JPH0715262A - 利得安定化方法及び利得安定化回路 - Google Patents
利得安定化方法及び利得安定化回路Info
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- JPH0715262A JPH0715262A JP15251993A JP15251993A JPH0715262A JP H0715262 A JPH0715262 A JP H0715262A JP 15251993 A JP15251993 A JP 15251993A JP 15251993 A JP15251993 A JP 15251993A JP H0715262 A JPH0715262 A JP H0715262A
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- gain
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- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 増幅器の安定化方法に関し、簡易な方法でト
ランジスタ定数のバラツキや浮遊素子の影響による利得
変動を安定化する方法を提供することを目的とする。 【構成】 パイロット信号発生手段が発生するパイロッ
ト信号を、パイロット信号重畳手段によって入力信号に
重畳した信号を増幅手段によって増幅し、該増幅された
信号からパイロット信号抽出手段によってパイロット信
号を抽出し、該抽出されたパイロット信号と重畳したパ
イロット信号の振幅を比較手段において比較し、該比較
器結果の電圧によって増幅手段のバイアスを調整するよ
うに構成する。
ランジスタ定数のバラツキや浮遊素子の影響による利得
変動を安定化する方法を提供することを目的とする。 【構成】 パイロット信号発生手段が発生するパイロッ
ト信号を、パイロット信号重畳手段によって入力信号に
重畳した信号を増幅手段によって増幅し、該増幅された
信号からパイロット信号抽出手段によってパイロット信
号を抽出し、該抽出されたパイロット信号と重畳したパ
イロット信号の振幅を比較手段において比較し、該比較
器結果の電圧によって増幅手段のバイアスを調整するよ
うに構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、増幅器の利得安定化方
法及び利得安定化回路に係り、特に、高周波増幅器に適
した、簡易な方法および回路によって利得を安定化する
ことが可能な利得安定化方法及び利得安定化回路に関す
る。
法及び利得安定化回路に係り、特に、高周波増幅器に適
した、簡易な方法および回路によって利得を安定化する
ことが可能な利得安定化方法及び利得安定化回路に関す
る。
【０００２】通信においては、出力の周波数とレベルが
正確に制御されることが極めて重要である。特に、自由
空間に電波を発射して通信を行なう無線通信において
は、その重要性は一層高いものである。
正確に制御されることが極めて重要である。特に、自由
空間に電波を発射して通信を行なう無線通信において
は、その重要性は一層高いものである。
【０００３】一方、携帯電話や自動車電話などの移動通
信を普及させるために、移動局に対して数ある要素技術
の中で小型化に最も厳しい要求が課される。又、土地取
得が困難なことから通信需要が増加しても固定局の局数
を増加したり、既設局を拡大することにも制約が生じ、
固定局においても機器の小型化は避けられない状況にあ
る。
信を普及させるために、移動局に対して数ある要素技術
の中で小型化に最も厳しい要求が課される。又、土地取
得が困難なことから通信需要が増加しても固定局の局数
を増加したり、既設局を拡大することにも制約が生じ、
固定局においても機器の小型化は避けられない状況にあ
る。
【０００４】昔から、小型化するために回路の簡易化を
進めてきたが、回路を簡易化するということは回路特性
をきめ細かく制御することとは相いれない面があり、時
によっては、小型化は特性とのトレード・オフで行なわ
れることさえある。
進めてきたが、回路を簡易化するということは回路特性
をきめ細かく制御することとは相いれない面があり、時
によっては、小型化は特性とのトレード・オフで行なわ
