JPH0714167B2 - 単側波帯パルス変調器 - Google Patents
単側波帯パルス変調器Info
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- JPH0714167B2 JPH0714167B2 JP61066071A JP6607186A JPH0714167B2 JP H0714167 B2 JPH0714167 B2 JP H0714167B2 JP 61066071 A JP61066071 A JP 61066071A JP 6607186 A JP6607186 A JP 6607186A JP H0714167 B2 JPH0714167 B2 JP H0714167B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input terminal
- comparator
- signal
- coupled
- comparators
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- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
- H03C1/60—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed with one sideband wholly or partially suppressed
Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、単側波帯パルス変調器に関する。
エッジ・ポジション（edge position）変調技術はコン
ラッド・ピウニッキ（Konrad Piwnicki）著の論文“モ
ジュレーション・メソッズ・リレーテッド・ツー・サイ
ン・ウェブ・クロッシングズ（Modulation Methods Rel
ated to Sine-Wave Crossings）",アイ・イー・イー・
イー・トランザクションズ・オン・コミュニケーション
ズ（IEEE Transactions on Communications）,Vol.COM-
31,NO.4,April 1983,第503-508頁に開示されている。こ
の論文にはエッジ・ポジション変調波を示す２進信号ｕ
（ｔ）に対する関係式が展開されており、 ここでｒ（ｔ）及びｓ（ｔ）は実信号 ωｃは搬送波周波数 Tnはｎ次の第１種のチェビシェフ多項式である。この論
文の第２図には、２個の電圧比較器を使用し、その出力
端子を１個の排他的論理和ゲートの入力端子にそれぞれ
結合して信号ｕ（ｔ）を発生させる簡単化された方式が
示されており、２個の比較器の一方に対する入力をｒ
（ｔ）及びcosωctとし、かつ２個の比較器の他方に対
する入力をｓ（ｔ）及びsinωctとしている。そして排
他的論理和ゲートは、コンデンサによって除去できる直
流分を有する変調波を発生する。
ラッド・ピウニッキ（Konrad Piwnicki）著の論文“モ
ジュレーション・メソッズ・リレーテッド・ツー・サイ
ン・ウェブ・クロッシングズ（Modulation Methods Rel
ated to Sine-Wave Crossings）",アイ・イー・イー・
イー・トランザクションズ・オン・コミュニケーション
ズ（IEEE Transactions on Communications）,Vol.COM-
31,NO.4,April 1983,第503-508頁に開示されている。こ
の論文にはエッジ・ポジション変調波を示す２進信号ｕ
（ｔ）に対する関係式が展開されており、 ここでｒ（ｔ）及びｓ（ｔ）は実信号 ωｃは搬送波周波数 Tnはｎ次の第１種のチェビシェフ多項式である。この論
文の第２図には、２個の電圧比較器を使用し、その出力
端子を１個の排他的論理和ゲートの入力端子にそれぞれ
結合して信号ｕ（ｔ）を発生させる簡単化された方式が
示されており、２個の比較器の一方に対する入力をｒ
（ｔ）及びcosωctとし、かつ２個の比較器の他方に対
する入力をｓ（ｔ）及びsinωctとしている。そして排
他的論理和ゲートは、コンデンサによって除去できる直
流分を有する変調波を発生する。
上記式（１）においてｎ＝１の場合 となり、これは周波数ωｃの搬送波を変調信号ｓ（ｔ）
及びｒ（ｔ）で変調した直交変調波を表わす。ｎ＝２の
場合には となり、これは周波数２ωｃの搬送波をs2（ｔ）＋r
