補償角αの正弦およ
び余弦は不揮発性メモリから検索され、同相基準ＩREF
および直角位相基準ＱREF によって乗算され、スケーリ
ングユニット２４２、２４３、２４４および２４５のス
ケーリング関数を実行する。
【００５０】次に図１５を参照して、Ａ／Ｄ変換器１４
１からの信号ｖ1 は減算器１６５によって受取られ、減
算器１６５は補償信号を減算し、駆動フォークのシャン
ト容量Ｃ0 からの信号成分を相殺する。この補償信号は
容量推定値Ｃ＾0 を駆動信号ｖd のデジタル版である信
号ｖ9 で乗算する乗算器２５１、および乗算器２５１の
積を２-10 の因子だけ、たとえば１０の２進桁分の算術
右シフトによってスケーリングするスケーラユニット２
５５によって生成される。この態様で、Ｃ0 キャンセラ
１４４はＤ／Ａ変換器１４０の入力とＡ／Ｄ変換器１４
１の出力との間のデジタル入力およびデジタル出力線を
横切って置かれる。信号ｖ9 からｖ2 へのシャント経路
は駆動フォークを介するシャント容量経路を相殺する。
１からの信号ｖ1 は減算器１６５によって受取られ、減
算器１６５は補償信号を減算し、駆動フォークのシャン
ト容量Ｃ0 からの信号成分を相殺する。この補償信号は
容量推定値Ｃ＾0 を駆動信号ｖd のデジタル版である信
号ｖ9 で乗算する乗算器２５１、および乗算器２５１の
積を２-10 の因子だけ、たとえば１０の２進桁分の算術
右シフトによってスケーリングするスケーラユニット２
５５によって生成される。この態様で、Ｃ0 キャンセラ
１４４はＤ／Ａ変換器１４０の入力とＡ／Ｄ変換器１４
１の出力との間のデジタル入力およびデジタル出力線を
横切って置かれる。信号ｖ9 からｖ2 へのシャント経路
は駆動フォークを介するシャント容量経路を相殺する。
【００５１】容量Ｃ＾0 の推定値はテスト発振器２５３
からの信号ＳT に応答してＣ0 推定器２５２によって発
生される。好ましくは、テスト発振器２５３からの信号
ＳTはシャント容量Ｃ0 の値を推定するために連続的に
発生され、使用される。単一のテスト発振器２５３は、
図１の慣性測定ユニット５０でテスト信号ＳT を３つの
水晶速度センサに与えるために使用される。適切なテス
ト発振器については図２５を参照して以下に説明する。
からの信号ＳT に応答してＣ0 推定器２５２によって発
生される。好ましくは、テスト発振器２５３からの信号
ＳTはシャント容量Ｃ0 の値を推定するために連続的に
発生され、使用される。単一のテスト発振器２５３は、
図１の慣性測定ユニット５０でテスト信号ＳT を３つの
水晶速度センサに与えるために使用される。適切なテス
ト発振器については図２５を参照して以下に説明する。
【００５２】テスト発振器２５３はまたサンプリング周
波数ｆs を参照してテスト信号ＳTの周波数を示す同調
パラメータβ4 を供給し得る。同調パラメータβ4 がテ
スト発振器によって与えられなければ、それは図２４の
構成要素３２９から３４１を含む部分に類似の回路によ
って発生される。代替的に、テスト周波数ＳT はサンプ
リング周波数ｆs の予め定められた端数であってもよ
く、その結果同調パラメータβ4 は予め定められた定数
となり、したがってテスト周波数はテスト発振器２５３
によって供給される必要はない。
波数ｆs を参照してテスト信号ＳTの周波数を示す同調
パラメータβ4 を供給し得る。同調パラメータβ4 がテ
スト発振器によって与えられなければ、それは図２４の
構成要素３２９から３４１を含む部分に類似の回路によ
って発生される。代替的に、テスト周波数ＳT はサンプ
リング周波数ｆs の予め定められた端数であってもよ
く、その結果同調パラメータβ4 は予め定められた定数
となり、したがってテスト周波数はテスト発振器２５３
によって供給される必要はない。
【００５３】シャント容量Ｃ0 のアドミッタンスは周波
数とともに増大するので、テスト発振器２５３はサンプ
リング周波数ｆs のちょうど２分の１以下である最も高
い実用周波数で動作することが望ましい。この周波数で
は、正味のシャント容量はΔＣ0 ＝Ｃ0 −Ｃ＾0 であ
る。正味のシャント容量ΔＣ0 のアドミッタンスの大き
さが駆動フォークモデルの直列抵抗Ｒd 、インダクタン
スＬd 、および直列容量Ｃd の直列組合わせのアドミッ
タンスの大きさとほぼ等しい場合には、等価回路はテス
ト発振器の周波数で複素０対を発生し、このループは調
節をやめる。４２ｋＨｚサンプリング周波数に対して
は、テスト周波数は２１ｋＨｚ以下に制限される。
数とともに増大するので、テスト発振器２５３はサンプ
リング周波数ｆs のちょうど２分の１以下である最も高
い実用周波数で動作することが望ましい。この周波数で
は、正味のシャント容量はΔＣ0 ＝Ｃ0 −Ｃ＾0 であ
る。正味のシャント容量ΔＣ0 のアドミッタンスの大き
さが駆動フォークモデルの直列抵抗Ｒd 、インダクタン
スＬd 、および直列容量Ｃd の直列組合わせのアドミッ
タンスの大きさとほぼ等しい場合には、等価回路はテス
ト発振器の周波数で複素０対を発生し、このループは調
節をやめる。４２ｋＨｚサンプリング周波数に対して
は、テスト周波数は２１ｋＨｚ以下に制限される。
【００５４】いずれにしても、テスト信号の周波数は駆
動フォークの共振周波数ｆ0 とは異なるように選択さ
れ、その結果出力信号ｖdoに現われるテスト信号の帰還
信号成分の振幅はシャント容量Ｃ0 に比例する。減算器
１６５はテスト信号の帰還信号成分と遅延ユニット１６
１を通過する相殺信号との間の差を決定する。Ｃ0 推定
器２５２はテスト周波数でこの残留信号に応答する。し
たがって、Ｃ0 推定器は信号ｖ3 のテスト周波数で残留
物を最小限にする推定値Ｃ＾0 を決定することができ
る。
動フォークの共振周波数ｆ0 とは異なるように選択さ
れ、その結果出力信号ｖdoに現われるテスト信号の帰還
信号成分の振幅はシャント容量Ｃ0 に比例する。減算器
１６５はテスト信号の帰還信号成分と遅延ユニット１６
１を通過する相殺信号との間の差を決定する。Ｃ0 推定
器２５２はテスト周波数でこの残留信号に応答する。し
たがって、Ｃ0 推定器は信号ｖ3 のテスト周波数で残留
物を最小限にする推定値Ｃ＾0 を決定することができ
る。
【００５５】次に図２２を参照して、Ｃ0 推定器２５２
の概略図が示される。乗算器２６１は信号ｖ2 をテスト