れることさえある。
【０００５】従って、特性とのトレード・オフをしなく
てもよい、新しい発想の利得安定化方法及び利得安定化
回路の実現が望まれている。
てもよい、新しい発想の利得安定化方法及び利得安定化
回路の実現が望まれている。
【０００６】
【従来の技術】図６は、従来の利得安定化回路の例であ
る。図６において、５１は電界効果トランジスタ、５
２、５３、５４、５６は抵抗、５５はコンデンサで、５
１乃至５６で増幅手段を構成している。この増幅手段の
電圧利得ＡV は、電界効果トランジスタのトランス・コ
ンダクタンスをｇm 、抵抗５４の抵抗値をＲS 、コンデ
ンサ55の容量値をＣs 、抵抗５６の抵抗値をＲ D とする
と、比較的低周波では次の式で表される。
る。図６において、５１は電界効果トランジスタ、５
２、５３、５４、５６は抵抗、５５はコンデンサで、５
１乃至５６で増幅手段を構成している。この増幅手段の
電圧利得ＡV は、電界効果トランジスタのトランス・コ
ンダクタンスをｇm 、抵抗５４の抵抗値をＲS 、コンデ
ンサ55の容量値をＣs 、抵抗５６の抵抗値をＲ D とする
と、比較的低周波では次の式で表される。
【０００７】ＡV ＝ｇm ・ＲD ／（１＋ｇm ・ＺS ） 但し、ＺS ＝ＲS ／（１＋ｊωＣs ・ＲS ）である。こ
こで、使用帯域においてはソース側のインピーダンスＺ
S は近似的に零であるから、電圧利得ＡV は近似的に次
の式で与えられる。
こで、使用帯域においてはソース側のインピーダンスＺ
S は近似的に零であるから、電圧利得ＡV は近似的に次
の式で与えられる。
【０００８】ＡV ≒ｇm ・ＲD 即ち、電圧利得ＡV は電
界効果トランジスタのトランス・コンダクタンスに左右
される。一般に電界効果トランジスタのトランス・コン
ダクタンスは、周囲温度や電源電圧の変動で変化しやす
い。そこで、図６のようにソースに直列に抵抗５４を挿
入することにより直流帰還をかけてトランス・コンダク
タンスを安定化し、且つ、抵抗５４に並列にコンデンサ
５５を接続して、使用帯域では抵抗５４による交流帰還
がかからない構成にして、使用帯域で所要利得を得なが
ら利得の安定化をしている。
界効果トランジスタのトランス・コンダクタンスに左右
される。一般に電界効果トランジスタのトランス・コン
ダクタンスは、周囲温度や電源電圧の変動で変化しやす
い。そこで、図６のようにソースに直列に抵抗５４を挿
入することにより直流帰還をかけてトランス・コンダク
タンスを安定化し、且つ、抵抗５４に並列にコンデンサ
５５を接続して、使用帯域では抵抗５４による交流帰還
がかからない構成にして、使用帯域で所要利得を得なが
ら利得の安定化をしている。
【０００９】しかし、トランス・コンダクタンスｇm が
５ミリモーでＲS が１キロオーム程度の場合には、直流
帰還によるｇm 変動の抑圧は１／（１＋５ｍ・１Ｋ）＝
１／６程度で必ずしも十分ではない。
５ミリモーでＲS が１キロオーム程度の場合には、直流
帰還によるｇm 変動の抑圧は１／（１＋５ｍ・１Ｋ）＝
１／６程度で必ずしも十分ではない。
【００１０】又、高周波においては、ゲートの電位変化
がドレインに伝えられるための遅延時間を無視できなく
なる（トランス・コンダクタンスに位相回転が含まれ
る）他、抵抗５６が有する浮遊容量や、ドレインとソー
ス間の帰還容量の影響を考慮しなければならなって、使
用帯域における利得が所要値からずれる。
がドレインに伝えられるための遅延時間を無視できなく
なる（トランス・コンダクタンスに位相回転が含まれ
る）他、抵抗５６が有する浮遊容量や、ドレインとソー
ス間の帰還容量の影響を考慮しなければならなって、使
用帯域における利得が所要値からずれる。
【００１１】図６における５７は、これを補償するため
の帰還回路で、概ね１００ＭＨｚ以下で使用する増幅器
では帰還回路５７がしばしば適用される。しかし、数百
ＭＨｚから１ＧＨｚ以上においては浮遊素子の影響が大
きく、帰還増幅器が安定に動作する条件である、「ルー
プ利得が０ｄＢになる周波数より低周波でループの位相
回転が１８０度を超えてはならない」という条件を満足
することが事実上無理である。従って、図６の回路では
利得を十分に安定化することができない。
の帰還回路で、概ね１００ＭＨｚ以下で使用する増幅器
では帰還回路５７がしばしば適用される。しかし、数百