2（ｔ）によって振幅変調した変調波を表わす。
及びｒ（ｔ）で変調した直交変調波を表わす。ｎ＝２の
場合には となり、これは周波数２ωｃの搬送波をs2（ｔ）＋r
2（ｔ）によって振幅変調した変調波を表わす。
式（２）は狭帯域変調波の一般形と見做すことができ
る。変調の形式は信号ｒ（ｔ）及びｓ（ｔ）の間の関係
によって決まる。
る。変調の形式は信号ｒ（ｔ）及びｓ（ｔ）の間の関係
によって決まる。
はｓ（ｔ）のヒルベルト変換信号）の場合低い方の側波
帯に基づく搬送波抑圧単側帯波（SSB-BC）が得られ、 の場合高い方の側波帯に基づく搬送波抑圧単側帯波が得
られる。かかる態様において搬送波抑圧単側帯波を発生
することの欠点は出力が、低い変調深度において搬送波
の高レベル偶数高調波を含むことである。これら偶数高
調波のうち奇数番目の偶数高調波即ちｎ・２ωｃ（但し
ｎは奇数整数）のレベルが特に高い。これらの偶数高調
波は、変調器の動作を狭帯域用に一層好適ならしめる特
に厳重な出力フィルタリングによって除去できるが、こ
れは広いダイナミックレンジを有する音声の如き信号に
対しては不適当である。
帯に基づく搬送波抑圧単側帯波（SSB-BC）が得られ、 の場合高い方の側波帯に基づく搬送波抑圧単側帯波が得
られる。かかる態様において搬送波抑圧単側帯波を発生
することの欠点は出力が、低い変調深度において搬送波
の高レベル偶数高調波を含むことである。これら偶数高
調波のうち奇数番目の偶数高調波即ちｎ・２ωｃ（但し
ｎは奇数整数）のレベルが特に高い。これらの偶数高調
波は、変調器の動作を狭帯域用に一層好適ならしめる特
に厳重な出力フィルタリングによって除去できるが、こ
れは広いダイナミックレンジを有する音声の如き信号に
対しては不適当である。
他の既知の単側波帯変調器はカルテシアン座標系入力で
はなく極座標系入力を使用して高調波を含まない３レベ
ル出力を発生するようにしている。しかし必要とされる
ベースバンド信号処理が極めて複雑になる。
はなく極座標系入力を使用して高調波を含まない３レベ
ル出力を発生するようにしている。しかし必要とされる
ベースバンド信号処理が極めて複雑になる。
本発明の目的は、既知の変調器の欠点を克服した単側波
帯パルス変調器を提供するにある。
帯パルス変調器を提供するにある。
本発明は、搬送波信号及び変調信号の直交成分を１対の
比較器において比較する際不所望な強い偶数高調波の発
生はこれら比較器のスイッチング特性に起因しており、
入力には依存しない、即ち上記高調波は入力が欠如して
いても存在することを認識し、これを基礎として為した
ものである。これら不所望の偶数高調波は、別の比較器
対においても偶数高調波を発生させ、この偶数高調波
を、前記別の比較器を使用しなかった場合の出力信号か
ら効果的に減算することにより、高価なフィルタリング
を必要とすることなくかつ狭帯域動作を必要とすること
なく、減衰させることができる。作動に当り搬送波周波
数、奇数高調波及び弱い偶数高調波は入力に依存する。
本発明の変調方法によって強い偶数高調波を減衰するこ
とにより、所望出力信号を最大値から10dB低下させると
不所望偶数高調波は約20dB低下し、所望出力信号を20dB
低下させると不所望偶数高調波は約40dB低下し、言い換
えれば偶数高調波の低下は効果的に、所望出力信号の低
下の自乗となる。
比較器において比較する際不所望な強い偶数高調波の発
生はこれら比較器のスイッチング特性に起因しており、
入力には依存しない、即ち上記高調波は入力が欠如して
いても存在することを認識し、これを基礎として為した
ものである。これら不所望の偶数高調波は、別の比較器
対においても偶数高調波を発生させ、この偶数高調波
を、前記別の比較器を使用しなかった場合の出力信号か
ら効果的に減算することにより、高価なフィルタリング
を必要とすることなくかつ狭帯域動作を必要とすること
なく、減衰させることができる。作動に当り搬送波周波
数、奇数高調波及び弱い偶数高調波は入力に依存する。
本発明の変調方法によって強い偶数高調波を減衰するこ
とにより、所望出力信号を最大値から10dB低下させると
不所望偶数高調波は約20dB低下し、所望出力信号を20dB
低下させると不所望偶数高調波は約40dB低下し、言い換
えれば偶数高調波の低下は効果的に、所望出力信号の低
下の自乗となる。
本発明の単側波帯パルス変調器は，搬送波信号の直交成
分用の第１及び第２入力端子と、変調信号用の第３入力
端子と、変調信号のヒルベルト変換信号用の第４入力端