信号ＳT で乗算し、信号ｖ2 に現われるテスト信号の残
留物を検出する。その積の２倍周波数項は、遅延ユニッ
ト２６２および２６３、第１の遅延ユニット２６２の出
力を同調パラメータβ4 で乗算する乗算器２６４、なら
びに乗算器２６１からの積を第２の遅延ユニット２６３
の出力に加算し、その積を乗算器２６４から減算する加
算器２６５を含むノッチフィルタによってフィルタリン
グ除去される。加算器２６５からの和は安定性を確実に
するために使用される進み／遅れネットワーク２６６を
通過する。進み／遅れネットワークについては図２３を
参照して以下にさらに説明する。乗算器２６７は、容量
Ｃ0 の推定のためにループ利得を調節する因子μ1 だけ
進み／遅れネットワークの出力をスケーリングする。因
子μ1 は、たとえば、２-10 である。乗算器２６７から
の積は加算器２６８、出力が±１に制限された単位振幅
リミッタ２６９および遅延ユニットまたは累算器レジス
タ２７０を含む累算器で平均化される。累算器レジスタ
２７０はスケーリングされた容量推定値Ｃ＾0 を与え
る。
の概略図が示される。乗算器２６１は信号ｖ2 をテスト
信号ＳT で乗算し、信号ｖ2 に現われるテスト信号の残
留物を検出する。その積の２倍周波数項は、遅延ユニッ
ト２６２および２６３、第１の遅延ユニット２６２の出
力を同調パラメータβ4 で乗算する乗算器２６４、なら
びに乗算器２６１からの積を第２の遅延ユニット２６３
の出力に加算し、その積を乗算器２６４から減算する加
算器２６５を含むノッチフィルタによってフィルタリン
グ除去される。加算器２６５からの和は安定性を確実に
するために使用される進み／遅れネットワーク２６６を
通過する。進み／遅れネットワークについては図２３を
参照して以下にさらに説明する。乗算器２６７は、容量
Ｃ0 の推定のためにループ利得を調節する因子μ1 だけ
進み／遅れネットワークの出力をスケーリングする。因
子μ1 は、たとえば、２-10 である。乗算器２６７から
の積は加算器２６８、出力が±１に制限された単位振幅
リミッタ２６９および遅延ユニットまたは累算器レジス
タ２７０を含む累算器で平均化される。累算器レジスタ
２７０はスケーリングされた容量推定値Ｃ＾0 を与え
る。
【００５６】次に図２３を参照して、図２２で導入され
た進み／遅れネットワーク２６６の概略図が示される。
進み／遅れネットワークは、入力信号ｖINを１サンプリ
ング周期Ｔだけ遅延させる第１の遅延ユニット２８１、
および１サンプリング周期Ｔの遅延を有し、かつ進み／
遅れネットワークの周波数応答におけるポールを与える
ために帰還路を有する第２の遅延ユニット２８２を含
む。総和器２８３は第２の遅延ユニット２８２の出力を
入力信号ｖINと合計し、その和はスケーリングユニット
２８４の以下の値を有するスケール因子だけスケーリン
グされる。
た進み／遅れネットワーク２６６の概略図が示される。
進み／遅れネットワークは、入力信号ｖINを１サンプリ
ング周期Ｔだけ遅延させる第１の遅延ユニット２８１、
および１サンプリング周期Ｔの遅延を有し、かつ進み／
遅れネットワークの周波数応答におけるポールを与える
ために帰還路を有する第２の遅延ユニット２８２を含
む。総和器２８３は第２の遅延ユニット２８２の出力を
入力信号ｖINと合計し、その和はスケーリングユニット
２８４の以下の値を有するスケール因子だけスケーリン
グされる。
【００５７】
【数１】
【００５８】パラメータＬは、たとえば、５．９の値を
有する。減算器２８５はスケーラ２８４の出力から第１
の遅延ユニット２８１の出力を減算し、第２の遅延ユニ
ット２８２によって受取られる差を与える。
有する。減算器２８５はスケーラ２８４の出力から第１
の遅延ユニット２８１の出力を減算し、第２の遅延ユニ
ット２８２によって受取られる差を与える。
【００５９】進み／遅れネットワーク２６６の出力信号
ｖOUT を生成するために、減算器２８６は入力ｖINから
減算器２８５からの出力を減算し、スケーリングユニッ
ト２８７はその差を１／２Ｌの因子だけスケーリングす
る。加算器２８８は減算器２８５の出力を入力信号ｖIN
に加算し、スケーリングユニット２８９はその和を因子
Ｌ／２だけスケーリングする。最後に、加算器２９０は
スケーリングユニット２８７の出力をスケーリングユニ
ット２８９の出力に加算し、出力信号ｖOUT を生成す
る。
ｖOUT を生成するために、減算器２８６は入力ｖINから
減算器２８５からの出力を減算し、スケーリングユニッ
ト２８７はその差を１／２Ｌの因子だけスケーリングす
る。加算器２８８は減算器２８５の出力を入力信号ｖIN
に加算し、スケーリングユニット２８９はその和を因子
Ｌ／２だけスケーリングする。最後に、加算器２９０は
スケーリングユニット２８７の出力をスケーリングユニ
ット２８９の出力に加算し、出力信号ｖOUT を生成す
る。
【００６０】次に図１６を参照して、基準信号発生器お
よびループ位相シフタ１４５のさらなる詳細が示され
る。ループにわたる３６０°のちょうど整数ｎ倍の位相
シフト、および駆動歯を横切る０度の位相シフトを与え
るために、基準信号発生器およびループ位相シフタ１４
５は信号ｖ3 を調節可能な位相角だけシフトし、信号ｖ
7 を生成する。位相シフトは一般に３００で示される位
相誤差累算器からの信号に応答して、最大プラスおよび
マイナス９０°だけ連続的に調節可能である。位相誤差
累算器３００は加算器３０１、リミッタ３０２および遅
延ユニットまたは累算器レジスタ３０３を有する。リミ
ッタ３０２は遅延ユニット３０３の値を位相シフトの調
節可能な角の逆余弦に対応してプラス１およびマイナス
１の範囲に制限する。この位相調節角に対応する余弦は
乗算器３０４および１マイナスｘの二乗根を計算する関
数ユニット３０５によって計算され、ここでｘは正弦値
の二乗である。好ましくは、１マイナスｘの二乗根は８
項チェビシェフ多項式近似によって計算される。
よびループ位相シフタ１４５のさらなる詳細が示され
る。ループにわたる３６０°のちょうど整数ｎ倍の位相
シフト、および駆動歯を横切る０度の位相シフトを与え
るために、基準信号発生器およびループ位相シフタ１４
５は信号ｖ3 を調節可能な位相角だけシフトし、信号ｖ
7 を生成する。位相シフトは一般に３００で示される位