ＭＨｚから１ＧＨｚ以上においては浮遊素子の影響が大
きく、帰還増幅器が安定に動作する条件である、「ルー
プ利得が０ｄＢになる周波数より低周波でループの位相
回転が１８０度を超えてはならない」という条件を満足
することが事実上無理である。従って、図６の回路では
利得を十分に安定化することができない。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
に対処して、非常に高い周波数領域においても簡易な構
成で、増幅手段に新たな不安定要因を持ち込まないで利
得を安定化することができる利得安定化方法及び利得安
定化回路を提供することを目的とする。
に対処して、非常に高い周波数領域においても簡易な構
成で、増幅手段に新たな不安定要因を持ち込まないで利
得を安定化することができる利得安定化方法及び利得安
定化回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理を
示す図である。図１において、１はパイロット信号発生
手段、２はパイロット信号重畳手段、３はパイロット信
号抽出手段、４は比較手段、５は増幅手段である。
示す図である。図１において、１はパイロット信号発生
手段、２はパイロット信号重畳手段、３はパイロット信
号抽出手段、４は比較手段、５は増幅手段である。
【００１４】パイロット信号はパイロット信号重畳手段
において入力信号に重畳され、増幅手段で増幅される。
増幅手段の出力端子に接続されたパイロット信号抽出手
段で増幅後のパイロット信号を抽出し、抽出されたパイ
ロット信号と、入力側で重畳されるパイロット信号の振
幅を比較し、その結果比較手段が出力する電圧で増幅手
段のバイアスを調整する。
において入力信号に重畳され、増幅手段で増幅される。
増幅手段の出力端子に接続されたパイロット信号抽出手
段で増幅後のパイロット信号を抽出し、抽出されたパイ
ロット信号と、入力側で重畳されるパイロット信号の振
幅を比較し、その結果比較手段が出力する電圧で増幅手
段のバイアスを調整する。
【００１５】
【作用】増幅手段の利得が所定の値であれば、抽出され
たパイロット信号の振幅と、重畳されるパイロット信号
の振幅は、設計時に規定した関係にある。この時に比較
手段の出力電圧が零になるように初期調整しておく。
たパイロット信号の振幅と、重畳されるパイロット信号
の振幅は、設計時に規定した関係にある。この時に比較
手段の出力電圧が零になるように初期調整しておく。
【００１６】もし、抽出したパイロット信号の振幅が規
定より小さい場合には、増幅手段を構成するトランジス
タのトランス・コンダクタンスを大きくするように比較
手段の出力電圧を変化させ、抽出したパイロット信号の
振幅が規定より大きい場合には、増幅手段を構成するト
ランジスタのトランス・コンダクタンスを小さくするよ
うに比較手段の出力電圧を変化させ、増幅手段を構成す
るトランジスタのバイアスを自動的に調整する。
定より小さい場合には、増幅手段を構成するトランジス
タのトランス・コンダクタンスを大きくするように比較
手段の出力電圧を変化させ、抽出したパイロット信号の
振幅が規定より大きい場合には、増幅手段を構成するト
ランジスタのトランス・コンダクタンスを小さくするよ
うに比較手段の出力電圧を変化させ、増幅手段を構成す
るトランジスタのバイアスを自動的に調整する。
【００１７】
【実施例】図２は、本発明の実施例である。図２におい
て、１１は低周波信号発振器、２１は加算回路、３１は
帯域ろ波器、４１は二つの入力端子にレベル検出機能を
有する振幅比較器、４２は固定減衰器、５１は電界効果
トランジスタ、５２、５３、５４、５６は抵抗、５５は
コンデンサである。
て、１１は低周波信号発振器、２１は加算回路、３１は
帯域ろ波器、４１は二つの入力端子にレベル検出機能を
有する振幅比較器、４２は固定減衰器、５１は電界効果
トランジスタ、５２、５３、５４、５６は抵抗、５５は
コンデンサである。
【００１８】図２の回路においては、パイロット信号に
低周波信号を用いているが、その理由は下記の通りであ
る。一般にパイロット信号としては、入力信号の帯域外
の信号であれば重畳、抽出時に入力信号に劣化を与える
ことがないので、低周波信号、高周波信号のいずれでも
用いることが可能であるが、高周波信号を用いると帯域