子と、第１及び第２比較器対とを具え、前記第１入力端
子を各比較器対の一方の比較器の一方の入力端子に結合
し、前記第２入力端子を各比較器対の他方比較器の一方
の入力端子に結合し、前記第３入力端子を、その一方の
入力端子が前記第１入力端子に結合された比較器のうち
の一方の比較器の他方入力端子に結合し、前記第４入力
端子を、その一方の入力端子が前記第２入力端子に結合
された比較器のうちの一方の比較器の他方入力端子に結
合し、前記第１比較器対の比較器の出力端子に結合した
入力端子を有する第１乗算回路と、前記第２比較器対の
出力端子に結合した入力端子を有する第２乗算回路と、
前記乗算回路の出力端子に結合した入力端子を有しかつ
作動に当り前記乗算回路の出力を合成して、搬送波信号
の大きい偶数高調波のレベルを、１対の比較器だけ使用
して得られるレベルに対し減衰した単側波帯信号を発生
する信号合成回路とを具えたことを特徴とする。
分用の第１及び第２入力端子と、変調信号用の第３入力
端子と、変調信号のヒルベルト変換信号用の第４入力端
子と、第１及び第２比較器対とを具え、前記第１入力端
子を各比較器対の一方の比較器の一方の入力端子に結合
し、前記第２入力端子を各比較器対の他方比較器の一方
の入力端子に結合し、前記第３入力端子を、その一方の
入力端子が前記第１入力端子に結合された比較器のうち
の一方の比較器の他方入力端子に結合し、前記第４入力
端子を、その一方の入力端子が前記第２入力端子に結合
された比較器のうちの一方の比較器の他方入力端子に結
合し、前記第１比較器対の比較器の出力端子に結合した
入力端子を有する第１乗算回路と、前記第２比較器対の
出力端子に結合した入力端子を有する第２乗算回路と、
前記乗算回路の出力端子に結合した入力端子を有しかつ
作動に当り前記乗算回路の出力を合成して、搬送波信号
の大きい偶数高調波のレベルを、１対の比較器だけ使用
して得られるレベルに対し減衰した単側波帯信号を発生
する信号合成回路とを具えたことを特徴とする。
以下図面につき本発明の実施例を説明する。
図面において同じ要素は同一参照数字を用いて示してあ
る。
る。
第１図に示した変調器の実施例における変調器10はカル
テシアン入力を用いて３レベル単側波帯出力ｚ（ｔ）を
発生する。本例の変調器10は４個の比較器12,14,16及び
18具える。比較器対12,14及び16,18の出力端子は排他的
論理和機能回路即ち排他的論理和ゲート20及び22の入力
端子にそれぞれ接続する。排他的論理和ゲート20からの
受信出力ｘ（ｔ）は信号合成回路24の非反転入力端子に
供給し、かつ排他的論理和ゲート22からの受信出力ｙ
（ｔ）はこの信号合成回路の反転入力端子に供給する。
テシアン入力を用いて３レベル単側波帯出力ｚ（ｔ）を
発生する。本例の変調器10は４個の比較器12,14,16及び
18具える。比較器対12,14及び16,18の出力端子は排他的
論理和機能回路即ち排他的論理和ゲート20及び22の入力
端子にそれぞれ接続する。排他的論理和ゲート20からの
受信出力ｘ（ｔ）は信号合成回路24の非反転入力端子に
供給し、かつ排他的論理和ゲート22からの受信出力ｙ
（ｔ）はこの信号合成回路の反転入力端子に供給する。
変調器10は４個の信号入力端子26,28,30及び32を有す
る。入力端子26は比較器12及び18の非反転入力端子に接
続し、入力端子28は比較器12の反転入力端子に接続し、
入力端子30は比較器14及び16の非反転入力端子に接続
し、入力端子32は比較器16の反転入力端子に接続する。
比較器14及び18の反転入力端子は基準電位点、例えば大
地電位点に接続する。入力端子26及び30には搬送波信号
の直交成分cos ωct及びsin ωctをそれぞれ供給する。
第１の構成では変調信号ａ（ｔ）及びこの信号のヒルベ
ルト変換信号（ｔ）を入力端子32及び28にそれぞれ供
給し、この構成の代案構成においては、大括弧内に示し
たようにこれらの信号を入力端子28及び32にそれぞれ供
給する。
る。入力端子26は比較器12及び18の非反転入力端子に接
続し、入力端子28は比較器12の反転入力端子に接続し、
入力端子30は比較器14及び16の非反転入力端子に接続
し、入力端子32は比較器16の反転入力端子に接続する。
比較器14及び18の反転入力端子は基準電位点、例えば大
地電位点に接続する。入力端子26及び30には搬送波信号
の直交成分cos ωct及びsin ωctをそれぞれ供給する。
第１の構成では変調信号ａ（ｔ）及びこの信号のヒルベ
ルト変換信号（ｔ）を入力端子32及び28にそれぞれ供