相誤差累算器からの信号に応答して、最大プラスおよび
マイナス９０°だけ連続的に調節可能である。位相誤差
累算器３００は加算器３０１、リミッタ３０２および遅
延ユニットまたは累算器レジスタ３０３を有する。リミ
ッタ３０２は遅延ユニット３０３の値を位相シフトの調
節可能な角の逆余弦に対応してプラス１およびマイナス
１の範囲に制限する。この位相調節角に対応する余弦は
乗算器３０４および１マイナスｘの二乗根を計算する関
数ユニット３０５によって計算され、ここでｘは正弦値
の二乗である。好ましくは、１マイナスｘの二乗根は８
項チェビシェフ多項式近似によって計算される。
【００６１】
【数２】
【００６２】第１の乗算器３０６は同相チャネル基準Ｉ
REF を関数ユニット３０５からの余弦値で乗算して第１
の積を生成し、第２の乗算器３０７は直角位相基準Ｑ
REF を遅延ユニット３０３からの正弦値で乗算して第２
の積を生成する。減算器３０８では、第１の乗算器３０
６からの第１の積は第２の乗算器３０７からの第２の積
から減算され、信号ｖ4 を生成する。整数ｋ×３６０°
ｆ0 ／ｆs に等しい付加的な位相シフトが遅延ユニット
１６６によって与えられる。４２ｋＨｚのサンプリング
周波数および１０ｋＨｚの公称駆動フォーク共振周波数
に対して、遅延ユニット１６６はしたがって９０°より
いくぶん小さい位相ステップによって粗い位相調節を与
える。しかしながら、位相誤差が位相誤差累算器３００
の位相誤差信号に応答して行なわれる連続調節によって
排除することができるようにするために必要なのはこの
粗い調節だけである。
REF を関数ユニット３０５からの余弦値で乗算して第１
の積を生成し、第２の乗算器３０７は直角位相基準Ｑ
REF を遅延ユニット３０３からの正弦値で乗算して第２
の積を生成する。減算器３０８では、第１の乗算器３０
６からの第１の積は第２の乗算器３０７からの第２の積
から減算され、信号ｖ4 を生成する。整数ｋ×３６０°
ｆ0 ／ｆs に等しい付加的な位相シフトが遅延ユニット
１６６によって与えられる。４２ｋＨｚのサンプリング
周波数および１０ｋＨｚの公称駆動フォーク共振周波数
に対して、遅延ユニット１６６はしたがって９０°より
いくぶん小さい位相ステップによって粗い位相調節を与
える。しかしながら、位相誤差が位相誤差累算器３００
の位相誤差信号に応答して行なわれる連続調節によって
排除することができるようにするために必要なのはこの
粗い調節だけである。
【００６３】位相誤差累算器３００は、遅延ユニット１
６２を介する遅延後、信号ｖ3 の位相と信号ｖ7 の位相
との間の位相比較に応答する。共振時には、駆動フォー
クを介する位相シフトはないので、駆動フォークを通過
する信号上に実際現われるいかなる位相シフトも位相誤
差の測定値、つまり発振の周波数がフォークの共振周波
数からどれくらい離れているかである。図１５および図
１６に例示されるように、図６の読出電子回路には積分
器による９０°の位相シフトがあり、かつ駆動フォーク
を介するゼロ位相シフトがある場合でも信号ｖ9 からｖ
1 への時間遅延Ｄ1 およびＤ2 がある。したがって、遅
延ユニット１６２を介して信号ｖ7 を遅延し、遅延ユニ
ット１６２の出力の位相を信号ｖ3 と比較して９０°の
位相差を得ることによって、駆動フォークを横断する位
相は所望されるように０に設定され得る。
６２を介する遅延後、信号ｖ3 の位相と信号ｖ7 の位相
との間の位相比較に応答する。共振時には、駆動フォー
クを介する位相シフトはないので、駆動フォークを通過
する信号上に実際現われるいかなる位相シフトも位相誤
差の測定値、つまり発振の周波数がフォークの共振周波
数からどれくらい離れているかである。図１５および図
１６に例示されるように、図６の読出電子回路には積分
器による９０°の位相シフトがあり、かつ駆動フォーク
を介するゼロ位相シフトがある場合でも信号ｖ9 からｖ
1 への時間遅延Ｄ1 およびＤ2 がある。したがって、遅
延ユニット１６２を介して信号ｖ7 を遅延し、遅延ユニ
ット１６２の出力の位相を信号ｖ3 と比較して９０°の
位相差を得ることによって、駆動フォークを横断する位
相は所望されるように０に設定され得る。
【００６４】乗算器３０９は信号ｖ3 を遅延ユニット１
６２の出力で乗算し、９０°位相差に対して所望される
０の位相誤差信号を生成し、位相誤差累算器３００は、
位相誤差調節のサーボ作用が信号ｖ3 を９０°だけ進め
るように遅延ユニット１６２からの信号に指令するよう
にこの位置誤差信号に応答し、それによって周波数誤差
をゼロに近づける。乗算器３０９の出力は、位相誤差に
比例するゼロ周波数信号、プラスノッチフィルタ３１０
によって除去される２倍周波数項である。ノッチフィル
タ３１０は第１の遅延ユニット３１１、第２の遅延ユニ
ット３１２、乗算器３１３、および加算器３１４を含
む。図２３に示される進み／遅れネットワーク２６６と
同様の進み／遅れネットワーク３１５、および利得スケ
ーラ３１６は安定した閉ループサーボ特性を与える。
６２の出力で乗算し、９０°位相差に対して所望される
０の位相誤差信号を生成し、位相誤差累算器３００は、
位相誤差調節のサーボ作用が信号ｖ3 を９０°だけ進め
るように遅延ユニット１６２からの信号に指令するよう
にこの位置誤差信号に応答し、それによって周波数誤差
をゼロに近づける。乗算器３０９の出力は、位相誤差に
比例するゼロ周波数信号、プラスノッチフィルタ３１０
によって除去される２倍周波数項である。ノッチフィル
タ３１０は第１の遅延ユニット３１１、第２の遅延ユニ
ット３１２、乗算器３１３、および加算器３１４を含
む。図２３に示される進み／遅れネットワーク２６６と
同様の進み／遅れネットワーク３１５、および利得スケ
ーラ３１６は安定した閉ループサーボ特性を与える。
【００６５】次に図２４を参照して、図１４および図１
６に示された自動利得制御１４６の概略図が示される。
自動利得制御は図の一番上に、信号ｖ7 を可変利得ファ
クタと乗算し、信号ｖ8 を生成する乗算器３２１を有す
る。この利得ファクタは一般に３２２で示される累算器
の出力であり、この累算器は加算器３２３、リミッタ３
２４、および遅延ユニットまたは累算器レジスタ３２５
を含む。累算器３２２は積分器およびローパスフィルタ
として機能する。累算器３２２は、信号ｖ3 の振幅およ