ろ波器、振幅比較器、パイロット信号発生手段を高周波
特性のよい回路としなければならず、回路実現が難しく
なるので、低周波信号を用いる方が有利である。
低周波信号を用いているが、その理由は下記の通りであ
る。一般にパイロット信号としては、入力信号の帯域外
の信号であれば重畳、抽出時に入力信号に劣化を与える
ことがないので、低周波信号、高周波信号のいずれでも
用いることが可能であるが、高周波信号を用いると帯域
ろ波器、振幅比較器、パイロット信号発生手段を高周波
特性のよい回路としなければならず、回路実現が難しく
なるので、低周波信号を用いる方が有利である。
【００１９】又、振幅比較器の二つの入力端子にレベル
検出機能を持たせるのは、交流のままでは振幅比較でき
ないからである。図３は、図２の回路の各部の波形であ
る。図３の波形に付した記号は図２に記入してある記号
と同じで、図３の波形が図２のどこの波形かを示すもの
である。表示の簡易さのために、入力信号Ａは周波数ｆ
0 の正弦波で表している。又、低周波信号Ｂは周波数ｆ
m0の正弦波である。これらを加算回路で重畳した波形が
Ｃ、増幅した後の波形がＤである。加算しているので、
周波数ｆ0 の入力信号の上側の尖頭値も、下側の尖頭値
も低周波信号の振幅分だけ同時に上下にシフトした波形
になっている。この波形の信号を通過中心周波数がｆm0
の帯域ろ波器を通すと、低周波成分だけが抽出される。
これが波形Ｅである。波形Ｅの振幅は、加算回路や帯域
ろ波器の損失を無視できるとすれば、加算回路の入力に
おける低周波信号の振幅を増幅手段の利得だけ大きくし
たものである。従って、固定減衰器の減衰量は、原理的
には増幅手段の、周波数ｆm0における所定の利得と同じ
値に設定すればよい。
検出機能を持たせるのは、交流のままでは振幅比較でき
ないからである。図３は、図２の回路の各部の波形であ
る。図３の波形に付した記号は図２に記入してある記号
と同じで、図３の波形が図２のどこの波形かを示すもの
である。表示の簡易さのために、入力信号Ａは周波数ｆ
0 の正弦波で表している。又、低周波信号Ｂは周波数ｆ
m0の正弦波である。これらを加算回路で重畳した波形が
Ｃ、増幅した後の波形がＤである。加算しているので、
周波数ｆ0 の入力信号の上側の尖頭値も、下側の尖頭値
も低周波信号の振幅分だけ同時に上下にシフトした波形
になっている。この波形の信号を通過中心周波数がｆm0
の帯域ろ波器を通すと、低周波成分だけが抽出される。
これが波形Ｅである。波形Ｅの振幅は、加算回路や帯域
ろ波器の損失を無視できるとすれば、加算回路の入力に
おける低周波信号の振幅を増幅手段の利得だけ大きくし
たものである。従って、固定減衰器の減衰量は、原理的
には増幅手段の、周波数ｆm0における所定の利得と同じ
値に設定すればよい。
【００２０】従って、増幅手段の利得が所定値に一致し
ていれば、振幅比較器の二つの入力端子のレベルは等し
く、それをレベル検出した直流も等しい。この時、振幅
比較器の出力電圧が零ボルトにし、増幅手段の利得が所
定値からずれた時に振幅比較器の出力電圧を正負に変化
させる。この機能は、差動増幅器型の振幅比較器で容易
に実現できる。もし、電界効果トランジスタ５１は、ゲ
ート電圧が高くなるとトランス・コンダクタンスが大き
くなり、ゲート電圧が低くなるとトランス・コンダクタ
ンスが小さくなるタイプであれば、振幅比較器からは、
増幅手段の利得が大きくなった時には負の電圧を、増幅
手段が小さくなった時には正の電圧を出力すればよいの
で、低周波信号発振器を振幅比較器の同相入力に、固定
減衰器を振幅比較器の逆相入力に接続すればよい。
ていれば、振幅比較器の二つの入力端子のレベルは等し
く、それをレベル検出した直流も等しい。この時、振幅
比較器の出力電圧が零ボルトにし、増幅手段の利得が所
定値からずれた時に振幅比較器の出力電圧を正負に変化
させる。この機能は、差動増幅器型の振幅比較器で容易
に実現できる。もし、電界効果トランジスタ５１は、ゲ
ート電圧が高くなるとトランス・コンダクタンスが大き
くなり、ゲート電圧が低くなるとトランス・コンダクタ
ンスが小さくなるタイプであれば、振幅比較器からは、
増幅手段の利得が大きくなった時には負の電圧を、増幅
手段が小さくなった時には正の電圧を出力すればよいの
で、低周波信号発振器を振幅比較器の同相入力に、固定