給し、この構成の代案構成においては、大括弧内に示し
たようにこれらの信号を入力端子28及び32にそれぞれ供
給する。
第１の構成の入力端子28,32を仮定しかつ周波数２πω
ｍを有する単一トーン入力を仮定すると、 ｘ（ｔ）＝Sign〔sin ωct（cos ωct-cos ωmt）〕 及び ｙ（ｔ）＝Sign〔cos ωct（sin ωct-sin ωmt）〕 となり、ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）は双方共、変調を伴う両
側波帯信号である。出力ｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｙ（ｔ）
の基本波が所望信号であり、上記単側帯波z1（ｔ）は次
の如く導出できる。
ｍを有する単一トーン入力を仮定すると、 ｘ（ｔ）＝Sign〔sin ωct（cos ωct-cos ωmt）〕 及び ｙ（ｔ）＝Sign〔cos ωct（sin ωct-sin ωmt）〕 となり、ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）は双方共、変調を伴う両
側波帯信号である。出力ｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｙ（ｔ）
の基本波が所望信号であり、上記単側帯波z1（ｔ）は次
の如く導出できる。
x1（ｔ）＝sinωct・cosωct-sinωct・cosωmt y1（ｔ）＝cosωct・sinωct-cosωct・sinωmt 従ってz1（ｔ）＝〔sin（ωct＋ωmt）〕が得られる。
実際上出力は搬送波周波数の高調波を含んでいるがこれ
はフィルタリングによって除去できる。特に、奇数番目
の偶数高調波及び一方の側帯波は信号合成回路24におい
て減衰される。
はフィルタリングによって除去できる。特に、奇数番目
の偶数高調波及び一方の側帯波は信号合成回路24におい
て減衰される。
信号入力端子28及び32にａ（ｔ）及び（ｔ）が供給さ
れる代案構成によれば下側単側波帯を得ることができ
る。
れる代案構成によれば下側単側波帯を得ることができ
る。
第２図は第１図に示した変調器を具える送信機の実施例
を示す。変調信号源、例えば、マイクロホン36をベース
バンド信号プロセッサ38に接続し、このプロセッサには
変調信号ａ（ｔ）のヒルベルト変換信号（ｔ）を発生
させる広帯域90゜位相推移回路を設ける。ヒルベルト変
換信号（ｔ）及び変調信号ａ（ｔ）は変調器10の入力
端子28及び32に供給する。変調器10の入力端子26及び30
には搬送波信号の直交成分をそれぞれ供給する。変調器
10の３レベル単側帯波出力ｚ（ｔ）は３レベル増幅器40
に供給し、この増幅器の出力をフィルタ42において濾波
して、単側帯波信号がアンテナ44に供給される以前に高
調波を除去する。
を示す。変調信号源、例えば、マイクロホン36をベース
バンド信号プロセッサ38に接続し、このプロセッサには
変調信号ａ（ｔ）のヒルベルト変換信号（ｔ）を発生
させる広帯域90゜位相推移回路を設ける。ヒルベルト変
換信号（ｔ）及び変調信号ａ（ｔ）は変調器10の入力
端子28及び32に供給する。変調器10の入力端子26及び30
には搬送波信号の直交成分をそれぞれ供給する。変調器
10の３レベル単側帯波出力ｚ（ｔ）は３レベル増幅器40
に供給し、この増幅器の出力をフィルタ42において濾波
して、単側帯波信号がアンテナ44に供給される以前に高
調波を除去する。
第３図は変調器の他の実施例を示し、本例の変調器10は
高効率を有し、かつ排他的論理和ゲート20及び22の出力
が双方共高レベルである場合打消動作（キャンセレーシ
ョン）を行う。先に述べた実施例に比べ第３図に示した
実施例では、２対の比較器12,14及び16,18の出力端子を
排他的論理和ゲート20及び22の入力端子にそれぞれ接続
するが、これら比較器への信号入力が第１図とは異なっ
ており、搬送波信号の一方の直交成分sin ωctを比較器
12及び16の非反転入力端子に供給し、搬送波信号の他方
直交成分cos ωctを比較器14及び18の非反転入力端子に
供給し、変調信号ａ（ｔ）及びそのヒルベルト変換信号
（ｔ）を比較器12及び18の反転入力端子にそれぞれ供
給し、比較器14及び16の反転入力端子を基準電位点（ア
ース）に接続する。
高効率を有し、かつ排他的論理和ゲート20及び22の出力
が双方共高レベルである場合打消動作（キャンセレーシ