び基準信号ｖREF によって設定される基準レベルの比較
の誤差に応答する。特に、乗算器３２６は信号ｖ3 の二
乗を計算し、その二乗された値は基準信号ｖREF から減
算され、振幅誤差信号を生成する。入力信号のラジアン
周波数がωであり、信号ｖ3 のピーク振幅がＡであり、
サンプリング周期がＴであり、整数ｎがサンプリングイ
ンデックスを示すと仮定して、入力信号ｖ3 （ｎ）は単
純な三角関数恒等式を適用することによって以下のよう
に表わされ、 ｖ3 （ｎ）＝Ａ ｓｉｎ （ωｎＴ） 信号ｖ3 （ｎ）の二乗は以下のように表わされる。
６に示された自動利得制御１４６の概略図が示される。
自動利得制御は図の一番上に、信号ｖ7 を可変利得ファ
クタと乗算し、信号ｖ8 を生成する乗算器３２１を有す
る。この利得ファクタは一般に３２２で示される累算器
の出力であり、この累算器は加算器３２３、リミッタ３
２４、および遅延ユニットまたは累算器レジスタ３２５
を含む。累算器３２２は積分器およびローパスフィルタ
として機能する。累算器３２２は、信号ｖ3 の振幅およ
び基準信号ｖREF によって設定される基準レベルの比較
の誤差に応答する。特に、乗算器３２６は信号ｖ3 の二
乗を計算し、その二乗された値は基準信号ｖREF から減
算され、振幅誤差信号を生成する。入力信号のラジアン
周波数がωであり、信号ｖ3 のピーク振幅がＡであり、
サンプリング周期がＴであり、整数ｎがサンプリングイ
ンデックスを示すと仮定して、入力信号ｖ3 （ｎ）は単
純な三角関数恒等式を適用することによって以下のよう
に表わされ、 ｖ3 （ｎ）＝Ａ ｓｉｎ （ωｎＴ） 信号ｖ3 （ｎ）の二乗は以下のように表わされる。
【００６６】 ｙｎ＝ｖ3 2 （ｎ）＝Ａ2 〔ｓｉｎ（ωｎＴ）〕2 ＝０．５Ａ2 −０．５Ａ2 ｃｏｓ（２ωｎＴ）〕 したがって、二乗された信号ｙ（ｎ）は２つの成分、つ
まり信号の振幅に関するゼロ周波数信号情報、０．５Ａ
2 、および単一（未知の）周波数正弦波−０．５Ａ2 ｃ
ｏｓ（２ωｎＴ）からなる。
まり信号の振幅に関するゼロ周波数信号情報、０．５Ａ
2 、および単一（未知の）周波数正弦波−０．５Ａ2 ｃ
ｏｓ（２ωｎＴ）からなる。
【００６７】基準信号ＶREF は信号ｖ3 の振幅を設定す
る。所望の信号振幅がＤであり、値ＶREF が定数であれ
ば、ＶREF は０．５Ｄ2 の値を有するはずである。減算
器３２７は乗算器３２６からの二乗をＶREF から減算
し、その結果差信号ｘn は０．５（Ｄ2 −Ａ2 ）プラス
２ωを含む２倍周波数項のＤＣ値を有する。ゼロ周波数
誤差信号０．５（Ｄ2 −Ａ2 ）は、信号ｖ3 のサンプル
値のいずれもが振幅Ａに等しい値を有さなくても生成さ
れる。
る。所望の信号振幅がＤであり、値ＶREF が定数であれ
ば、ＶREF は０．５Ｄ2 の値を有するはずである。減算
器３２７は乗算器３２６からの二乗をＶREF から減算
し、その結果差信号ｘn は０．５（Ｄ2 −Ａ2 ）プラス
２ωを含む２倍周波数項のＤＣ値を有する。ゼロ周波数
誤差信号０．５（Ｄ2 −Ａ2 ）は、信号ｖ3 のサンプル
値のいずれもが振幅Ａに等しい値を有さなくても生成さ
れる。
【００６８】２倍周波数項を除去するために、自動利得
制御１４６は一般に３２８で示されるノッチフィルタを
含む。このノッチフィルタは信号ｘn-1 を生成する第１
の遅延ユニット３２９、および信号ｘn-2 を生成する第
２の遅延ユニット３３０を含む。このノッチフィルタは
さらに信号ｘn-1 を同調パラメータβ5 で乗算するため
の乗算器３３１、および信号ｘn を信号ｘn-2 に加算
し、乗算器３３１からの積を減算して、それから２倍周
波数項が実質的に除去される振幅誤差信号ｖ14を生成す
る加算器／減算器３３２を含む。信号ｖ14は調節可能な
スケールファクタμ3 によってスケーリングされ、累算
器３２２によって累算されるスケーリングされた誤差信
号を生成する。
制御１４６は一般に３２８で示されるノッチフィルタを
含む。このノッチフィルタは信号ｘn-1 を生成する第１
の遅延ユニット３２９、および信号ｘn-2 を生成する第
２の遅延ユニット３３０を含む。このノッチフィルタは
さらに信号ｘn-1 を同調パラメータβ5 で乗算するため
の乗算器３３１、および信号ｘn を信号ｘn-2 に加算
し、乗算器３３１からの積を減算して、それから２倍周
波数項が実質的に除去される振幅誤差信号ｖ14を生成す
る加算器／減算器３３２を含む。信号ｖ14は調節可能な
スケールファクタμ3 によってスケーリングされ、累算
器３２２によって累算されるスケーリングされた誤差信
号を生成する。
【００６９】同調パラメータβ5 はノッチフィルタ３２
８のためのノッチ周波数を設定する。β5 はトラッキン
グフィルタのβ1 を２倍することによって得られる。代
替的に、図２４にさらに示されるように、帰還ループは
信号ｖ14の２倍周波数項の存在を最小限にするために、
同調パラメータβ5 を自動的に調節する。特に、この帰
還ループは一般に３３３で示された、信号ｖ14のＤＣ成
分を取除き、誤差信号εを生成するハイパスフィルタを
含む。このハイパスフィルタは遅延ユニット３３４、お
よび信号ｖ14と遅延ユニット３３４の出力との間の差を
計算する減算器３３５を含む。
８のためのノッチ周波数を設定する。β5 はトラッキン
グフィルタのβ1 を２倍することによって得られる。代
替的に、図２４にさらに示されるように、帰還ループは
信号ｖ14の２倍周波数項の存在を最小限にするために、
同調パラメータβ5 を自動的に調節する。特に、この帰
還ループは一般に３３３で示された、信号ｖ14のＤＣ成
分を取除き、誤差信号εを生成するハイパスフィルタを
含む。このハイパスフィルタは遅延ユニット３３４、お
よび信号ｖ14と遅延ユニット３３４の出力との間の差を
計算する減算器３３５を含む。
【００７０】β5 を調節するための信号を決定し、誤差
信号εの２倍周波数成分を最小限にするために、ノッチ
フィルタ３２８の周波数応答Ｆ1 （ｚ）は Ｆ1 （ｚ）＝１−β5 ｚ-1＋Ｚ-2 であり、ハイパスフィルタ３３３の周波数応答Ｆ
2 （ｚ）は Ｆ2 （ｚ）＝１−ｚ-1 である。したがって、ノッチフィルタおよびハイパスフ