減衰器を振幅比較器の逆相入力に接続すればよい。
【００２１】又、図２において低周波信号を抽出するろ
波器に帯域ろ波器を使用しているが、これは次の理由に
よる。即ち、原理的に周波数ｆm0を通過させ、周波数ｆ
0 に十分な減衰を与える低域ろ波器で構わないが、増幅
手段の直流ドリフトによって振幅比較に誤差が出ないよ
うに直流を遮断するためである。この意味では、増幅手
段の出力端子に直流遮断コンデンサを介して低域ろ波器
を接続してもよく、この方が回路構成は簡易になる。
波器に帯域ろ波器を使用しているが、これは次の理由に
よる。即ち、原理的に周波数ｆm0を通過させ、周波数ｆ
0 に十分な減衰を与える低域ろ波器で構わないが、増幅
手段の直流ドリフトによって振幅比較に誤差が出ないよ
うに直流を遮断するためである。この意味では、増幅手
段の出力端子に直流遮断コンデンサを介して低域ろ波器
を接続してもよく、この方が回路構成は簡易になる。
【００２２】ところで、図２の回路では使用帯域より十
分低い周波数での増幅手段の利得を監視しているので、
増幅手段の利得変動自体に周波数特性があると、即ち、
ｆ0における利得変動と、ｆm0における利得変動に差が
あると、安定化された利得はこの差に相当する誤差を持
つことになる。この誤差を小さくするにはｆm0を許容で
きる範囲でｆ0 に近づければよいが、発振器、ろ波器、
比較器を高周波特性のよいものにしなければならなくな
る。これを解決する回路を次に説明する。
分低い周波数での増幅手段の利得を監視しているので、
増幅手段の利得変動自体に周波数特性があると、即ち、
ｆ0における利得変動と、ｆm0における利得変動に差が
あると、安定化された利得はこの差に相当する誤差を持
つことになる。この誤差を小さくするにはｆm0を許容で
きる範囲でｆ0 に近づければよいが、発振器、ろ波器、
比較器を高周波特性のよいものにしなければならなくな
る。これを解決する回路を次に説明する。
【００２３】図４は、本発明の第二の実施例である。図
４において、１１は低周波信号発振器、２２は変調回
路、３１は帯域ろ波器３２は整流器、４１は二つの入力
端子にレベル検出機能を有する振幅比較器、４２は固定
減衰器、５１は電界効果トランジスタ、５２、５３、５
４、５６は抵抗、５５はコンデンサである。
４において、１１は低周波信号発振器、２２は変調回
路、３１は帯域ろ波器３２は整流器、４１は二つの入力
端子にレベル検出機能を有する振幅比較器、４２は固定
減衰器、５１は電界効果トランジスタ、５２、５３、５
４、５６は抵抗、５５はコンデンサである。
【００２４】低周波信号を使用する理由、振幅比較器に
入力端子にレベル検出機能を有する理由は図２の回路と
全く同じである。図５は、図４の回路の各部の波形であ
る。図５の波形に付した記号は図４に記入してある記号
と同じで、図５の波形が図４のどこの波形かを示すもの
である。表示の簡易さのために、入力信号ａは周波数ｆ
0 の正弦波で表している。又、低周波信号ｂは周波数ｆ
m1の正弦波である。これらを変調回路で重畳した波形が
ｃ、増幅した後の波形がｄである。変調しているので、
周波数ｆ0 の入力信号の上側の尖頭値と下側の尖頭値
は、低周波信号の振幅分だけ逆方向シフトした波形にな
っている。この波形の信号を整流器を通して、正負いず
れかの半サイクルだけを取り出したのち、通過中心周波
数がｆm1の帯域ろ波器を通すと、低周波成分だけが抽出
される。これが波形ｅである。波形ｅの振幅は、変調回
路や整流器や帯域ろ波器の損失を無視できるとすれば、
変調回路の入力における低周波信号の振幅を増幅手段の
利得だけ大きくしたものである。従って、固定減衰器の
減衰量は、原理的には増幅手段の、周波数ｆ0 ＋ｆm0も
しくはｆ0 −ｆm0の何れかにおける所定の利得と同じ値
に設定すればよい。或いは、無線通信の場合には搬送波
の周波数に対する使用帯域幅の比（これを比帯域とい
う）が狭いので、周波数ｆ0における所定の利得と同じ
値に設定しても差支えない。
入力端子にレベル検出機能を有する理由は図２の回路と
全く同じである。図５は、図４の回路の各部の波形であ
る。図５の波形に付した記号は図４に記入してある記号
と同じで、図５の波形が図４のどこの波形かを示すもの
である。表示の簡易さのために、入力信号ａは周波数ｆ
0 の正弦波で表している。又、低周波信号ｂは周波数ｆ