ョン）を行う。先に述べた実施例に比べ第３図に示した
実施例では、２対の比較器12,14及び16,18の出力端子を
排他的論理和ゲート20及び22の入力端子にそれぞれ接続
するが、これら比較器への信号入力が第１図とは異なっ
ており、搬送波信号の一方の直交成分sin ωctを比較器
12及び16の非反転入力端子に供給し、搬送波信号の他方
直交成分cos ωctを比較器14及び18の非反転入力端子に
供給し、変調信号ａ（ｔ）及びそのヒルベルト変換信号
（ｔ）を比較器12及び18の反転入力端子にそれぞれ供
給し、比較器14及び16の反転入力端子を基準電位点（ア
ース）に接続する。
、他的論理和ゲート20及び22の出力の双方が高レベルに
ある場合打消動作が行われるようにするため、排他的論
理和ゲート20の非反転出力端子をANDゲート46及び排他
的論理和ゲート48の一方の入力端子にそれぞれ接続し、
同様に排他的的論理和ゲート22の非反転出力端子を他の
ANDゲート50の一方の入力端子及び排他的論理和ゲート4
8の他方の入力端子にそれぞれ接続し、かつ排他的論理
和ゲート20及び22の反転出力端子をANDゲート50及び46
の他方入力端子にそれぞれ接続する。ゲート46,48及び5
0の出力即ちQ1,G及びQ2は３レベルプッシュプルスイッ
チ52に供給し、このスイッチの出力端子から３レベル単
側帯波信号が得られる。
ある場合打消動作が行われるようにするため、排他的論
理和ゲート20の非反転出力端子をANDゲート46及び排他
的論理和ゲート48の一方の入力端子にそれぞれ接続し、
同様に排他的的論理和ゲート22の非反転出力端子を他の
ANDゲート50の一方の入力端子及び排他的論理和ゲート4
8の他方の入力端子にそれぞれ接続し、かつ排他的論理
和ゲート20及び22の反転出力端子をANDゲート50及び46
の他方入力端子にそれぞれ接続する。ゲート46,48及び5
0の出力即ちQ1,G及びQ2は３レベルプッシュプルスイッ
チ52に供給し、このスイッチの出力端子から３レベル単
側帯波信号が得られる。
３レベルプッシュプルスイッチ52の一例を第４図に詳細
に示す。このスイッチ52はPNPトランジスタ54及びNPNト
ランジスタ56を具え、これらトランジスタのエミッタ・
コレクタ通路を正及び負電源レール＋Ｖ及び‐Ｖの間に
直列接続する。２個のコレクタ回路の共通接続点58はフ
ィルタ60を介して出力端子に接続する。信号Q1及びQ2は
トランジスタ54及び56のベース回路にそれぞれ供給す
る。信号ＧはNPN及びPNPトランジスタ62及び64のベース
回路にそれぞれ供給し、これらトランジスタのエミッタ
・コレクタ回路は共通接続点58及び基準電圧ライン、例
えば、アース間に並列接続する。作動に当り、排他的論
理和ゲート20及び22のうち一方の排他的論理和ゲートの
出力が高レベルで他方の排他的論理和ゲートの出力が低
レベルの場合ANDゲート46及び50の一方が作動しかつ排
他的論理和ゲート48が導通する。その結果スイッチ52は
高レベル出力を発生する。両方の排他的論理和ゲートの
出力が高レベルの場合、出力Q1,Q2及びＧは低レベルと
なり、スイッチ52は出力を発生しない。従ってトランジ
スタ54及び56が双方共導通できなくなり、電流は一方の
電源レールから他方電源レールへ流れることとなる。
に示す。このスイッチ52はPNPトランジスタ54及びNPNト
ランジスタ56を具え、これらトランジスタのエミッタ・
コレクタ通路を正及び負電源レール＋Ｖ及び‐Ｖの間に
直列接続する。２個のコレクタ回路の共通接続点58はフ
ィルタ60を介して出力端子に接続する。信号Q1及びQ2は
トランジスタ54及び56のベース回路にそれぞれ供給す
る。信号ＧはNPN及びPNPトランジスタ62及び64のベース
回路にそれぞれ供給し、これらトランジスタのエミッタ
・コレクタ回路は共通接続点58及び基準電圧ライン、例
えば、アース間に並列接続する。作動に当り、排他的論
理和ゲート20及び22のうち一方の排他的論理和ゲートの
出力が高レベルで他方の排他的論理和ゲートの出力が低
レベルの場合ANDゲート46及び50の一方が作動しかつ排
他的論理和ゲート48が導通する。その結果スイッチ52は
高レベル出力を発生する。両方の排他的論理和ゲートの
出力が高レベルの場合、出力Q1,Q2及びＧは低レベルと
なり、スイッチ52は出力を発生しない。従ってトランジ
スタ54及び56が双方共導通できなくなり、電流は一方の
電源レールから他方電源レールへ流れることとなる。