ィルタの組合わされた伝達関数は Ｆ1 （ｚ）Ｆ2 （ｚ）＝１−（１＋β5 ）ｚ-1＋（１＋β5 ）ｚ-2−ｚ-3 であり、誤差信号εは ε＝ｘn −（１＋β5 ）ｘn-1 ＋（１＋β5 ）ｘn-2 −ｘn-3 によって与えられる。誤差信号εの同調パラメータβ5
に対する変化率は ∂ε／∂β5 ＝−ｘn-1 ＋ｘn-2 である。
信号εの２倍周波数成分を最小限にするために、ノッチ
フィルタ３２８の周波数応答Ｆ1 （ｚ）は Ｆ1 （ｚ）＝１−β5 ｚ-1＋Ｚ-2 であり、ハイパスフィルタ３３３の周波数応答Ｆ
2 （ｚ）は Ｆ2 （ｚ）＝１−ｚ-1 である。したがって、ノッチフィルタおよびハイパスフ
ィルタの組合わされた伝達関数は Ｆ1 （ｚ）Ｆ2 （ｚ）＝１−（１＋β5 ）ｚ-1＋（１＋β5 ）ｚ-2−ｚ-3 であり、誤差信号εは ε＝ｘn −（１＋β5 ）ｘn-1 ＋（１＋β5 ）ｘn-2 −ｘn-3 によって与えられる。誤差信号εの同調パラメータβ5
に対する変化率は ∂ε／∂β5 ＝−ｘn-1 ＋ｘn-2 である。
【００７１】所望されることは同調信号β5 の時間に対
する変化率（・β5 ＝∂β5 ／∂ｔ）を決定し、β5 の
変化率を誤差に比例させる、つまり・β5 ＝−∂Ｊ／∂
β5μ4 （ここでμ4 は収束パラメータである）を成立
させることによって、性能インデックスＪ＝ε2 を最小
限にすることである。まずＪのβ5 に対する変化率は、
∂Ｊ／∂β5 ＝（∂Ｊ／∂ε）（∂ε／∂β5 ）によっ
て与えられ、Ｊのεに対する変化率は∂Ｊ／∂ε＝２ε
によって与えられることに注意されたい。したがって、
所望される解は・β5 ＝Δβ5 ／Ｔ＝−μ4 （∂Ｊ／∂
β5 ）＝−μ4（∂Ｊ／∂ε）（∂ε／∂β5 ）および
・β5 ＝−２μ4 ε（−ｘn-1 ＋ｘn-2）である。
する変化率（・β5 ＝∂β5 ／∂ｔ）を決定し、β5 の
変化率を誤差に比例させる、つまり・β5 ＝−∂Ｊ／∂
β5μ4 （ここでμ4 は収束パラメータである）を成立
させることによって、性能インデックスＪ＝ε2 を最小
限にすることである。まずＪのβ5 に対する変化率は、
∂Ｊ／∂β5 ＝（∂Ｊ／∂ε）（∂ε／∂β5 ）によっ
て与えられ、Ｊのεに対する変化率は∂Ｊ／∂ε＝２ε
によって与えられることに注意されたい。したがって、
所望される解は・β5 ＝Δβ5 ／Ｔ＝−μ4 （∂Ｊ／∂
β5 ）＝−μ4（∂Ｊ／∂ε）（∂ε／∂β5 ）および
・β5 ＝−２μ4 ε（−ｘn-1 ＋ｘn-2）である。
【００７２】所望される制御パラメータ・β5 を計算す
るために、減算器３３６はｘn-1 からｘn-2 を減算し、
εのβ5 に対する変化率を示す信号を生成する。乗算器
３３７は減算器３３６からのこの差と減算器３３５から
のεを乗算し、さらにこの積を予め選択された係数２μ
4 と乗算し、所望される制御パラメータ・β5 を生成す
る。事実上、乗算器３３７はノッチフィルタ入力信号ｘ
の微分係数（ｘn-1 −ｘn-2 ）をノッチフィルタ出力信
号ｖ14の微分係数で乗算し、同調制御パラメータ・β5
を生成する。制御パラメータ・β5 は加算器３３９、リ
ミッタ３４０、および遅延ユニットまたは累算器レジス
タ３４１を含む、一般に３３８として示される累算器で
累算される。遅延ユニット３４１は同調パラメータβ5
を与える。累算器３２８は積分器およびローパスフィル
タとして機能する。
るために、減算器３３６はｘn-1 からｘn-2 を減算し、
εのβ5 に対する変化率を示す信号を生成する。乗算器
３３７は減算器３３６からのこの差と減算器３３５から
のεを乗算し、さらにこの積を予め選択された係数２μ
4 と乗算し、所望される制御パラメータ・β5 を生成す
る。事実上、乗算器３３７はノッチフィルタ入力信号ｘ
の微分係数（ｘn-1 −ｘn-2 ）をノッチフィルタ出力信
号ｖ14の微分係数で乗算し、同調制御パラメータ・β5
を生成する。制御パラメータ・β5 は加算器３３９、リ
ミッタ３４０、および遅延ユニットまたは累算器レジス
タ３４１を含む、一般に３３８として示される累算器で
累算される。遅延ユニット３４１は同調パラメータβ5
を与える。累算器３２８は積分器およびローパスフィル
タとして機能する。
【００７３】次に図２５を参照して、テスト発振器２５
３の概略図が示される。テスト信号ＳT は１サンプリン
グ周期Ｔの遅延を与える遅延ユニットまたはレジスタ３
５１の出力である。テスト信号ＳT はやはり１サンプリ
ング周期Ｔの遅延を与える別の遅延ユニットまたはレジ
スタ３５２に帰還され、２ｃｏｓω1 Ｔに設定された利
得を有するスケーリングユニット３５３でスケーリング
される。スケーリングユニット３５３のこの利得はテス
ト信号ＳT の周波数ω1 を決定する。減算器３５４は遅
延ユニット３５２の出力ＳT ′からスケーリングユニッ
ト３５３の出力を減算し、遅延ユニット３５１によって
受取られる和を生成する。はじめ、遅延ユニット３５２
は０の値に設定され、遅延ユニット３５１はｓｉｎω1
Ｔの値に設定される。同調パラメータβ4 は２ｃｏｓ
（２ω1 Ｔ）と等しい。これらの初期状態（ＩＣ）は、
図１の慣性測定ユニット５０が初めにターンオンされた
とき、遅延ユニット３５１、３５２のレジスタまたはメ
モリ場所に初めにロードされる、たとえば、予め設定さ
れた値である。
３の概略図が示される。テスト信号ＳT は１サンプリン
グ周期Ｔの遅延を与える遅延ユニットまたはレジスタ３
５１の出力である。テスト信号ＳT はやはり１サンプリ
ング周期Ｔの遅延を与える別の遅延ユニットまたはレジ
スタ３５２に帰還され、２ｃｏｓω1 Ｔに設定された利
得を有するスケーリングユニット３５３でスケーリング
される。スケーリングユニット３５３のこの利得はテス
ト信号ＳT の周波数ω1 を決定する。減算器３５４は遅
延ユニット３５２の出力ＳT ′からスケーリングユニッ
ト３５３の出力を減算し、遅延ユニット３５１によって
受取られる和を生成する。はじめ、遅延ユニット３５２
は０の値に設定され、遅延ユニット３５１はｓｉｎω1
Ｔの値に設定される。同調パラメータβ4 は２ｃｏｓ
（２ω1 Ｔ）と等しい。これらの初期状態（ＩＣ）は、
図１の慣性測定ユニット５０が初めにターンオンされた
とき、遅延ユニット３５１、３５２のレジスタまたはメ
モリ場所に初めにロードされる、たとえば、予め設定さ
れた値である。
【００７４】次に図２６を参照して、テスト発振器（図