m1の正弦波である。これらを変調回路で重畳した波形が
ｃ、増幅した後の波形がｄである。変調しているので、
周波数ｆ0 の入力信号の上側の尖頭値と下側の尖頭値
は、低周波信号の振幅分だけ逆方向シフトした波形にな
っている。この波形の信号を整流器を通して、正負いず
れかの半サイクルだけを取り出したのち、通過中心周波
数がｆm1の帯域ろ波器を通すと、低周波成分だけが抽出
される。これが波形ｅである。波形ｅの振幅は、変調回
路や整流器や帯域ろ波器の損失を無視できるとすれば、
変調回路の入力における低周波信号の振幅を増幅手段の
利得だけ大きくしたものである。従って、固定減衰器の
減衰量は、原理的には増幅手段の、周波数ｆ0 ＋ｆm0も
しくはｆ0 −ｆm0の何れかにおける所定の利得と同じ値
に設定すればよい。或いは、無線通信の場合には搬送波
の周波数に対する使用帯域幅の比（これを比帯域とい
う）が狭いので、周波数ｆ0における所定の利得と同じ
値に設定しても差支えない。
【００２５】以降の、振幅比較をした結果による増幅手
段のバイアスの調整については図２の回路と全く同じで
ある。又、整流器の出力端子に直流遮断コンデンサを介
して低域ろ波器を接続して帯域ろ波器としてもよいこと
も、図２の回路と全く同じである。
段のバイアスの調整については図２の回路と全く同じで
ある。又、整流器の出力端子に直流遮断コンデンサを介
して低域ろ波器を接続して帯域ろ波器としてもよいこと
も、図２の回路と全く同じである。
【００２６】図４の回路の利点は、使用帯域での利得変
動を監視できることにあり、且つ、低周波信号で変調し
て増幅した信号から低周波信号を抽出するのに、整流器
とろ波器を用いている点が、回路を簡易にするポイント
である。
動を監視できることにあり、且つ、低周波信号で変調し
て増幅した信号から低周波信号を抽出するのに、整流器
とろ波器を用いている点が、回路を簡易にするポイント
である。
【００２７】
【発明の効果】以上詳述した如く、本発明により増幅手
段を構成する電界効果トランジスタのトランス・コンダ
クタンスの変動・バラツキや、高周波における浮遊素子
などの影響による利得変動を簡易な方法及び回路で検出
し、安定化することができる。特に、複雑な帰還回路を
用いて利得そのものを制御しようとすると、かえって不
安定さを持ち込むのに対して、本発明の方法及び回路は
そのようなことがないのが利点である。
段を構成する電界効果トランジスタのトランス・コンダ
クタンスの変動・バラツキや、高周波における浮遊素子
などの影響による利得変動を簡易な方法及び回路で検出
し、安定化することができる。特に、複雑な帰還回路を
用いて利得そのものを制御しようとすると、かえって不
安定さを持ち込むのに対して、本発明の方法及び回路は
そのようなことがないのが利点である。
【図１】 本発明の原理。
【図２】 本発明の実施例。
【図３】 図２の回路の各部の波形。
【図４】 本発明の第二の実施例。
【図５】 図４の回路の各部の波形。
【図６】 従来の利得安定化回路
１ パイロット信号発生手段 ２ パイロット信号重畳手段 ３ パイロット信号抽出手段 ４ 比較手段 ５ 増幅手段
Claims (3)
- 【請求項１】 増幅器の利得安定化方法であって、 パイロット信号発生手段（１）が発生するパイロット信
号を、パイロット信号重畳手段（２）によって入力信号
に重畳した信号を増幅手段（５）によって増幅し、 該増幅された信号からパイロット信号抽出手段（３）に
よってパイロット信号を抽出し、 該抽出されたパイロット信号と重畳したパイロット信号
の振幅を比較手段（４）において比較し、 該比較器結果の電圧によって増幅手段（５）のバイアス
を調整することを特徴とする利得安定化方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の利得安定化方法による利
得安定化回路であって、 入力信号に低周波信号を加算した信号を増幅し、増幅器
の出力端子に接続されたろ波器を介して低周波信号を抽
出し、該抽出した低周波信号と加算した低周波数信号の
振幅を振幅比較器によって比較し、該振幅比較器の出力
端子を増幅器のバイアス回路に接続することを特徴とす
る利得安定化回路。 - 【請求項３】 請求項１記載の利得安定化方法による利