第５図は本発明変調器の他の実施例を示す。本例の変調
器は、信号入力端子から各比較器12,14,16及び18への接
続が異なることに起因してｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）は２レ
ベル単側波帯信号になるが、全体的には第１図につき説
明した実施例に類似している。信号合成回路24の出力が
単側波帯項sin（ωct＋ωmt）を含むことは簡単に証明
できる。
器は、信号入力端子から各比較器12,14,16及び18への接
続が異なることに起因してｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）は２レ
ベル単側波帯信号になるが、全体的には第１図につき説
明した実施例に類似している。信号合成回路24の出力が
単側波帯項sin（ωct＋ωmt）を含むことは簡単に証明
できる。
第6A図の波形図は、変調深度１に対しては搬送波周波数
並びに奇数及び偶数高調波が存在しかつほぼ同一振幅を
有することを示す。これに対し第6B図は、本発明による
変調器が変調深度0.1に対し偶数高調波、特に第２高調
波が所望信号につき著しく低減された出力波形を発生す
ることを示す。入力に依存する奇数高調波は依然存在
し、迅速には低減されないが、既知の単側波帯パルス変
調器において起る如き所望信号より高レベルの不所望信
号は存在しなくなる。
並びに奇数及び偶数高調波が存在しかつほぼ同一振幅を
有することを示す。これに対し第6B図は、本発明による
変調器が変調深度0.1に対し偶数高調波、特に第２高調
波が所望信号につき著しく低減された出力波形を発生す
ることを示す。入力に依存する奇数高調波は依然存在
し、迅速には低減されないが、既知の単側波帯パルス変
調器において起る如き所望信号より高レベルの不所望信
号は存在しなくなる。
図面に示した回路を実現するに当り、標準ECL論理回路
ゲート及び比較器を使用することができ、例えば比較器
としてプレッシー・エッチ・エス（Plessey H.S.）の比
較器SP9687を使用できる。異なる信号通路における信号
遅延は細心の注意を払って整合させる必要があり、その
理由は信号遅延の相違は、例えば、プッシュプルスイッ
チ52（第３図）の入力端子において位相誤差として現わ
れ、不所望側波帯を発生させるからである。比較器12,1
4,16及び18をカッド（quad）高速比較器で構成しかつ論
理ゲートを同一集積回路パッケージ内に存在する如く選
定するか又は回路全体を単一集積回路として実現した場
合、信号の遅延の整合が容易になる。
ゲート及び比較器を使用することができ、例えば比較器
としてプレッシー・エッチ・エス（Plessey H.S.）の比
較器SP9687を使用できる。異なる信号通路における信号
遅延は細心の注意を払って整合させる必要があり、その
理由は信号遅延の相違は、例えば、プッシュプルスイッ
チ52（第３図）の入力端子において位相誤差として現わ
れ、不所望側波帯を発生させるからである。比較器12,1
4,16及び18をカッド（quad）高速比較器で構成しかつ論
理ゲートを同一集積回路パッケージ内に存在する如く選
定するか又は回路全体を単一集積回路として実現した場
合、信号の遅延の整合が容易になる。
上述したすべての実施例において１個又は複数個の比較
器への２つの入力信号を置き換えることができること明
らかである。４個の比較器のうち１個又は３個の比較器
に対しこのようにした場合には、信号合成回路は２個の
排他的論理和ゲートの出力信号を減算ではなく加算する
よう構成する必要がある。また代案として又は更に、上
述したすべての実施例において信号sin ωctを信号cos
ωctと２個の比較器の一方へ反転した形で供給できるこ
と明らかである。１個の比較器に対しこれらの信号の一
方を反転した場合（１個又は３個の比較器に対する２つ
の入力信号は置き換えず）、信号合成回路は２個の排他
的論理和ゲートの出力信号を減算ではなく加算するよう
構成することが必要になる。更に、１個又は３個の比較
器への２つの入力信号を置き換えることにより、信号合
成回路は再び減算を行うよう構成することが必要にな
る。
器への２つの入力信号を置き換えることができること明
らかである。４個の比較器のうち１個又は３個の比較器
に対しこのようにした場合には、信号合成回路は２個の
排他的論理和ゲートの出力信号を減算ではなく加算する
よう構成する必要がある。また代案として又は更に、上
述したすべての実施例において信号sin ωctを信号cos