２５の２５３）をときどき選択的にリセットして、丸め
の誤差の累積によるテスト信号ＳT の振幅ドリフトを防
ぐための手順のフローチャート３６０が示される。図２
６の手順は、たとえば、各サンプリング時間の間に１度
実行される。図１４の同期論理がたとえばプログラムさ
れたデジタル信号プロセッサとして実現される場合、図
２６の手順はプロセッサがサンプリング周波数ｆs で割
込まれたときに実行されるルーチンによって特定され
る。
２５の２５３）をときどき選択的にリセットして、丸め
の誤差の累積によるテスト信号ＳT の振幅ドリフトを防
ぐための手順のフローチャート３６０が示される。図２
６の手順は、たとえば、各サンプリング時間の間に１度
実行される。図１４の同期論理がたとえばプログラムさ
れたデジタル信号プロセッサとして実現される場合、図
２６の手順はプロセッサがサンプリング周波数ｆs で割
込まれたときに実行されるルーチンによって特定され
る。
【００７５】第１のステップ３６１で、遅延ユニット３
５２の出力ＳT ′の値は０と比較される。もしそれが０
でなければ、そのサンプリング時間の間発振器のリセッ
トは行なわれない。反対に、もしＳT ′の値が０に等し
ければ、ステップ３６２で、遅延ユニット３５１からの
テスト信号ＳT の値は０と比較される。遅延ユニット３
５１からのテスト信号ＳT の値が０より小さければ、ス
テップ３６３で、図２５の遅延ユニット３５１はテスト
信号ＳT の値を−ｓｉｎω1 Ｔの値に設定するためにリ
セットされる。そうでなければ、ステップ３６４で、テ
スト信号ＳT の値が０より大きい場合には、図２５の遅
延ユニット３５１はテスト信号ＳT の値をｓｉｎω1 Ｔ
の値に設定するためにリセットされる。
５２の出力ＳT ′の値は０と比較される。もしそれが０
でなければ、そのサンプリング時間の間発振器のリセッ
トは行なわれない。反対に、もしＳT ′の値が０に等し
ければ、ステップ３６２で、遅延ユニット３５１からの
テスト信号ＳT の値は０と比較される。遅延ユニット３
５１からのテスト信号ＳT の値が０より小さければ、ス
テップ３６３で、図２５の遅延ユニット３５１はテスト
信号ＳT の値を−ｓｉｎω1 Ｔの値に設定するためにリ
セットされる。そうでなければ、ステップ３６４で、テ
スト信号ＳT の値が０より大きい場合には、図２５の遅
延ユニット３５１はテスト信号ＳT の値をｓｉｎω1 Ｔ
の値に設定するためにリセットされる。
【００７６】上述に鑑み、帯域幅および中心周波数を自
動的に調節して、周波数がドリフトする正弦波信号を捕
獲しトラッキングすることが可能なデジタルトラッキン
グフィルタについて説明してきた。トラッキングフィル
タはフィルタ処理された出力信号のヒルベルト変換によ
って同相および直角位相基準信号を発生するので、フィ
ルタの捕獲範囲は非常に広く、捕獲時間は非常に短い。
トラッキングフィルタはその帯域幅を自動的に調節する
ので、その広い捕獲範囲にも関わらず非常に優れたノイ
ズ除去能力を有する。
動的に調節して、周波数がドリフトする正弦波信号を捕
獲しトラッキングすることが可能なデジタルトラッキン
グフィルタについて説明してきた。トラッキングフィル
タはフィルタ処理された出力信号のヒルベルト変換によ
って同相および直角位相基準信号を発生するので、フィ
ルタの捕獲範囲は非常に広く、捕獲時間は非常に短い。
トラッキングフィルタはその帯域幅を自動的に調節する
ので、その広い捕獲範囲にも関わらず非常に優れたノイ
ズ除去能力を有する。
【００７７】
【表１】
【００７８】
【表２】
【００７９】
【表３】
【００８０】
【表４】
【００８１】
【表５】
【００８２】
【表６】
【００８３】
【表７】
【００８４】
【表８】
【００８５】
【表９】
【００８６】
【表１０】
【図１】この発明を組込む慣性測定ユニットの斜視図で
ある。
ある。
【図２】図１の慣性測定ユニットで使用される加速度計
および水晶角速度センサのための実装配置の絵画図であ
る。
および水晶角速度センサのための実装配置の絵画図であ
る。
【図３】図２の水晶角速度センサの１つの平面図であ
る。
る。
【図４】図３の水晶角速度センサの中心部分の斜視図で
ある。
ある。
【図５】図４の切断線５−５に沿う図４の水晶角速度セ
ンサの駆動歯の断面図である。
ンサの駆動歯の断面図である。
【図６】図４の切断線６−６に沿う図４の水晶角速度セ
ンサの駆動歯の断面図である。
ンサの駆動歯の断面図である。
【図７】図４の切断線７−７に沿う図４の水晶角速度セ
ンサのピックアップ歯の断面図である。
ンサのピックアップ歯の断面図である。
【図８】図４の水晶角速度センサを励起し、角速度信号
を同期的に検出するための従来のシステムのブロック図
である。
を同期的に検出するための従来のシステムのブロック図
である。
【図９】水晶角速度センサの駆動歯上の電極のための代
わりの構成を示す斜視図である。
わりの構成を示す斜視図である。
【図１０】図９の切断線１０−１０に沿う図９の水晶角
速度センサの駆動歯の断面図である。
速度センサの駆動歯の断面図である。
【図１１】図１０に示される駆動電極のための駆動信号
を計算するためのアナログ計算回路の概略図である。
を計算するためのアナログ計算回路の概略図である。
【図１２】図９の水晶速度センサを励起し、角速度信号
を同期的に検出するための従来の回路の図である。
を同期的に検出するための従来の回路の図である。
【図１３】水晶速度センサを励起するための図１２で使
用されるアナログ駆動回路のブロック図である。
用されるアナログ駆動回路のブロック図である。
【図１４】この発明に従うデジタル信号処理を使用する
水晶速度センサシステムのブロック図である。
水晶速度センサシステムのブロック図である。
【図１５】図１４の水晶速度センサシステムのためのド
ライバ回路のより詳細なブロック図である。
ライバ回路のより詳細なブロック図である。
【図１６】図１４の水晶速度センサシステムのためのド
ライバ回路のより詳細なブロック図である。
ライバ回路のより詳細なブロック図である。
【図１７】サンプリング周期の整数倍ではない遅延を与
えるための遅延ユニットのブロック図である。
えるための遅延ユニットのブロック図である。
【図１８】図１５で導入された同調フィルタの概略図で
ある。
ある。
【図１９】図１５で導入された弁別器の概略図である。