得安定化回路であって、 入力信号を低周波信号で変調した信号を増幅し、増幅器
の出力端子に接続された整流器とろ波器を介して低周波
信号を抽出し、該抽出した低周波信号と変調した低周波
信号の振幅を振幅比較器によって比較し、該振幅比較器
の出力端子を増幅器のバイアス回路に接続することを特
徴とする利得安定化回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15251993A JPH0715262A (ja) | 1993-06-24 | 1993-06-24 | 利得安定化方法及び利得安定化回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15251993A JPH0715262A (ja) | 1993-06-24 | 1993-06-24 | 利得安定化方法及び利得安定化回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0715262A true JPH0715262A (ja) | 1995-01-17 |
Family
ID=15542221
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15251993A Withdrawn JPH0715262A (ja) | 1993-06-24 | 1993-06-24 | 利得安定化方法及び利得安定化回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0715262A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001144564A (ja) * | 1999-11-15 | 2001-05-25 | Dx Antenna Co Ltd | 増幅器 |
| WO2001069827A1 (fr) * | 2000-03-13 | 2001-09-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Appareil de transmission et procede de compensation de gain |
-
1993
- 1993-06-24 JP JP15251993A patent/JPH0715262A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001144564A (ja) * | 1999-11-15 | 2001-05-25 | Dx Antenna Co Ltd | 増幅器 |
| JP4612136B2 (ja) * | 1999-11-15 | 2011-01-12 | Ｄｘアンテナ株式会社 | 増幅器 |
| WO2001069827A1 (fr) * | 2000-03-13 | 2001-09-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Appareil de transmission et procede de compensation de gain |
| EP1182814A1 (en) * | 2000-03-13 | 2002-02-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmitting apparatus and gain compensating method |
| US6993066B2 (en) | 2000-03-13 | 2006-01-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmitting apparatus and gain compensating method |
| EP1182814A4 (en) * | 2000-03-13 | 2007-06-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | TRANSMISSION APPARATUS AND GAIN COMPENSATION METHOD |
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