ωctと２個の比較器の一方へ反転した形で供給できるこ
と明らかである。１個の比較器に対しこれらの信号の一
方を反転した場合（１個又は３個の比較器に対する２つ
の入力信号は置き換えず）、信号合成回路は２個の排他
的論理和ゲートの出力信号を減算ではなく加算するよう
構成することが必要になる。更に、１個又は３個の比較
器への２つの入力信号を置き換えることにより、信号合
成回路は再び減算を行うよう構成することが必要にな
る。
第１図は本発明変調器の実施例としてカルテシアン３レ
ベル単側波帯パルス変調器の一例を示すブロック図、 第２図は第１図の変調器を設けた本発明送信機の実施例
を示すブロック図、 第３図は本発明変調器の他の実施例を示すブロック図、 第４図は第３図の変調器において使用する３レベルプッ
シュプルスイッチの一例を示す回路図、 第５図は本発明変調器の他の実施例を示すブロック図、 第6A及び6B図は本発明変調器の作動説明図である。 10……パルス変調器、12,14,16,18……比較器 20,22……排他的論理和ゲート 24……信号合成回路 26,28,30,32……信号入力端子 36……マイクロホン 38……ベースバンド信号プロセッサ 40……３レベル増幅器、42……フィルタ 44……アンテナ、46,50……ANDゲート 48……排他的論理和ゲート 52……３レベルプッシュプルスイッチ 60……フィルタ
ベル単側波帯パルス変調器の一例を示すブロック図、 第２図は第１図の変調器を設けた本発明送信機の実施例
を示すブロック図、 第３図は本発明変調器の他の実施例を示すブロック図、 第４図は第３図の変調器において使用する３レベルプッ
シュプルスイッチの一例を示す回路図、 第５図は本発明変調器の他の実施例を示すブロック図、 第6A及び6B図は本発明変調器の作動説明図である。 10……パルス変調器、12,14,16,18……比較器 20,22……排他的論理和ゲート 24……信号合成回路 26,28,30,32……信号入力端子 36……マイクロホン 38……ベースバンド信号プロセッサ 40……３レベル増幅器、42……フィルタ 44……アンテナ、46,50……ANDゲート 48……排他的論理和ゲート 52……３レベルプッシュプルスイッチ 60……フィルタ
Claims (5)
- 【請求項１】搬送波信号の直交成分用の第１及び第２入
力端子と、変調信号用の第３入力端子と、変調信号のヒ
ルベルト交換信号用の第４入力端子と、第１及び第２比
較器対とを具え、前記第１入力端子を各比較器対の一方
の比較器の一方の入力端子に結合し、前記第２入力端子
を各比較器対の他方比較器の一方の入力端子に結合し、
前記第３入力端子を、その一方の入力端子が前記第１入
力端子に結合された比較器のうちの一方の比較器の他方
入力端子に結合し、前記第４入力端子を、その一方の入
力端子が前記第２入力端子に結合された比較器のうちの
一方の比較器の他方入力端子に結合し、前記第１比較器
対の比較器の出力端子に結合した入力端子を有する第１
乗算回路と、前記第２比較器対の出力端子に結合した入
力端子を有する第２乗算回路と、前記乗算回路の出力端
子に結合した入力端子を有しかつ作動に当り前記乗算回
路の出力を合成して、搬送波信号の大きい偶数高調波の
レベルを、１対の比較器だけ使用して得られるレベルに
対し減衰した単側波帯信号を発生する信号合成回路とを
具えたことを特徴とする単側波帯パルス変調器。 - 【請求項２】前記各乗算回路が、排他的論理和機能回路
である特許請求の範囲第１項記載の単側波帯パルス変調
器。 - 【請求項３】前記第３及び第４入力端子を一方の比較器
対の一方の比較器の入力端子及び他方比較器対の一方の
比較器の入力端子に結合する特許請求の範囲第１又は２
項記載の単側波帯パルス変調器。 - 【請求項４】前記第３及び第４入力端子を一方の比較器
対の一方の比較器の入力端子及び同じ比較器対の他方比
較器の入力端子に結合する特許請求の範囲第１又は２項
記載の単側波帯パルス変調器。 - 【請求項５】前記信号合成回路が３レベルプッシュプル
スイッチを具える特許請求の範囲第1,2,3又は４項記載
の単側波帯パルス変調器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8508016 | 1985-03-27 | ||
| GB08508016A GB2173059A (en) | 1985-03-27 | 1985-03-27 | Ssb pulse modulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61224705A JPS61224705A (ja) | 1986-10-06 |