【図２０】図１６で導入されたヒルベルト変換器の概略
図である。
図である。
【図２１】図１６で導入された回転子の概略図である。
【図２２】図１５で導入されたシャント容量推定器の概
略図である。
略図である。
【図２３】図２０で導入された進み／遅れネットワーク
の概略図である。
の概略図である。
【図２４】図１６で導入された自動利得制御の概略図で
ある。
ある。
【図２５】図１５で導入されたテスト発振器の概略図で
ある。
ある。
【図２６】丸めの誤差の累積による振幅ドリフトを防ぐ
ために、図２５のテスト発振器を選択的にリセットする
ための方法のフローチャートの図である。
ために、図２５のテスト発振器を選択的にリセットする
ための方法のフローチャートの図である。
１４３：トラッキングフィルタ １６３：同調フィルタ １６４：弁別器 １６７：ヒルベルト変換器
Claims (20)
- 【請求項１】 入力信号をフィルタ処理する方法であっ
て、 （ａ） 前記入力信号を調節可能なパスバンド中心周波
数を有する調節可能なフィルタを通過させて、フィルタ
処理された信号を生成するステップと、 （ｂ） 前記フィルタ処理された信号から同相基準信号
と直角位相基準信号とを生成するステップと、 （ｃ） 前記入力信号を前記同相基準信号および前記直
角位相基準信号で復調し、周波数制御信号を生成するス
テップと、 （ｄ） 前記周波数制御信号に応答して前記調節可能な
フィルタの前記パスバンド中心周波数を調節するステッ
プとを含む、方法。 - 【請求項２】 前記直角位相基準信号は前記ステップ
（ｂ）において前記フィルタ処理された信号のヒルベル
ト変換によって生成される、請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 前記調節可能なフィルタは調節可能なパ
スバンド幅を有し、前記方法は前記調節可能なフィルタ
の前記パスバンド幅を前記周波数制御信号の変化率の絶
対値に比例して調節するステップを含む、請求項１に記
載の方法。 - 【請求項４】 前記ステップ（ｃ）は、前記入力信号を
前記同相基準信号によって復調して同相復調信号を生成
し、前記入力信号を前記直角位相基準信号によって復調
して直角位相復調信号を生成し、前記同相復調信号をフ
ィルタ処理してフィルタ処理された同相復調信号を生成
し、前記直角位相復調信号をフィルタ処理してフィルタ
処理された直角位相復調信号を生成し、前記フィルタ処
理された直角位相復調信号を前記フィルタ処理された同
相復調信号で除算して商信号を生成し、かつ前記商信号
を積分して前記周波数制御信号を生成することによって
実行される、請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】 前記同相復調信号は調節可能なパスバン
ド中心周波数を有する第１の調節可能なノッチフィルタ
でフィルタ処理され、前記直角復調位相信号は調節可能
なパスバンド中心周波数を有する第２の調節可能なノッ
チフィルタでフィルタ処理され、前記方法はさらに前記
周波数制御信号に応答して前記調節可能なノッチフィル
タの前記パスバンド中心周波数を調節するステップを含
む、請求項４に記載の方法。 - 【請求項６】 前記調節可能なフィルタは調節可能なパ
スバンド幅を有し、前記方法は前記商信号の絶対値に応
答してパスバンド幅制御信号を生成するステップと、前
記パスバンド幅制御信号に応答して前記パスバンド幅を
調節するステップとをさらに含む、請求項４に記載の方
法。 - 【請求項７】 前記同相復調信号は調節可能なパスバン
ド中心周波数と調節可能なパスバンド幅とを有する第１
の調節可能なノッチフィルタでフィルタ処理され、前記
直角復調位相信号は調節可能な中心周波数と調節可能な
パスバンド幅とを有する第２の調節可能なノッチフィル
タでフィルタ処理され、前記方法は前記周波数制御信号
に応答して前記調節可能なノッチフィルタの前記パスバ
ンド中心周波数を調節するステップと、前記パスバンド
幅制御信号に応答して前記調節可能なノッチフィルタの
前記パスバンド幅を調節するステップとをさらに含む、
請求項６に記載の方法。 - 【請求項８】 トラッキングフィルタであって、 （ａ） 入力信号に応答しフィルタ処理された信号を出
力上に生成するための同調可能なフィルタを含み、前記
同調可能なフィルタは周波数制御信号に応答する調節可
能なパスバンド中心周波数を有し、 （ｂ） 前記出力に接続された入力を有し、前記フィル
タ処理された信号に応答して同相基準信号と直角位相基
準信号とを生成するための基準信号発生器と、 （ｃ） 前記入力信号に応答し、前記基準信号発生器お
よび前記同調可能なフィルタに接続され、前記入力信号
の前記同相基準信号および前記直角位相基準信号での複
素復調によって前記周波数制御信号を生成するための周
波数弁別器とを含む、トラッキッグフィルタ。 - 【請求項９】 前記基準信号発生器はヒルベルト変換器
である、請求項８に記載のトラッキングフィルタ。 - 【請求項１０】 前記同調可能なフィルタはパスバンド
幅制御信号に応答し、前記周波数弁別器は前記パスバン
ド幅制御信号を発生するための手段を含む、請求項８に
記載のトラッキングフィルタ。 - 【請求項１１】 前記パスバンド幅制御信号を発生する
ための前記手段は、前記入力信号の周波数と前記同相基
準信号の周波数との間の差の大きさを、前記同調可能な
フィルタが前記入力信号の前記周波数と前記同相基準信
号の前記周波数との間の差の少なくとも２倍のパスバン
ド幅を有するように決定するための手段を含む、請求項
１０に記載のトラッキングフィルタ。 - 【請求項１２】 前記周波数弁別器は前記同相基準信号
を前記入力信号と乗算して同相積信号を生成するための
第１の乗算器と、前記直角位相基準信号を前記入力信号
と乗算して直角位相積信号を生成するための第２の乗算
器と、前記第１の乗算器に接続され、前記同相積信号を
フィルタ処理してフィルタ処理された同相積信号を生成
する第１のローパスフィルタと、前記第２の乗算器に接
続され、前記直角位相積信号をフィルタ処理してフィル
タ処理された直角位相積信号を生成するための第２のロ
ーパスフィルタと、前記第１のローパスフィルタおよび
前記第２のローパスフィルタに接続され、前記フィルタ
処理された直角位相積信号を前記フィルタ処理された同