| JPH0714167B2 true JPH0714167B2 (ja) | 1995-02-15 |
Family
ID=10576764
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61066071A Expired - Lifetime JPH0714167B2 (ja) | 1985-03-27 | 1986-03-26 | 単側波帯パルス変調器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4760354A (ja) |
| EP (1) | EP0199389B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0714167B2 (ja) |
| DE (1) | DE3664989D1 (ja) |
| GB (1) | GB2173059A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3833005A1 (de) * | 1988-03-31 | 1989-10-12 | Licentia Gmbh | Phasen/digital- umsetzungsverfahren und anordnungen zur durchfuehrung des verfahrens |
| CH675802A5 (ja) * | 1988-09-15 | 1990-10-31 | Asea Brown Boveri | |
| US10153757B2 (en) * | 2015-03-06 | 2018-12-11 | Microchip Technology Incorporated | Three input comparator |
| US10917129B2 (en) * | 2017-11-14 | 2021-02-09 | Stmicroelectronics International N.V. | Circuit for determining whether an actual transmission was received in a low-voltage differential sensing receiver |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3243731A (en) * | 1962-06-18 | 1966-03-29 | Sylvania Electric Prod | Microwave single sideband modulator |
-
1985
- 1985-03-27 GB GB08508016A patent/GB2173059A/en not_active Withdrawn
-
1986
- 1986-03-20 EP EP86200460A patent/EP0199389B1/en not_active Expired
- 1986-03-20 DE DE8686200460T patent/DE3664989D1/de not_active Expired
- 1986-03-26 JP JP61066071A patent/JPH0714167B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1986-03-26 US US06/844,049 patent/US4760354A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4760354A (en) | 1988-07-26 |
| EP0199389B1 (en) | 1989-08-09 |
| DE3664989D1 (en) | 1989-09-14 |
| EP0199389A2 (en) | 1986-10-29 |
| GB8508016D0 (en) | 1985-05-01 |
| JPS61224705A (ja) | 1986-10-06 |
| EP0199389A3 (en) | 1987-12-23 |
| GB2173059A (en) | 1986-10-01 |
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