相積信号で除算して商信号を生成するための除算器と、
前記除算器に接続され、前記商信号を積分して前記周波
数制御信号を生成するための積分器とを含む、トラッキ
ングフィルタ。 - 【請求項１３】 前記同調可能なフィルタはパスバンド
幅制御信号に応答し、前記周波数弁別器は、前記除算器
に接続され、前記同調可能なフィルタが前記除算器ユニ
ットの前記商信号の絶対値に応答して調節されるパスバ
ンド幅を有するように前記パスバンド幅制御信号を生成
するための絶対値ユニットを含む、請求項１２に記載の
トラッキングフィルタ。 - 【請求項１４】 前記周波数弁別器は、前記第１の乗算
器と前記除算器との間に接続され、前記同相積信号をノ
ッチフィルタ処理するための第１の調節可能なノッチフ
ィルタと、前記第２の乗算器と前記除算器との間に接続
され、前記直角位相積信号をノッチフィルタ処理するた
めの第２の調節可能なノッチフィルタとを含み、前記第
１の調節可能なノッチフィルタと前記第２の調節可能な
ノッチフィルタとの各々は、前記積分器に接続され、前
記周波数制御信号を受けるための周波数制御入力を有す
る、請求項１２に記載のトラッキングフィルタ。 - 【請求項１５】 前記第１の調節可能なノッチフィルタ
および前記第２の調節可能なノッチフィルタの各々はパ
スバンド幅制御入力を有し、前記周波数弁別器は、前記
除算器に接続されかつ前記第１の調節可能なノッチフィ
ルタおよび前記第２の調節可能なノッチフィルタの各々
が前記商信号の絶対値に応答して調節されるパスバンド
幅を有するように前記パスバンド幅制御信号を生成する
ための絶対値ユニットを含む、請求項１４に記載のトラ
ッキングフィルタ。 - 【請求項１６】 前記同調可能なフィルタは、前記周波
数弁別器の前記絶対値ユニットに接続されて前記商信号
の絶対値に応答して前記同調可能なフィルタのパスバン
ド幅を調節するためのパスバンド幅制御入力を有する、
請求項１５に記載のトラッキングフィルタ。 - 【請求項１７】 前記トラッキングフィルタはデジタル
フィルタである、請求項８に記載のトラッキングフィル
タ。 - 【請求項１８】 トラッキングフィルタであって、 （ａ） 入力信号に応答し、フィルタ処理された信号を
出力上に生成するための同調可能なフィルタを含み、前
記同調可能なフィルタは周波数制御信号に応答して調節
可能なパスバンド中心周波数を有し、前記同調可能なフ
ィルタはパスバンド幅制御信号に応答して調節可能なパ
スバンド幅を有し、 （ｂ） 前記出力に接続された入力を有し、前記フィル
タ処理された信号に応答して同相基準信号および直角位
相基準信号を生成するためのヒルベルト変換器と、 （ｃ） 前記入力信号に応答し、前記ヒルベルト変換器
および前記同調可能なフィルタに接続され、前記入力信
号の前記同相基準信号および前記直角位相基準信号によ
る複素復調によって前記周波数制御信号および前記パス
バンド幅制御信号を生成するため周波数弁別器とを含
む、トラッキングフィルタ。 - 【請求項１９】 前記周波数弁別器は、前記同相基準信
号を前記入力信号と乗算して同相積信号を生成するため
の第１の乗算器と、前記直角位相基準信号を前記入力信
号と乗算して直角位相積信号を生成するための第２の乗
算器と、前記第１の乗算器に接続され、前記同相積信号
をフィルタ処理してフィルタ処理された同相積信号を生
成するための第１のローパスフィルタと、前記第２の乗
算器に接続され、前記直角位相積信号をフィルタ処理し
てフィルタ処理された直角位相積信号を生成するための
第２のローパスフィルタと、前記第１のローパスフィル
タおよび前記第２のローパスフィルタに接続され、前記
フィルタ処理された直角位相積信号を前記フィルタ処理
された同相積信号で除算して商信号を生成するための除
算器と、前記除算器に接続され、前記商信号を積分して
前記周波数制御信号を生成するための積分器と、前記除
算器に接続され、前記商信号の絶対値から前記パスバン
ド幅制御信号を生成するための絶対値発生器とを含む、
請求項１８に記載のトラッキングフィルタ。 - 【請求項２０】 前記周波数弁別器は前記第１の乗算器
および前記除算器の間に接続されて前記同相積信号をノ
ッチフィルタ処理するための第１の調節可能なノッチフ
ィルタと、前記第２の乗算器と前記除算器との間に接続
され、前記直角位相積信号をノッチフィルタ処理するた
めの第２の調節可能なノッチフィルタとを含み、前記第
１の調節可能なノッチフィルタおよび前記第２の調節可
能なノッチフィルタの各々は、前記積分器に接続されて
前記周波数制御信号を受けるための周波数制御入力と、
前記絶対値発生器に接続されて前記パスバンド幅制御信
号を受けるためのパスバンド幅制御入力とを有する、請
求項１８に記載のトラッキングフィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/116,859 US5491725A (en) | 1993-09-07 | 1993-09-07 | Tracking filter and quadrature-phase reference generator |
| US116859 | 2000-01-11 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07170152A true JPH07170152A (ja) | 1995-07-04 |
Family
ID=22369673
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6206393A Pending JPH07170152A (ja) | 1993-09-07 | 1994-08-31 | 入力信号をフィルタ処理する方法、およびトラッキングフィルタ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5491725A (ja) |
| EP (1) | EP0642216B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07170152A (ja) |
| DE (1) | DE69426957T2 (ja) |
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